WO2020202422A1 - ワイヤレス給電システムおよび受電装置 - Google Patents

Abstract

送電側コイルと受電側コイルの相対位置が変化してもシステムへの入力電力が過大になることを防ぎつつ、最大効率制御を行うことができるワイヤレス給電システムおよび受電装置を得ることを目的とする。　ワイヤレス給電システム（１００）は、主電源（１１）から供給される直流電力を交流電力に変換し、送電側コイルに交流電力を供給すると送電回路部（１０）と、送電側コイルに供給される交流電力を制御する入力電力制御手段（１４）と、送電側コイルと磁気的に結合し、送電側コイルとの間に蓄積された磁気エネルギーを介して送電側コイルから交流電力が伝送される受電側コイルと、受電側コイルに伝送された交流電力を直流に変換する整流器（２１）と受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ（２２）を有する受電回路（２０）と、整流器出力電圧（Ｖｄｃ）を、電力伝送効率が最大となる最大効率電圧に制御する受電回路制御手段（４０）とを備えた。

Description

ワイヤレス給電システムおよび受電装置

　本願は、ワイヤレス給電システムおよび受電装置に関するものである。

　ワイヤレス給電技術は、互いに非接触状態にある送電側と受電側との間で電力を伝送するものである。ワイヤレス給電技術の１つである磁界結合方式のワイヤレス給電を行うワイヤレス給電システムは、空間を隔てて配置された送電側コイルと受電側コイルとの間の磁気的結合により送電側から受電側に電力を伝送するものであるが、送受電コイルの磁気的結合の度合いにより電力伝送効率およびシステムの動作状態が影響を受ける。そこで、所定の演算により磁気的結合の度合い（結合係数）を推定するとともに、結合係数の推定値に応じて受電側の出力電圧（二次側電圧）を制御することにより、最大効率制御を行うことが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

小林大太、他２名「走行中ワイヤレス給電システムにおけるリアルタイム最大効率制御」、ＩＥＥＪ　Ｔｒａｎｓ．ＩＡ，Ｖｏｌ．１３６，Ｎｏ６（２０１６）、４２５－４３２

　ワイヤレス給電システムにおいては、回路構成上および制御上の理由により、結合係数が小さい場合は入力電力が大きくなる。非特許文献１では、給電時の結合係数が十分大きいことを前提としているが、実際の給電においては送電側コイルと受電側コイルが離れることにより結合係数が小さくなる可能性があり、非特許文献１の技術では入力電力が過大になる虞があるという問題点がある。

　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、送電側コイルと受電側コイルの相対位置が変化してもシステムへの入力電力が過大になることを防ぎつつ、最大効率制御を行うことができるワイヤレス給電システムおよび受電装置を得ることを目的とする。

　本願に開示されるワイヤレス給電システムは、主電源から供給される直流電力を交流電力に変換する送電回路部と、送電回路部から交流電力が供給される送電側コイルと、送電側コイルに供給される交流電力を制御する入力電力制御を行う入力電力制御手段と、送電回路部から交流電力を供給された送電側コイルと磁気的に結合し、送電側コイルとの間に蓄積された磁気エネルギーを介して送電側コイルから交流電力が伝送される受電側コイルと、受電側コイルに伝送された交流電力を直流に変換する整流器および整流器からの出力電圧を変換する受電側ＤＣ／ＤＣコンバータを有する受電回路と、整流器の出力電圧を、電力伝送効率が最大となる最大効率電圧に制御する受電電圧制御を行う受電電圧制御手段と備えたものである。

　本願に開示されるワイヤレス給電システムによれば、送電側コイルと受電側コイルの相対位置が変化してもシステムへの入力電力が過大になることを防ぎつつ、最大効率制御を行うことができるワイヤレス給電システムを得ることができる。

