JP6777524B2

JP6777524B2 - 送電装置

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Publication number: JP6777524B2
Application number: JP2016244795A
Authority: JP
Inventors: 裕二林; 浩章湯浅
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2016-12-16
Filing date: 2016-12-16
Publication date: 2020-10-28
Anticipated expiration: 2036-12-16
Also published as: JP2018099001A

Description

本発明は、送電装置に関し、詳しくは、受電装置に非接触で電力を送電する送電装置に関する。

従来、この種の送電装置としては、インバータからの交流電力の高周波ノイズを除去するフィルタのインダクタに並列接続されるようスイッチを取り付けたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。インバータは、一般的に、図２１に示されるように、４つのスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４と、このスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４に逆方向に並列接続された４つのダイオードＤ９１〜Ｄ９４とにより構成される。スイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４は、それぞれ正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるよう２個ずつペアで配置されており、対となるスイッチング素子同士の接続点の各々に送電用コイルの両端子が接続される。

このインバータのスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４は、通常パルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御によりスイッチングされるが、この場合、ＰＷＭ制御による交番電圧に対して電流の位相が進む（進角する）場合がある。図２２にスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４のオンオフ状態とインバータの出力電圧，電流の状態との関係の一例を示す。図の「インバータ出力電圧，電流」において、実線の折れ線は出力電圧を示し、実線のサインカーブは電圧位相に対して電流位相が進角しているときの電流を示している。いま、スイッチング素子Ｑ９１がオフの状態からオンの状態に移行するとき（インバータのターンオン時）を考える。スイッチング素子Ｑ９１がオフの状態の時間Ｔ１では、インバータ出力電圧は値０であるが、電流は位相が進んでいるから正の値となる。このとき、電流は、図２３（ａ）に示すように、送電用コイル側の下の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ９４，オン状態のスイッチング素子Ｑ９２およびダイオードＤ９２，送電用コイル側の上の電力ラインの順に流れる。スイッチング素子Ｑ９１をオン（インバータをターンオン）した直後の時間Ｔ２では、インバータ出力電圧は正の値となり、電流は正の値を保持している。このとき、電流は、図２３（ｂ）に示すように、正極母線（上側の母線）からオン状態のスイッチング素子Ｑ９１を介して送電用コイル側の上の電力ラインに流れると共に、送電用コイル側の下の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ９４を介して負極母線（下側の母線）に流れる。ダイオードＤ９２には、スイッチング素子Ｑ９１をオフ状態の時間Ｔ１では順バイアスが与えられており、スイッチング素子Ｑ９１がオンした直後の時間Ｔ２では逆バイアスが与えられることになる。このため、ダイオードのリカバリ特性により、ダイオードＤ９２には図２３（ｂ）の太矢印に示すようにリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流は短絡電流であるため、送電装置の異常発熱や故障の要因となる場合が生じる。

上述の装置では、インバータと送電用コイルとの間に、図２４に示すように、４つのインダクタＬ９１〜Ｌ９４と、２つのコンデンサＣ９１，Ｃ９２と、インダクタＬ９２に並列接続されたスイッチＳＷと、を備えるフィルタを配置し、送電用コイルと受電用コイルの結合係数が大きいときにはスイッチＳＷをオフとし、結合係数が小さいときにはスイッチＳＷをオンとする。これにより、インバータからの出力電流の位相を出力電圧に対して適当に遅角させ、電流位相が進角することにより、ダイオードにリカバリ電流（短絡電流）が流れ、これに起因する送電装置の異常発熱や故障などを抑制している。

特開２０１６−１１１９０３号公報

しかしながら、上述の送電装置では、単なるスイッチのオンオフの２値切り替えであるため、製造バラツキや、温度特性、経年劣化などに起因してシステム定数が変化したり、フィルタの構成に起因するシステム入出力特性の変化に対してロバスト性が低いものとなっている。また、送電用コイルと受電用コイルの結合係数の変動や、入力電圧の変動、出力電圧の変動などの過渡変動時には、制御性が悪く、迅速に応答することができないため、ダイオードにリカバリ電流が流れてしまう場合も生じる。さらに、高周波ノイズを除去するフィルタのインダクタンスを切り替えるから、フィルタ特性が変化し、十分に高周波ノイズを除去できなくなってしまう。

本発明の送電装置は、インバータのダイオードに流れ得るリカバリ電流をより適正に抑制することを主目的とする。

本発明の送電装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の送電装置は、
外部電源起因の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記交流電力を非接触で受電装置の受電部に送電する送電部と、
前記インバータと前記送電部との間に取り付けられて前記交流電力の電流または電圧の位相を調整する位相調整フィルタと、
前記インバータと前記位相調整フィルタとを制御する制御装置と、
を備える送電装置であって、
前記インバータは、
前記直流電力の正極ラインと第１出力端子とに接続された第１スイッチング素子と、前記第１出力端子と前記直流電力の負極ラインとに接続された第２スイッチング素子と、前記正極ラインと第２出力端子とに接続された第３スイッチング素子と、前記第２出力端子と前記負極ラインとに接続された第４スイッチング素子と、前記第１ないし第４スイッチング素子の各々に対して並列に逆方向に接続された第１ないし第４ダイオードと、を有し、
基準クロックに同期して半周期毎に前記第１スイッチング素子をオンオフすると共に前記第２スイッチング素子をオフオンする第１スイッチングと、前記第１スイッチングに対してデューティに応じたデューティ用位相だけ早く前記第３スイッチング素子をオフオンすると共に前記第４スイッチング素子をオンオフする第２スイッチングと、を実行することにより、前記直流電力を前記第１出力端子および前記第２出力端子に前記デューティに応じた前記交流電力として出力するものであり、
前記位相調整フィルタは、スイッチング素子とインダクタとを有し、前記スイッチング素子を前記基準クロックの半周期毎のオンオフする第３スイッチングの前記第１スイッチングに対する調整用位相の変更によるリアクタンスの変更によって前記交流電力の電流または電圧の位相を調整するものであり、
前記制御装置は、前記第１ないし第４ダイオードのいずれにもリカバリ電流が流れないように前記調整用位相を制御するものである、
ことを要旨とする。