実施の形態１におけるワイヤレス給電システムを示す構成図である。 実施の形態１に係る送電回路制御手段のハードウェア構成の例を示す図である。 実施の形態１に係る送電共振器および受電共振器の例を示す図である。 送電共振器および受電共振器の間の電力伝送効率と整流器出力電圧との関係の例を示す図である。 送電共振器および受電共振器の間の電力伝送効率と整流器出力電圧の関係の変化の例を異なる結合係数ごとに示す図である。 入力電力の時間変動と整流器出力電圧の時間変動とを比較する図であり、入力電力制御の制御周期と受電電圧制御の制御周期が等しい場合の図である。 実施の形態２において、入力電力の時間変動と整流器出力電圧の時間変動とを比較する図である。 実施の形態３におけるワイヤレス給電システムを示す構成図である。

実施の形態１．
　以下に、実施の形態１を図１から図５に基づいて説明する。図１は、実施の形態１におけるワイヤレス給電システムを示す構成図であり、図２は、実施の形態１に係る送電共振器および受電共振器の例を示す図である。ワイヤレス給電システム１００は、送電装置８１および受電装置８２を備える。送電装置８１は、主電源１１と、インバータ１２を有する送電回路部１０と、主電源１１とインバータ１２の間の電力を検出する電力検出手段１３と、インバータ１２を制御する送電回路制御手段１４、すなわち入力電力制御手段と、送電共振器１５を備えている。受電装置８２は、受電回路２０と、受電共振器２５と、負荷３０を備えている。送電回路部１０は、主電源１１から供給される直流電力を交流電力に変換して送電共振器１５に供給する。送電共振器１５に供給された交流電力は、後述するように磁気エネルギーを介して受電共振器２５に伝送される。受電共振器２５に伝送された交流電力は、受電回路２０を介して負荷３０に供給される。

　主電源１１は、直流電圧を出力して直流電力をインバータ１２に入力する。主電源１１から入力された直流電力はインバータ１２により所望の交流電力に変換され、送電共振器１５に供給される。このとき、主電源１１からインバータ１２に入力される直流電力は電力検出手段１３により検出され、検出結果が送電回路制御手段１４に入力される。送電回路制御手段１４は、電力検出手段１３の検出結果に基づいて、インバータ１２に入力される直流の入力電力Ｐｉｎが一定の入力電力指令値Ｐｉｎ＊となるように入力電力制御を行う。より具体的には、入力電力Ｐｉｎが入力電力指令値Ｐｉｎ＊となるように駆動信号を生成し、インバータ１２を構成するスイッチング素子（図示なし）に送信することで入力電力制御が行われる。これにより、送電共振器１５に供給される交流電力も制御される。
　なお、実施の形態１では電力検出手段１３を主電源１１とインバータ１２の間に接続してインバータ１２に入力される直流電力を検出し、インバータ１２に入力される直流電力について入力電力制御を行うが、インバータの出力電力を入力電力Ｐｉｎとして入力電力制御を行い、インバータ１２の出力電力が一定となるようにインバータ１２を制御してもよい。この場合、インバータ１２と送電共振器１５の間の電力を検出するように電力検出手段１３を接続する。また、インバータ１２の出力電力は交流であるので、例えば実効値が入力電力指令値Ｐｉｎ＊となるように制御する。

　ここで、送電回路制御手段１４を実現するハードウェア構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る送電回路制御手段のハードウェア構成の例を示す図である。送電回路制御手段１４は、主にプロセッサ１４ａおよびメモリ１４ｂ、インバータ１２を構成する半導体スイッチング素子（図示なし）に駆動信号を送信するゲートドライバ１４ｃ、および電力検出手段１３からの入力を受け付ける入力回路１４ｄにより構成される。プロセッサ１４ａは、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などである。メモリ１４ｂは、例えばＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）等の揮発性メモリ、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ等の不揮発性メモリ、またはハードディスク等の磁気ディスクなどである。メモリ１４ｂにはプロセッサ１４ａが実行する所定のプログラムが記憶されており、プロセッサ１４ａは、このプログラムを適宜読み出して実行し各種演算処理を行う。プロセッサ１４ａによる演算結果は必要に応じてメモリ１４ｂに記憶される。ゲートドライバ１４ｃは、プロセッサ１４ａの演算結果に基づいて所定の周波数およびデューティ比を持つ駆動信号を生成し、インバータ１２を構成する半導体スイッチング素子に送信する。

　送電共振器１５および受電共振器２５は、少なくとも１つのコイルをそれぞれ含む共振回路であり、それぞれ所定の共振周波数を有するように設計される。図３に示す例のように、送電共振器１５は、自己インダクタンスがＬ１である送電側コイル１５１および電気容量がＣ１である送電側コンデンサ１５２を直列に接続して構成したものであり、受電共振器２５は、自己インダクタンスがＬ２である受電側コイル２５１および電気容量がＣ２である受電側コンデンサ２５２を直列に接続して構成したものである。送電側コイル１５１および送電側コンデンサ１５２は、所定の共振周波数ω０１で共振するように設計され、受電側コイル２５１および受電側コンデンサ２５２は、所定の共振周波数ω０２で共振するように設計されている。

　送電側コイル１５１および受電側コイル２５１は、共振によって互いに磁気的に結合し、送電側コイル１５１と受電側コイル２５１との間の空間には磁気エネルギーが蓄積される。送電共振器１５に供給される交流電力の電気エネルギーは、この磁気エネルギーを介して受電共振器２５に伝送される。受電共振器２５に伝送された電力は受電回路２０に入力され、受電回路２０によって電力変換された後、負荷３０に供給される。

　共振周波数ω０１および共振周波数ω０２の調整は、たとえば送電側コンデンサ１５２および受電側コンデンサ２５２を可変コンデンサとし、それぞれの電気容量Ｃ１、Ｃ２を調整することにより行えばよい。なお、共振周波数ω０１および共振周波数ω０２は特に限定されるものではない。また、図３に示す例では受電共振器２５において受電側コイル２５１および受電側コンデンサ２５２を直列に接続する回路構成としているが、並列に接続する回路構成にしてもよい。

　受電回路２０は、受電共振器２５と負荷３０の間に接続されて電力変換器として機能するもので、受電共振器２５側から整流器２１および受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２が順に設けられている。整流器２１は、受電共振器２５から入力される交流電力を直流に変換し、それぞれ直流の整流器出力電圧Ｖｄｃおよび整流器出力電流Ｉｄｃを出力する。受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２は、整流器出力電圧Ｖｄｃを所定の電圧に変換し、負荷３０に出力する。なお、整流器出力電圧Ｖｄｃおよび整流器出力電流Ｉｄｃは、電圧検出手段４１および電流検出手段４２によりそれぞれ検出される構成となっている。なお、受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよいし、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

　負荷３０は、モーターまたはバッテリなどであり、特に限定されるものではない。

　受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２は、受電回路制御手段４０、すなわち受電電圧制御手段により制御される。受電回路制御手段４０は、電圧検出手段４１および電流検出手段４２により検出される整流器出力電圧Ｖｄｃおよび整流器出力電流Ｉｄｃに基づいて、受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２を制御することにより受電電圧制御を行う。

　なお、受電回路制御手段４０を実現するハードウェア構成は、図２で説明した送電回路制御手段１４のハードウェア構成と同様である。図示は省略するが、図２における送電回路制御手段１４、インバータ１２、および電力検出手段１３を、受電回路制御手段４０、受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２、および電圧検出手段４１および電流検出手段４２にそれぞれ置き換えればよい。

　次に、受電回路制御手段４０による受電電圧制御について説明する。受電回路制御手段４０による受電電圧制御では、送電共振器１５および受電共振器２５の間での電力伝送効率を最大にするように整流器出力電圧Ｖｄｃを制御する。図４は、共振器間の電力伝送効率と整流器出力電圧との関係の例を示す図である。図４に示すように、共振器間の電力伝送効率ηは整流器出力電圧Ｖｄｃに依存しており、電力伝送効率ηが最大となる整流器出力電圧Ｖｄｃ（以降、最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘと呼ぶ）が存在する。受電回路制御手段４０は、整流器出力電圧Ｖｄｃおよび整流器出力電流Ｉｄｃに基づいて最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出し、整流器出力電圧Ｖｄｃが最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘとなるような駆動信号を生成する。受電回路制御手段４０は、生成した駆動信号を受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２を構成するスイッチング素子（図示なし）に送信し、受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２を制御する。これにより、整流器出力電圧Ｖｄｃが最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘとなるように受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ２２が制御され、電力伝送効率ηを最大にする受電電圧制御が行われる。