この本発明の送電装置では、外部電源起因の直流電力を交流電力に変換するインバータと交流電力を非接触で受電装置の受電部に送電する送電部との間に、交流電力の電流または電圧の位相を調整する位相調整フィルタを設ける。インバータとしては、図２１に例示した背景技術のインバータと同様に、直流電力の正極ラインと第１出力端子とに接続された第１スイッチング素子と、第１出力端子と前記直流電力の負極ラインとに接続された第２スイッチング素子と、正極ラインと第２出力端子とに接続された第３スイッチング素子と、第２出力端子と負極ラインとに接続された第４スイッチング素子と、第１ないし第４スイッチング素子の各々に対して並列に逆方向に接続された第１ないし第４ダイオードと、を有する。そして、インバータに対して、基準クロックに同期して半周期毎に第１スイッチング素子をオンオフすると共に第２スイッチング素子をオフオンする第１スイッチングと、第１スイッチングに対してデューティに応じたデューティ用位相だけ早く第３スイッチング素子をオフオンすると共に第４スイッチング素子をオンオフする第２スイッチングと、を実行することにより、直流電力を第１出力端子および第２出力端子にデューティに応じた交流電力として出力する。位相調整フィルタとしては、スイッチング素子とインダクタとを有する。位相調整フィルタは、スイッチング素子を基準クロックの半周期毎のオンオフする第３スイッチングの第１スイッチングに対する位相（調整用位相）を変更することにより位相調整フィルタのリアクタンスを変更し、これにより、交流電力の電流或いは電圧の位相を調整することができる。このため、第１ないし第４ダイオードのいずれにもリカバリ電流が流れないように調整用位相を制御することにより、インバータの第１ないし第４ダイオードのいずれかに流れ得るリカバリ電流をより適正に抑制することができる。基準クロックに同期した第１スイッチングに対する第３スイッチングの位相（調整用位相）を微少量ずつ変更して位相調整フィルタのリアクタンスを微少量ずつ変更し、交流電力の電流または電圧の位相を微少量ずつ調整することができるから、システムのロバスト性を向上させることができると共に、過渡変動に対しても迅速な対応を行なうことができる。

こうした本発明の送電装置において、前記位相調整フィルタは、前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に接続された可変リアクタンスとして機能するものであるとしてもよい。こうすれば、調整用位相の変更による位相調整フィルタのリアクタンスの変更によって交流電力の電流の位相を調整してリカバリ電流が流れるのを抑制することができる。

この場合、前記位相調整フィルタは、前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に第５スイッチング素子と前記インダクタと第６スイッチング素子とがこの順に直列に接続されており、前記第５スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から前記第２出力端子への向きに対して逆方向に接続された第５ダイオードと、前記第６スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から第２出力端子への向きに対して順方向に接続された第６ダイオードとを有するものであり、前記第３スイッチングは、前記基準クロックの半周期毎に前記第５スイッチング素子をオフオンすると共に前記第６スイッチング素子をオンオフするものであるものとしてもよい。こうすれば、基準クロックに同期した第１スイッチングに対する第３スイッチングの位相（調整用位相）を微少量ずつ変更して位相調整フィルタのリアクタンスを微少量ずつ変更し、交流電力の電流の位相を微少量ずつ調整してリカバリ電流が流れないようにすることができる。

更にこの場合、前記制御装置は、前記インバータのターンオン時の電流値が前記リカバリ電流が流れないように設定した電流指令値になるように又は前記インバータのターンオン時の電圧と電流の位相差が前記リカバリ電流が流れないように設定した位相差指令値になるように前記調整用位相を変更するものであるものとしてもよい。この場合、前記調整用位相は、前記デューティ用位相の１／２の位相量とシフト量との和の位相量であり、前記制御装置は、前記シフト量を変更することにより前記調整用位相を変更し、前記第１スイッチングに対して前記デューティ用位相の１／２の位相量だけ早いタイミングに更に前記シフト量だけ早いタイミングで前記第３スイッチングを実行するものであるものとしてもよい。こうすれば、デューティの変化に対して迅速に対応することができる。

また、本発明の送電装置において、前記位相調整フィルタは、前記第１出力端子に直列に接続された可変リアクタンスとして機能するものであるものとしてもよい。こうすれば、調整用位相の変更による位相調整フィルタのリアクタンスの変更によって交流電力の電圧の位相を調整してリカバリ電流が流れるのを抑制することができる。

この場合、前記位相調整フィルタは、前記第１出力端子に第５スイッチング素子と第６スイッチング素子と前記インダクタとがこの順に直列に接続されており、前記第５スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から前記送電部への向きに対して逆方向に接続された第５ダイオードと、前記第６スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から前記送電部への向きに対して順方向に接続された第６ダイオードと、前記第１出力端子に接続されると共に前記インダクタと前記第６スイッチング素子との接続点に接続されたコンデンサと、を有するものであり、前記第３スイッチングは、前記基準クロックの半周期毎に前記第５スイッチング素子をオフオンすると共に前記第６スイッチング素子をオンオフするものであるものとしてもよい。こうすれば、基準クロックに同期した第１スイッチングに対する第３スイッチングの位相（調整用位相）を微少量ずつ変更して位相調整フィルタのリアクタンスを微少量ずつ変更し、交流電力の電圧の位相を微少量ずつ調整してリカバリ電流が流れないようにすることができる。

更にこの場合、前記制御装置は、前記インバータのターンオン時の電流値が前記リカバリ電流が流れないように設定した電流指令値になるように又は前記インバータのターンオン時の電圧と電流の位相差が前記リカバリ電流が流れないように設定した位相差指令値になるように前記調整用位相を変更するものであるものとしてもよい。この場合、前記調整用位相は、前記基準クロックから前記インバータの出力電圧と出力電流との位相差とシフト量との和であり、前記制御装置は、前記シフト量を変更することにより前記調整用位相を変更し、前記第１スイッチングに対して前記位相差だけ早いタイミングに更に前記シフト量だけ早いタイミングで前記第３スイッチングを実行するものであるものとしてもよい。こうすれば、インバータの出力電圧と出力電流との位相差の変化に対して迅速に対応することができる。

第１実施例の送電装置１３０を備える非接触送受電システム１０の構成の概略を示す構成図である。第１実施例の送電装置１３０を備える非接触送受電システム１０の構成の概略を示す構成図である。インバータ１４２と位相調整フィルタ１４４の構成の一例を示す構成図である。位相調整フィルタ１４４の等価回路の一例を示す構成図である。実施例の送電装置１３０の送電ＥＣＵ１７０により実行される制御ブロックの一例を示す説明図である。制御ブロックを実行したときのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング状態とフィルタ出力電圧Ｖ１，フィルタ出力電流Ｉ１，リアクトル電流Ｉｃ，インバータ出力電流Ｉｉｎｖの時間変化を示す説明図である。インバータ１４２をターンオンする前におけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４における電流の流れを示す説明図である。デッドタイムにおけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４における電流の流れを示す説明図である。インバータ１４２をターンオンした後のインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４における電流の流れを示す説明図である。インバータ出力電圧Ｖｉｎｖ（フィルタ出力電圧Ｖ１）に対するインバータ出力電流Ｉｉｎｖとフィルタ出力電流Ｉ１とリアクトル電流Ｉｃの位相の一例を示す説明図である。変形例の制御ブロックの一例を示す説明図である。第２実施例の送電装置３０Ｂが備えるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂの構成の概略を示す構成図である。位相調整フィルタ１４４Ｂの等価回路の一例を示す構成図である。第２実施例の送電装置１３０Ｂの送電ＥＣＵ１７０により実行される制御ブロックの一例を示す説明図である。制御ブロックを実行したときのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂのスイッチング状態とインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ，インバータ出力電流Ｉｉｎｖ，コンデンサ電圧Ｖｃｃ，フィルタ出力電圧Ｖ１の時間変化を示す説明図である。インバータ１４２をターンオンする前におけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂにおける電流の流れを示す説明図である。デッドタイムにおけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂにおける電流の流れを示す説明図である。インバータ１４２をターンオンした後のインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂにおける電流の流れを示す説明図である。インバータ出力電流Ｉｉｎｖ（フィルタ出力電流Ｉ１）に対するインバータ出力電圧Ｖｉｎｖと可変リアクタンスＬＸＢの端子間電圧Ｖｃとフィルタ出力電圧Ｖ１の位相の一例を示す説明図である。変形例の制御ブロックの一例を示す説明図である。従来例のインバータの構成の一例を示す構成図である。従来例のインバータのスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４のオンオフ状態とインバータ出力電圧・電流の時間変化の一例を示す説明図である。図２２の時間Ｔ１，Ｔ２のときにインバータに流れる電流を示す説明図である。従来例のフィルタの構成の概略を示す構成図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１および図２は本発明の第１実施例の送電装置１３０を備える非接触送受電システム１０の構成の概略を示す構成図である。実施例の非接触送受電システム１０は、図１，図２に示すように、駐車場などに設置された送電装置１３０と、送電装置１３０から非接触で受電可能な受電装置３０とを搭載する自動車２０と、を備える。