　最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘは、送電側コイル１５１と受電側コイル２５１の磁気的結合の度合いである結合係数に依存する。図５は、送電共振器および受電共振器の間の電力伝送効率と整流器出力電圧の関係の変化の例を異なる結合係数ごとに示す図である。図５に示すように、結合係数が異なると、整流器出力電圧Ｖｄｃと共振器間の電力伝送効率ηの関係も変化し、最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘも異なる。結合係数は、送電側コイル１５１と受電側コイル２５１それぞれの自己インダクタンス、および送電側コイル１５１と受電側コイル２５１の間の相互インダクタンスにより決まるので、送電側コイル１５１の形状、受電側コイル２５１の形状、および送電側コイル１５１に対する受電側コイル２５１の相対位置等によって変化する。このため、送電側コイル１５１と受電側コイル２５１の相対位置が動作中に変化する場合は、結合係数の変化に応じて最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘをリアルタイムで算出しながら受電電圧制御を行う必要がある。

　結合係数に応じた最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘをリアルタイムで算出する方法としては、図５に示す整流器出力電圧Ｖｄｃと共振器間の電力伝送効率ηの関係を利用する方法がある。図５に示すように、整流器出力電圧Ｖｄｃと電力伝送効率ηの関係を示す曲線は、結合係数が異なれば互いに異なる曲線になるとともに、それぞれの曲線は交差していない。これは、整流器出力電圧Ｖｄｃと電力伝送効率ηの組み合わせが決まれば結合係数が一意に決まることを示している。そして、結合係数が決まれば整流器出力電圧Ｖｄｃと電力伝送効率ηの特性を示す曲線が一意に決まるので、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ＿ｍａｘとなる最大効率点も一意に決まる。このことを利用し、求められた電力伝送効率ηの特性から最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出する。また、結合係数と最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘの対応関係を受電回路制御手段４０のメモリ、すなわち記憶部に予め記憶しておき、受電電圧制御を行う際には整流器出力電圧Ｖｄｃと共振器間の電力伝送効率ηの組み合わせから結合係数を決定するとともに、最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘも求めてもよい。この場合、受電回路制御手段４０における演算量を低減させ、制御に必要な演算時間を短縮することができる。

　共振器間の電力伝送効率ηは、送電装置８１から受電装置８２に伝送された電力を示す出力電力Ｐｏｕｔを入力電力Ｐｉｎで除することで算出される。出力電力Ｐｏｕｔは、整流器出力電圧Ｖｄｃに整流器出力電流Ｉｄｃを乗じることで算出される。また電力伝送効率ηの算出において、入力電力Ｐｉｎは入力電力指令値Ｐｉｎ＊で一定に制御されているという前提の下で行う。

　上記のようにして算出した共振器間の電力伝送効率ηと電圧検出手段４１により検出された整流器出力電圧Ｖｄｃの組み合わせより結合係数を決定し、最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを求める。以上で説明した最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘの算出方法は一例であり、他の方法で最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出してもよい。

　なお、上述したように、実施の形態１では整流器出力電圧Ｖｄｃを検出し、整流器出力電圧Ｖｄｃと最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘに基づいて駆動信号のデューティ比を変化させる。駆動信号の生成方法としては、固定されたデューティ比を用いて開ループ制御を行うことも可能であるが、制御偏差を防ぐ観点から、実施の形態１のように整流器出力電圧Ｖｄｃを検出することで閉ループ制御を行うことが望ましい。