送電装置１３０は、家庭用電源（例えば２００Ｖ，５０Ｈｚなど）などの交流電源１９０に接続される送電ユニット１３１と、送電ユニット１３１を制御する送電用電子制御ユニット（以下、「送電ＥＣＵ」という）１７０と、を備える。また、送電装置１３０は、送電ＥＣＵ１７０と通信すると共に自動車２０の通信ユニット８０（後述）と無線通信を行なう通信ユニット１８０と、を備える。

送電ユニット１３１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０と、インバータ１４２と、位相調整フィルタ１４４と、ノイズ除去フィルタ１４６と、送電用共振回路１３２と、を備える。ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０は、交流電源１９０からの交流電力を任意の電圧の直流電力に変換する周知のＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。

図３にインバータ１４２と位相調整フィルタ１４４の構成の一例を示す。インバータ１４２は、図３に例示するように、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、このスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆方向に並列接続された４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、平滑コンデンサＣとにより構成されている。４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としては、例えばＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタの一種：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）を用いることができる。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、それぞれ正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるよう２個ずつペアで配置されており、対となるスイッチング素子同士の接続点に接続された第１出力端子１４２ａおよび第２出力端子１４２ｂが送電用コイルの両端子に接続された第１ライン１４３ａおよび第２ライン１４３ｂに接続されている。インバータ１４２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御するパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御により、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０からの直流電力を所望の周波数の交流電力に変換する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングは以下のように行なわれる。スイッチング素子Ｑ１は、基準クロックの立ち上がり時にオンとされ、基準クロックの立ち下がり時にオフとされる。スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１を反転した動作、即ち、基準クロックの立ち上がり時にオフ（スイッチング素子Ｑ１をオン）とされ、基準クロックの立ち下がり時にオン（スイッチング素子Ｑ１をオフ）とされる。以下、このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを第１スイッチングと称する。スイッチング素子Ｑ３は、直流電力の交流電力への変換の際のデューティαを用いると、第１スイッチングにおけるスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミング（基準クロックの立ち上がり時）よりデューティαだけ早いタイミングでオフとされ、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミング（基準クロックの立ち下がり時）よりデューティαだけ早いタイミングでオンとされる。スイッチング素子Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ３を反転した動作、即ち、第１スイッチングにおけるスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミング（基準クロックの立ち上がり時）よりデューティαだけ早いタイミングでオンとされ、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミング（基準クロックの立ち下がり時）よりデューティαだけ早いタイミングでオフとされる。以下、このスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチングを第２スイッチングと称する。即ち、スイッチング素子Ｑ１は、基準クロックに同期して半周期毎にオンオフし、スイッチング素子Ｑ２は、基準クロックに同期して半周期毎にオフオンする。スイッチング素子Ｑ３は、基準クロックに同期して半周期毎に第１スイッチングに対してデューティαだけ早いタイミングでオフオンし、スイッチング素子Ｑ４は、基準クロックに同期して半周期毎に第１スイッチングに対してデューティαだけ早いタイミングでオンオフする。そして、デューティαを変更することにより、直流電力から交流電力に変換される電力量を調整する。なお、以下では、第１スイッチングにおいてスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングをインバータ１４２をターンオンするタイミングと称する。

位相調整フィルタ１４４は、図３に例示するように、２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、２つのダイオードＤ５，Ｄ６と、１つのインダクタＬと、を備える。スイッチング素子Ｑ５，インダクタＬ，スイッチング素子Ｑ６は、この順に第１ライン１４３ａと第２ライン１４３ｂとの間に直列に接続されている。ダイオードＤ５は、スイッチング素子Ｑ５に並列に第１ライン１４３ａから第２ライン１４３ｂへの方向に対して逆方向となるように接続されており、ダイオードＤ６は、スイッチング素子Ｑ６に並列に第１ライン１４３ａから第２ライン１４３ｂへの方向に対して順方向となるように接続されている。位相調整フィルタ１４４は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をスイッチング制御することにより、フィルタにおけるリアクタンスを可変とする。従って、位相調整フィルタ１４４は、図４に示すように、第１ライン１４３ａと第２ライン１４３ｂとの間に取り付けられた可変リアクタンスＬＸと等価となる。図４には、インバータ１４２から位相調整フィルタ１４４に出力されるインバータ出力電流Ｉｉｎｖやインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ，位相調整フィルタ１４４から送電用共振回路１３２に出力されるフィルタ出力電流Ｉ１やフィルタ出力電圧Ｖ１，リアクタンスＬに流れる電流Ｉｃについても示した。なお、実施例では、回路図からインバータ出力電圧Ｖｉｎｖとフィルタ出力電圧Ｖ１とは同一となる。

位相調整フィルタ１４４では、スイッチング素子Ｑ５は、第１スイッチングにおいてスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミング（インバータ１４２をターンオンするタイミング）より調整用位相Δだけ早いタイミングでオフされ、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングより調整用位相Δだけ早いタイミングでオンされる。スイッチング素子Ｑ６は、スイッチング素子Ｑ５を反転した動作、即ち、第１スイッチングにおけるスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミング（インバータ１４２をターンオンするタイミング）より調整用位相Δだけ早いタイミングでオンされ、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングより調整用位相Δだけ早いタイミングでオフされる。即ち、スイッチング素子Ｑ５は、基準クロックに同期して半周期毎に第１スイッチングより調整用位相Δだけ早いタイミングでオフオンされ、スイッチング素子Ｑ６は、基準クロックに同期して半周期毎に第１スイッチングより調整用位相Δだけ早いタイミングでオンオフされる。こうしたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のスイッチングを第３スイッチングと称する。調整用位相Δについては、後述する。

ノイズ除去フィルタ１４６は、図２４におけるスイッチＳＷを有しない構成、即ち、第１フィルタ（インダクタＬ９１，Ｌ９２，コンデンサＣ９１）と第２フィルタ（インダクタＬ９３，Ｌ９４，コンデンサＣ９２）とによる２段あるいは第１フィルタのみの１段の高周波ノイズを除去するフィルタとして構成されている。

送電用共振回路１３２は、例えば駐車場の床面などに設置された送電用コイル１３４と、送電用コイル１３４に直列に接続されたコンデンサ１３６と、を有する。この送電用共振回路１３２は、共振周波数が所定周波数Ｆｓｅｔ（数十〜数百ｋＨｚ程度）となるように設計されている。したがって、インバータ１４２では、基本的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０からの直流電力を所定周波数Ｆｓｅｔの交流電力に変換する。

送電ＥＣＵ１７０は、図示しないが、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポート，通信ポートを備える。送電ＥＣＵ１７０には、インバータ１４２によって変換された交流電力の電流を検出する電流センサ１５０からのインバータ出力電流Ｉｉｎｖや、位相調整フィルタ１４４の後段の交流電力の電流を検出する電流センサ１５１からのフィルタ出力電流Ｉ１が入力されている。また、送電ＥＣＵ１７０には、位相調整フィルタ１４４からの交流電圧を直流電圧に変換して検出する電圧検出ユニット１５２からのフィルタ出力電圧Ｖ１や、ノイズ除去フィルタ１４６から送電用共振回路１３２に流れる交流電流を検出する電流センサ１５４からの送電用共振回路１３２の電流Ｉｔｒ，ノイズ除去フィルタ１４６から送電用共振回路１３２に印加される交流電圧を直流電圧に変換して検出する電圧検出ユニット１５６からのフィルタ出力電圧Ｖ１などが入力されている。なお、電圧検出ユニット１５２，１５６は、整流回路と電圧センサとを有する。また、送電ＥＣＵ１７０からは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０への制御信号やインバータ１４２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４へのスイッチング制御信号、位相調整フィルタ１４４のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。

自動車２０は、電気自動車として構成されており、走行用のモータ２２と、モータ２２を駆動するためのインバータ２４と、インバータ２４を介してモータ２２と電力をやりとりするバッテリ２６と、を備える。インバータ２４とバッテリ２６との間にはシステムメインリレー２８が設けられている。また、自動車２０は、バッテリ２６に接続される受電ユニット３１と、車両全体を制御する車両用電子制御ユニット（以下、「車両ＥＣＵ」という）７０と、車両ＥＣＵ７０と通信すると共に送電装置１３０の通信ユニット１８０と無線通信を行なう通信ユニット８０と、を備える。

受電ユニット３１は、受電用共振回路３２と、フィルタ４２と、整流器４４と、を備える。受電用共振回路３２は、例えば車体底面（フロアパネル）などに設置された受電用コイル３４と、受電用コイル３４に直列に接続されたコンデンサ３６と、を有する。この受電用共振回路３２は、共振周波数が上述の所定周波数Ｆｓｅｔ（送電用共振回路１３２の共振周波数）付近の周波数（理想的には所定周波数Ｆｓｅｔ）となるように設計されている。フィルタ４２は、コンデンサとインダクタによる１段或いは２段の高周波ノイズを除去する周知のフィルタとして構成されており、受電用共振回路３２により受電した交流電力の高周波ノイズを除去する。整流器４４は、例えば、４つのダイオードを用いた周知の整流回路として構成されており、受電用共振回路３２により受電しフィルタ４２により高周波ノイズが除去された交流電力を直流電力に変換する。なお、受電ユニット３１はリレー４８によりバッテリ２６から切り離すことができるようになっている。

車両ＥＣＵ７０は、図示しないが、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポート，通信ポートを備える。車両ＥＣＵ７０には、モータ２２の駆動制御に必要なデータが入力ポートを介して入力されている。また、車両ＥＣＵ７０には、整流器４４により整流された直流電力の電流（受電電流）Ｉｒｅを検出する電流センサ５０からの受電電流Ｉｒｅや、この直流電力の電圧（受電電圧）Ｖｒｅを検出する電圧センサ５２からの受電電圧Ｖｒｅなどが入力ポートを介して入力されている。車両ＥＣＵ７０からは、モータ２２を駆動するためにインバータ２４の図示しないスイッチング素子をスイッチング制御するための制御信号や、システムメインリレー２８へのオンオフ信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、車両ＥＣＵ７０は、バッテリ２６に取り付けられた図示しない電流センサにより検出された電池電流Ｉｂやバッテリ２６に取り付けられた図示しない電圧センサにより検出された電池電圧Ｖｂに基づいてバッテリ２６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。

次に、こうして構成された非接触送受電システム１０における送電装置１３０の動作、特に自動車２０がバッテリ２６の充電のために停車して送電装置１３０と受電装置３０とによる送受電を行なっている最中に送電装置１３０のインバータ１４２のダイオードＤ１〜Ｄ４のいずれにもリカバリ電流が流れないようにする際の動作について説明する。上述したように、インバータ１４２による直流電力の交流電力への変換の際には、インバータ１４２のターンオン時（スイッチング素子Ｑ１をオンするとき）にダイオードＤ２にリカバリ電流が流れ得る。実施例では、このダイオードＤ２にリカバリ電流が流れないように位相調整フィルタ１４４のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のスイッチングを制御している。具体的には、インバータ１４２のターンオン時にインバータ電流Ｉｉｎｖが値０近傍の負の値になるようにすればよい。図５は、実施例の送電装置１３０の送電ＥＣＵ１７０により実行される制御ブロックの一例を示すブロック図であり、図６は、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖが値０より若干小さい値を電流指令値Ｉｏｎ＊として設定したときのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング状態とフィルタ出力電圧Ｖ１（インバータ出力電圧Ｖｉｎｖ），フィルタ出力電流Ｉ１，リアクトル電流Ｉｃ，インバータ出力電流Ｉｉｎｖの時間変化を示す説明図である。

実施例の送電ＥＣＵ１７０では、図５に示すように、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖの電流指令値Ｉｏｎ＊とそのときに電流センサ１５０により検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖとしての電流検出値Ｉｏｎとの差分（Ｉｏｎ−Ｉｏｎ＊）を計算する。続いて、その差分（Ｉｏｎ−Ｉｏｎ＊）が打ち消される方向に予めゲインの定められた比例項と積分項とを用いたフィードバック制御（ＰＩ制御）によりフィルタ出力電圧Ｖ１のゼロクロスとなる位相基準Ｔｖからの位相シフト量δを決定する。次に、位相シフト量δが値０からπ／２の範囲内となるようにリミッターで上下限ガードし、デューティαの１／２の位相量を加えた値を実際のシフト量（調整用位相Δ）とする。位相シフト量δにデューティαの１／２の位相量を加えて調整用位相Δを計算するのは、図６に示すように、フィルタ出力電圧Ｖ１の位相基準Ｔｖは、スイッチング素子Ｑ３の立ち下がり時Ｔ３ｏｆｆとスイッチング素子Ｑ１の立ち上がり時Ｔ１ｏｎとの中央値となり、スイッチング素子Ｑ１の立ち上がり時Ｔ１ｏｎからデューティαの１／２の位相量だけ早いタイミングとなるからである。そして、第１スイッチング（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング）に対して得られた調整用位相Δだけ早いタイミングで第３スイッチング（スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のスイッチング）を行なう。

インダクタＬに流れるリアクトル電流Ｉｃは、図４の矢印方向を正とすると、図６に示すように、フィルタ出力電圧Ｖ１が正でスイッチング素子Ｑ５がオンされると共にスイッチング素子Ｑ６がオフされたときから正側に増加し、フィルタ出力電圧Ｖ１が負になるとスイッチング素子Ｑ５がオンでスイッチング素子Ｑ６がオフされている間に値０まで減少する。そして、フィルタ出力電圧Ｖ１が負でスイッチング素子Ｑ５がオフされると共にスイッチング素子Ｑ６がオンされたときから負側に増加し、フィルタ出力電圧Ｖ１が正になるとスイッチング素子Ｑ５がオフでスイッチング素子Ｑ６がオンされている間に値０まで増加する。インバータ出力電流Ｉｉｎｖは、図４から解るように、フィルタ出力電流Ｉ１とリアクトル電流Ｉｃとの和であるから、図６に示すように、位相シフト量δが大きくなるほどゼロクロス位置が遅れるようになる。実施例では、このことに基づいて位相シフト量δをフィードバック制御により制御するのである。したがって、実施例では、インバータ１４２のターンオン時（スイッチング素子Ｑ１の立ち上がり時Ｔ１ｏｎ）のときのインバータ出力電流Ｉｉｎｖが値０近傍の負の値となるように位相シフト量δをフィードバック制御により制御するから、この制御によりインバータ１４２のターンオン時にインバータ出力電流Ｉｉｎｖは値０近傍の負の値となる。

図７にインバータ１４２をターンオンする前におけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４における電流の流れを示し、図８にインバータ１４２をターンオンする際のデッドタイムにおけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４における電流の流れを示し、図９にインバータ１４２をターンオンした後のインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４における電流の流れを示す。図中、太破線は電流の流れを示す。図６では、インバータ１４２のターンオン時にはスイッチング素子Ｑ１がオンすると同時にスイッチング素子Ｑ２がオフするものとして記載しているが、実際はスイッチング素子Ｑ２をオフしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共にオフとするデッドタイムを設け、その後スイッチング素子Ｑ１をオンする。図８は、このデッドタイム中の電流の流れである。インバータ１４２をターンオンする前では、図６に示すように、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが負の値であり、リアクトル電流Ｉｃが負の値であるから、電流は、図７に示すように、インバータ１４２内では、第１ライン１４３ａから第１出力端子１４２ａ，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ４，第２出力端子１４２ｂ，第２ライン１４３ｂの順に流れる。また、位相調整フィルタ１４４内では、電流は、第２ライン１４３ｂからスイッチング素子Ｑ６，インダクタＬ，ダイオードＤ５，第１ライン１４３ａの順に流れる。デッドタイム中では、図７の状態からスイッチング素子Ｑ２がオフされるため、電流は、図８に示すように、インバータ１４２内では、第１ライン１４３ａから第１出力端子１４２ａ，ダイオードＤ１，直流電力の正極側ラインの順に流れると共に、直流電力の負極側ラインからスイッチング素子Ｑ４，第２出力端子１４２ｂ，第２ライン１４３ｂの順に流れる。また、位相調整フィルタ１４４内では、電流は、図７と同様に、第２ライン１４３ｂからスイッチング素子Ｑ６，インダクタＬ，ダイオードＤ５，第１ライン１４３ａの順に流れる。インバータ１４２をターンオンした直後は、図６に示すように、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが正の値となり、リアクトル電流Ｉｃは負の値をまだ保持しているから、電流は、図９に示すように、インバータ１４２内では、直流電力の正極側ラインからスイッチング素子Ｑ１，第１出力端子１４２ａ，第１ライン１４３ａの順に流れると共に、第２ライン１４３ｂから第２出力端子１４２ｂ，スイッチング素子Ｑ４，直流電力の負極ラインの順に流れる。また、位相調整フィルタ１４４内では、電流は、第２ライン１４３ｂからスイッチング素子Ｑ６，インダクタＬ，ダイオードＤ５，第１ライン１４３ａの順に流れる。ダイオードＤ２には、インバータ１４２のターンオンの前後で何らバイアスが与えられていない状態から逆バイアスが与えられた状態に変化するだけであるから、ダイオードＤ２にはリカバリ電流は流れない。

図１０にインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ（フィルタ出力電圧Ｖ１）に対するインバータ出力電流Ｉｉｎｖとフィルタ出力電流Ｉ１とリアクトル電流Ｉｃの位相の一例を示す。位相調整フィルタ１４４を有しない構成では、フィルタ出力電流Ｉ１がそのままインバータ出力電流Ｉｉｎｖとなるから、インバータ出力電流Ｖｉｎｖに対してインバータ出力電流Ｉｉｎｖの位相は進むことになる。この場合、インバータ１４２のターンオン時にダイオードＤ２にリカバリ電流が流れる。実施例では、図１０に示すように、位相調整フィルタ１４４により位相シフト量δを調整することにより、インダクタＬにリアクトル電流Ｉｃを流すことによってインバータ出力電流Ｉｉｎｖの位相をインバータ出力電圧Ｖｉｎｖより遅れるように調整する。このため、インバータ１４２のターンオン時に、ダイオードＤ２にはリカバリ電流は流れない。

以上説明した第１実施例の送電装置１３０では、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６とダイオードＤ５，Ｄ６とインダクタＬとを有し、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をスイッチング制御することによりフィルタにおけるリアクタンスを可変とする位相調整フィルタ１４４をインバータ１４２の後段に設ける。そして、基準クロックの半周期毎にスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオンオフする第３スイッチングのインバータ１４２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフする第１スイッチングに対する調整用位相Δをインバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖが値０近傍の負の値となるように制御する。これにより、インバータ１４２のターンオン時にダイオードＤ２にリカバリ電流が流れるのを抑止することができる。また、フィードバック制御により調整用位相Δを構成する位相シフト量δを変更するから、送電用コイル１３４と受電用コイル３４との結合係数が変動したり交流電源１９０が変動したりする過渡変動時にも、迅速に応答することができ、良好な制御性を有するものとすることができる。さらに、製造バラツキや、温度特性、経年劣化などに起因するシステム定数の変化にも同様に対応することができ、ロバスト性の高いものとすることができる。もとより、高周波ノイズを除去するノイズ除去フィルタ１４６のインダクタンスを切り替えるものに比して、高周波ノイズを良好に除去することができる。

第１実施例の送電装置１３０では、図５の制御ブロックに示すように、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖの電流指令値Ｉｏｎ＊とそのときに電流センサ１５０により検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖとしての電流検出値Ｉｏｎとの差分（Ｉｏｎ−Ｉｏｎ＊）に基づいて位相シフト量δを求めた。しかし、図１１に示す制御ブロックに示すように、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖとインバータ出力電圧Ｖｉｎｖとの位相差の位相指令値φ＊とそのときに電流センサ１５０により検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖと電圧検出ユニット１５２からのフィルタ出力電圧Ｖ１（インバータ出力電圧Ｖｉｎｖと同一）との位相差φとの差分に基づいて位相シフト量δを求めるものとしてもよい。この場合、位相指令値φ＊としては、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖが値０近傍の負の値となるように定めればよい。

第１実施例の送電装置１３０では、インバータ１４２の第１出力端子１４２ａに流れる電流を検出する電流センサ１５０を備え、電流センサ１５０により検出されるインバータ出力電流Ｉｉｎｖにより位相シフト量δを求めた。しかし、インバータ１４２とＡＣ／ＤＣコンバータ１４０との間の直流電力の負極側ラインに流れる電流を検出する電流センサを備え、この電流センサにより検出された電流値を用いて位相シフト量δを求めるものとしてもよい。

次に、第２実施例の送電装置３０Ｂについて説明する。第２実施例の送電装置３０Ｂは、位相調整フィルタ１４４Ｂの構成が異なる点を除いて、第１実施例の送電装置３０と同一の構成をしている。したがって、重複する説明を回避するため、第２実施例の送電装置３０Ｂの構成のうち第１実施例の送電装置３０の構成と同一の構成については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図１２は、第２実施例の送電装置３０Ｂが備えるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂの構成の概略を示す構成図である。位相調整フィルタ１４４Ｂは、図１２に例示するように、２つのスイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂと、２つのダイオードＤ５Ｂ，Ｄ６Ｂと、１つのインダクタＬＢと、１つのコンデンサＣＢとを備える。スイッチング素子Ｑ５Ｂ，スイッチング素子Ｑ６Ｂ，インダクタＬＢは、この順に第１ライン１４３ａに直列に接続されている。ダイオードＤ５Ｂは、スイッチング素子Ｑ５Ｂに対してのみに並列にインバータ１４２から送電用コイル１３４側への方向に対して逆方向となるように接続されており、ダイオードＤ６Ｂは、スイッチング素子Ｑ６Ｂに対してのみに並列にインバータ１４２から送電用コイル１３４側への方向に対して順方向となるように接続されいる。コンデンサＣＢは、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ５Ｂ，スイッチング素子Ｑ６Ｂに対して並列にインダクタＬＢに対して直列になるように接続されている。位相調整フィルタ１４４Ｂは、スイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂをスイッチング制御することにより、フィルタにおけるリアクタンスを可変とする。従って、位相調整フィルタ１４４Ｂは、図１３に示すように、第１ライン１４３ａに取り付けられた可変リアクタンスＬＸＢと等価となる。図１３には、インバータ１４２から位相調整フィルタ１４４Ｂに出力されるインバータ出力電流Ｉｉｎｖやインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ，位相調整フィルタ１４４から送電用共振回路１３２に出力されるフィルタ出力電流Ｉ１やフィルタ出力電圧Ｖ１，可変リアクタンスＬＸＢの端子間電圧Ｖｃについても示した。なお、実施例では、回路図からインバータ出力電流Ｉｉｎｖとフィルタ出力電流Ｉ１とは同一となる。

位相調整フィルタ１４４Ｂでは、スイッチング素子Ｑ５Ｂは、第１スイッチングにおいてスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミング（インバータ１４２をターンオンするタイミング）より調整用位相ΔＢだけ早いタイミングでオンされ、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングより調整用位相ΔＢだけ早いタイミングでオフされる。スイッチング素子Ｑ６Ｂは、スイッチング素子Ｑ５Ｂを反転した動作、即ち、第１スイッチングにおけるスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミング（インバータ１４２をターンオンするタイミング）より調整用位相ΔＢだけ早いタイミングでオフされ、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングより調整用位相ΔＢだけ早いタイミングでオンされる。即ち、スイッチング素子Ｑ５Ｂは、基準クロックに同期して半周期毎に第１スイッチングより調整用位相ΔＢだけ早いタイミングでオンオフされ、スイッチング素子Ｑ６Ｂは、基準クロックに同期して半周期毎に第１スイッチングより調整用位相ΔＢだけ早いタイミングでオフオンされる。こうしたスイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂのスイッチングを第２実施例でも第３スイッチングと称する。

第２実施例でも、インバータ１４２のダイオードＤ２にリカバリ電流が流れないように位相調整フィルタ１４４Ｂのスイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂのスイッチングを制御している。図１４は、第２実施例の送電装置１３０Ｂの送電ＥＣＵ１７０により実行される制御ブロックの一例を示すブロック図であり、図１５は、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖが値０より若干小さい値を電流指令値Ｉｏｎ＊として設定したときのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂのスイッチング状態とインバータ出力電圧Ｖｉｎｖ，インバータ出力電流Ｉｉｎｖ，コンデンサ電圧Ｖｃｃ，フィルタ出力電圧Ｖ１の時間変化を示す説明図である。図１５中、インバータ出力電流Ｉｉｎｖにおける破線は実施例による位相調整が行なわれていないときを示し、実線は実施例による位相調整が行なわれているときを示す。

第２実施例の送電ＥＣＵ１７０では、図１４に示すように、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖの電流指令値Ｉｏｎ＊とそのときに電流センサ１５０により検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖとしての電流検出値Ｉｏｎとの差分（Ｉｏｎ−Ｉｏｎ＊）を計算する。続いて、その差分（Ｉｏｎ−Ｉｏｎ＊）が打ち消される方向に予めゲインの定められた比例項と積分項とを用いたフィードバック制御（ＰＩ制御）によりインバータ電流Ｉｉｎｖのゼロクロスとなる位相基準Ｔｉからの位相シフト量δ’を決定する。次に、位相シフト量δ’が値０からπ／２の範囲内となるようにリミッターで上下限ガードする。位相シフト量δは、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖの位相を値０とするために減少させる必要があるから、π／２から位相シフト量δ’を減じて位相シフト量δとする。そして、位相シフト量δにインバータ電流Ｉｉｎｖの位相基準Ｔｉの基準クロックの立ち上がり時に対する位相φを加えて実際のシフト量（調整用位相ΔＢ）とする。第１スイッチング（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング）に対して得られた調整用位相ΔＢだけ早いタイミングで第３スイッチング（スイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂのスイッチング）を行なう。

位相調整フィルタ１４４Ｂでは、スイッチング素子Ｑ５Ｂがオンとされスイッチング素子Ｑ６Ｂがオフとされたときはインバータ出力電流Ｉｉｎｖが負であるから（図１５のＡ
の領域）、コンデンサＣＢは負電荷の充電が行なわれ、コンデンサ電圧Ｖｃｃは負側に増加する。その後、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが正になると（図１５のＢの領域）、コン
デンサＣＢの負電荷の放電が行なわれ、コンデンサ電圧Ｖｃｃは値０に向けて増加する。コンデンサＣＢの負電荷の放電が完了してコンデンサ電圧Ｖｃｃが値０となると（図１５のＣの領域）、電流は、コンデンサＣＢをバイパスするようにスイッチング素子Ｑ５Ｂ，
ダイオードＤ６Ｂを通って、インバータ１４２側から送電用コイル１３４側に流れる。そして、スイッチング素子Ｑ５Ｂがオフとされスイッチング素子Ｑ６Ｂがオンとされると（図１５のＤの領域）、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが正であるから、コンデンサＣＢは正電荷の充電が行なわれ、コンデンサ電圧Ｖｃｃは正側に増加する。この状態でインバータ電流Ｉｉｎｖが負になると（図１５のＥの領域）、コンデンサＣＢの正電荷の放電が行なわれ、コンデンサ電圧Ｖｃｃは減少する。コンデンサＣＢの正電荷の放電が完了してコンデンサ電圧Ｖｃｃが値０になると（図１５のＦの領域）、電流は、コンデンサＣＢをバイパスするようにスイッチング素子Ｑ６Ｂ，ダイオードＤ５Ｂを通って、送電用コイル１３４側からインバータ１４２側に流れる。こうしたコンデンサ電圧ＶｃｃとインダクタＬＢの端子間電圧との和にインバータ出力電圧Ｖｉｎｖに加えると、フィルタ出力電圧Ｖ１となる。

図１６にインバータ１４２をターンオンする前におけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂにおける電流の流れを示し、図１７にインバータ１４２をターンオンする際のデッドタイムにおけるインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂにおける電流の流れを示し、図１８にインバータ１４２をターンオンした後のインバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂにおける電流の流れを示す。図中、太破線は電流の流れを示す。図１５では、インバータ１４２のターンオン時にはスイッチング素子Ｑ１がオンすると同時にスイッチング素子Ｑ２がオフするものとして記載しているが、第１実施例と同様に、実際はスイッチング素子Ｑ２をオフしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共にオフとするデッドタイムを設け、その後スイッチング素子Ｑ１をオンする。図１７は、このデッドタイム中の電流の流れである。インバータ１４２をターンオンする前では、図１５に示すように、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが負の値であるから、電流は、図１６に示すように、インバータ１４２および位相調整フィルタ１４４Ｂには、送電用コイル１３４側からインダクタＬＢ，コンデンサＣＢ，第１ライン１４３ａ，第１出力端子１４２ａ，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ４，第２出力端子１４２ｂ，第２ライン１４３ｂの順に流れる。デッドタイム中では、図１６の状態からスイッチング素子Ｑ２がオフされるため、電流は、図１７に示すように、送電用コイル１３４側からインダクタＬＢ，コンデンサＣＢ，第１ライン１４３ａ，第１出力端子１４２ａ，スイッチング素子Ｑ２，直流電力の正極側ラインの順に流れると共に、直流電力の負極側ラインからスイッチング素子Ｑ４，第２出力端子１４２ｂ，第２ライン１４３ｂの順に流れる。インバータ１４２をターンオンした直後は、図１５に示すように、インバータ出力電流Ｉｉｎｖが正の値となるから、電流は、図１８に示すように、直流電力の正極側ラインからスイッチング素子Ｑ１，第１出力端子１４２ａ，第１ライン１４３ａ，コンデンサＣＢ，インダクタＬＢ，送電用コイル１３４側の順に流れると共に、送電用コイル１３４側から第２ライン１４３ｂ，第２出力端子１４２ｂ，スイッチング素子Ｑ４，直流電力の負極ラインの順に流れる。ダイオードＤ２には、インバータ１４２のターンオンの前後で何らバイアスが与えられていない状態から逆バイアスが与えられた状態に変化するだけであるから、ダイオードＤ２にはリカバリ電流は流れない。

インダクタＬＢのインダクタンスをＬｃ、インバータ１４２のスイッチング周波数をｆ（ｆ＝ω／２π）、コンデンサＣＢの静電容量をＣｃとしたときに、可変リアクタンスＬＸＢは、次式（１）のときには誘導性となり、式（２）のときには容量性となる。式（３）のように設定すると、位相シフト量δ＝π／２のときに基本波成分に対するインピーダンスが値０となる。式（３）の関係となるようにインダクタＬＢのインダクタンスＬｃとコンデンサＣＢの静電容量Ｃｃを設定した場合における位相シフト量δ＝π／２のときのインバータ出力電流Ｉｉｎｖ（フィルタ出力電流Ｉ１）とインバータ出力電圧Ｖｉｎｖと可変リアクタンスＬＸＢの端子間電圧Ｖｃとフィルタ出力電圧Ｖ１のベクトル図を図１９に示す。第２実施例では、図示するように、位相調整フィルタ１４４Ｂにより位相シフト量δを調整して可変リアクタンスＬＸＢの端子間電圧Ｖｃを調整することにより、インバータ出力電流Ｉｉｎｖに対してインバータ出力電圧Ｖｉｎｖが進むように調整することができる。即ち、相対的に、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖに対してインバータ出力電流Ｉｉｎｖが遅れるようにすることができる。このため、インバータ１４２のターンオン時に、ダイオードＤ２にはリカバリ電流は流れない。

以上説明した第２実施例の送電装置１３０Ｂでは、スイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６ＢとダイオードＤ５Ｂ，Ｄ６ＢとコンデンサＣＢとインダクタＬＢとを有し、スイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂをスイッチング制御することによりフィルタにおけるリアクタンスを可変とする位相調整フィルタ１４４Ｂをインバータ１４２の後段に設ける。そして、基準クロックの半周期毎にスイッチング素子Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂをオンオフする第３スイッチングのインバータ１４２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフする第１スイッチングに対する調整用位相ΔＢをインバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖが値０近傍の負の値となるように制御する。これにより、インバータ１４２のターンオン時にダイオードＤ２にリカバリ電流が流れるのを抑止することができる。また、フィードバック制御により調整用位相ΔＢを構成する位相シフト量δを変更するから、送電用コイル１３４と受電用コイル３４との結合係数が変動したり交流電源１９０が変動したりする過渡変動時にも、迅速に応答することができ、良好な制御性を有するものとすることができる。さらに、製造バラツキや、温度特性、経年劣化などに起因するシステム定数の変化にも同様に対応することができ、ロバスト性の高いものとすることができる。もとより、高周波ノイズを除去するノイズ除去フィルタ１４６のインダクタンスを切り替えるものに比して、高周波ノイズを良好に除去することができる。

第２実施例の送電装置１３０Ｂでは、図１４の制御ブロックに示すように、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖの電流指令値Ｉｏｎ＊とそのときに電流センサ１５０により検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖとしての電流検出値Ｉｏｎとの差分（Ｉｏｎ−Ｉｏｎ＊）に基づいて位相シフト量δを求めた。しかし、図２０の制御ブロックに例示するように、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖとインバータ出力電圧Ｖｉｎｖとの位相差の位相指令値φ＊とそのときに電流センサ１５０により検出されたインバータ出力電流Ｉｉｎｖと電圧検出ユニット１５２からのフィルタ出力電圧Ｖ１（インバータ出力電圧Ｖｉｎｖと同一）との位相差φとの差分に基づいて位相シフト量δを求めるものとしてもよい。この場合、位相指令値φ＊としては、インバータ１４２のターンオン時のインバータ出力電流Ｉｉｎｖが値０近傍の負の値となるように定めればよい。

第２実施例の送電装置１３０Ｂでは、インバータ１４２の第１出力端子１４２ａに流れる電流を検出する電流センサ１５０を備え、電流センサ１５０により検出されるインバータ出力電流Ｉｉｎｖにより位相シフト量δを求めた。しかし、インバータ１４２とＡＣ／ＤＣコンバータ１４０との間の直流電力の負極側ラインに流れる電流を検出する電流センサを備え、この電流センサにより検出された電流値を用いて位相シフト量δを求めるものとしてもよい。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、送電装置の製造産業などに利用可能である。

１０非接触送受電システム、２０自動車、２２モータ、２４インバータ、２６バッテリ、２８システムメインリレー、３０受電装置、３１受電ユニット、３２受電用共振回路、３４受電用コイル、３６コンデンサ、４２フィルタ、４４整流器、４８リレー、５０電流センサ、５２電圧センサ、７０車両用電子制御ユニット（車両ＥＣＵ）、８０通信ユニット、１３０，１３０Ｂ送電装置、１３１送電ユニット、１３２送電用共振回路、１３４送電用コイル、１３６コンデンサ、１４０ＡＣ／ＤＣコンバータ、１４２インバータ、１４２ａ第１出力端子、１４２ｂ第２出力端子、１４３ａ第１ライン、１４３ｂ第２ライン、１４４，１４４Ｂ位相調整フィルタ、１４６ノイズ除去フィルタ、１５０，１５１電流センサ、１５２電圧検出ユニット、１５４電流センサ、１５６電圧検出ユニット、１７０送電用電子制御ユニット（送電ＥＣＵ）、１８０通信ユニット、１９０交流電源、Ｃ，ＣＢ，Ｃ９１，Ｃ９２コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ９１〜Ｄ９４，Ｄ５Ｂ，Ｄ６Ｂダイオード、Ｌ，ＬＢ，Ｌ９１，Ｌ９２，Ｌ９３，Ｌ９４インダクタ、ＬＸ，ＬＸＢ可変リアクタンス、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ５Ｂ，Ｑ６Ｂ，Ｑ９１〜Ｑ９４スイッチング素子。

Claims

外部電源起因の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記交流電力を非接触で受電装置の受電部に送電する送電部と、
前記インバータと前記送電部との間に取り付けられて前記交流電力の電流または電圧の位相を調整する位相調整フィルタと、
前記インバータと前記位相調整フィルタとを制御する制御装置と、
を備える送電装置であって、
前記インバータは、
前記直流電力の正極ラインと第１出力端子とに接続された第１スイッチング素子と、前記第１出力端子と前記直流電力の負極ラインとに接続された第２スイッチング素子と、前記正極ラインと第２出力端子とに接続された第３スイッチング素子と、前記第２出力端子と前記負極ラインとに接続された第４スイッチング素子と、前記第１ないし第４スイッチング素子の各々に対して並列に逆方向に接続された第１ないし第４ダイオードと、を有し、
基準クロックに同期して半周期毎に前記第１スイッチング素子をオンオフすると共に前記第２スイッチング素子をオフオンする第１スイッチングと、前記第１スイッチングに対してデューティに応じたデューティ用位相だけ早く前記第３スイッチング素子をオフオンすると共に前記第４スイッチング素子をオンオフする第２スイッチングと、を実行することにより、前記直流電力を前記第１出力端子および前記第２出力端子に前記デューティに応じた前記交流電力として出力するものであり、
前記位相調整フィルタは、スイッチング素子とインダクタとを有し、前記スイッチング素子を前記基準クロックの半周期毎のオンオフする第３スイッチングを行なうものであり、且つ、前記第３スイッチングの前記第１スイッチングに対する調整用位相を変更することによりリアクタンスを変更し、該リアクタンスの変更により前記交流電力の電流または電圧の位相を調整するものであり、
前記制御装置は、前記第１ないし第４ダイオードのいずれにもリカバリ電流が流れないように前記調整用位相を制御するものである、
送電装置。
請求項１記載の送電装置であって、
前記位相調整フィルタは、前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に接続された可変リアクタンスとして機能するものである、
送電装置。
請求項２記載の送電装置であって、
前記位相調整フィルタは、
前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に第５スイッチング素子と前記インダクタと第６スイッチング素子とがこの順に直列に接続されており、
前記第５スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から前記第２出力端子への向きに対して逆方向に接続された第５ダイオードと、前記第６スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から前記第２出力端子への向きに対して順方向に接続された第６ダイオードとを有するものであり、
前記第３スイッチングは、前記基準クロックの半周期毎に前記第５スイッチング素子をオフオンすると共に前記第６スイッチング素子をオンオフするものである、
送電装置。
請求項３記載の送電装置であって、
前記制御装置は、前記インバータのターンオン時の電流値が前記リカバリ電流が流れないように設定した電流指令値になるように又は前記インバータのターンオン時の電圧と電流の位相差が前記リカバリ電流が流れないように設定した位相差指令値になるように前記
調整用位相を変更するものである、
送電装置。
請求項４記載の送電装置であって、
前記調整用位相は、前記デューティ用位相の１／２の位相量とシフト量との和の位相量であり、
前記制御装置は、前記シフト量を変更することにより前記調整用位相を変更し、前記第１スイッチングに対して前記デューティ用位相の１／２の位相量だけ早いタイミングに更に前記シフト量だけ早いタイミングで前記第３スイッチングを実行するものである、
送電装置。
請求項１記載の送電装置であって、
前記位相調整フィルタは、前記第１出力端子に直列に接続された可変リアクタンスとして機能するものである、
送電装置。
請求項６記載の送電装置であって、
前記位相調整フィルタは、
前記第１出力端子に第５スイッチング素子と第６スイッチング素子と前記インダクタとがこの順に直列に接続されており、
前記第５スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から前記送電部への向きに対して逆方向に接続された第５ダイオードと、前記第６スイッチング素子に並列に且つ前記第１出力端子から前記送電部への向きに対して順方向に接続された第６ダイオードと、前記第１出力端子に接続されると共に前記インダクタと前記第６スイッチング素子との接続点に接続されたコンデンサと、を有するものであり、
前記第３スイッチングは、前記基準クロックの半周期毎に前記第５スイッチング素子をオフオンすると共に前記第６スイッチング素子をオンオフするものである、
送電装置。
請求項７記載の送電装置であって、
前記制御装置は、前記インバータのターンオン時の電流値が前記リカバリ電流が流れないように設定した電流指令値になるように又は前記インバータのターンオン時の電圧と電流の位相差が前記リカバリ電流が流れないように設定した位相差指令値になるように前記調整用位相を変更するものである、
送電装置。
請求項８記載の送電装置であって、
前記調整用位相は、前記基準クロックから前記インバータの出力電圧と出力電流との位相差とシフト量との和であり、
前記制御装置は、前記シフト量を変更することにより前記調整用位相を変更し、前記第１スイッチングに対して前記位相差だけ早いタイミングに更に前記シフト量だけ早いタイミングで前記第３スイッチングを実行するものである、
送電装置。