　また、実施の形態１では整流器出力電圧Ｖｄｃおよび整流器出力電流Ｉｄｃを検出し、これらを用いて最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出する。最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘの算出においては、受電共振器２５と受電回路２０の間に電圧検出手段４１と電流検出手段４２を接続し、受電共振器２５から出力される電圧および電流を用いて算出を行うことも可能であるが、信号処理を容易にする観点から、実施の形態１のように整流器出力電圧Ｖｄｃおよび整流器出力電流Ｉｄｃから最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出することが望ましい。受電共振器２５から出力される電圧および電流は、高周波の交流電圧および交流電流であるため、これらから最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出する場合、実効値を得るための信号処理が必要となる。整流器出力電圧Ｖｄｃおよび整流器出力電流Ｉｄｃは直流に変換されているので、そのような信号処理は必要ない。

　実施の形態１によれば、送電側コイルと受電側コイルの相対位置が変化してもシステムへの入力電力が過大になることを防ぎつつ、最大効率制御を行うことができるワイヤレス給電システムを得ることができる。より具体的には、送電共振器の送電側コイルに供給される入力電力を制御する送電回路制御手段を備えた。このため、送電側コイルと受電側コイルの相対位置が変化して結合係数が変化しても、入力電力が過大になることを防ぐことができる。また、受電装置が受電回路制御手段を備え、この受電回路制御手段により受電電圧制御を行う。受電電圧制御では、整流器出力電圧と電力伝送効率の組み合わせから、現在の結合係数に対応する最大効率電圧を求め、求められた最大効率電圧となるように整流器出力電圧を制御する。このように、送電側における入力電力制御と受電側における受電電圧制御をそれぞれ行うため、送電側コイルと受電側コイルの相対位置が変化してもシステムへの入力電力が過大になることを防ぎつつ、最大効率制御を行うことができる。

　また、受電電圧制御において整流器出力電圧を検出し、閉ループ制御を行うので、制御偏差の発生を防ぐことができる。

　また、最大効率電圧の算出において、それぞれ直流の整流出力電圧および整流器出力電流を検出し、これらを最大効率電圧の算出に用いる。このため、電圧検出手段および電流検出手段から送信される信号の処理が容易である。

実施の形態２．
　次に、実施の形態２を図６および図７に基づいて説明する。なお、図１から図５と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。図６および図７は、いずれも入力電力Ｐｉｎの時間変動と整流器出力電圧Ｖｄｃの時間変動を比較する図であり、入力電力Ｐｉｎが入力電力指令値Ｐｉｎ＊となるように入力電力制御を行うとともに、整流器出力電圧Ｖｄｃが最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘとなるように受電電圧制御を行う場合の入力電力Ｐｉｎおよび整流器出力電圧Ｖｄｃの時間変動を示している。図６および図７においては、制御指令値としての最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘをステップ状に変化させている。図６においては受電電圧制御の制御周期が入力電力制御の制御周期と等しく、入力電力制御の整定時間よりも短く設定されている。これに対し、実施の形態２を示す図７においては受電電圧制御の制御周期Ｔｃ２が入力電力制御の整定時間Ｔｓ以上に設定されている。

　受電電圧制御において最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを変化させると、整流器出力電圧Ｖｄｃを変化後の最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘにするように受電装置８２で受電電圧制御が行われる。このとき、送電装置８１のインバータ１２に対しては負荷変動と同様の影響が現れる。このため、入力電力制御における安定性が悪化し、入力電力Ｐｉｎが変動して入力電力Ｐｉｎと入力電力指令値Ｐｉｎ＊との間に誤差が発生することとなる。上述したように、整流器出力電圧Ｖｄｃの制御は入力電力Ｐｉｎが一定に制御されていることを前提といるため、入力電力Ｐｉｎが変動すると、正確な最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを算出することができない。この場合、誤差を含んだ最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘに基づいて整流器出力電圧Ｖｄｃが制御され、整流器出力電圧Ｖｄｃが大きく変動する。また、このような整流器出力電圧Ｖｄｃの変動は入力電力Ｐｉｎに偏差を生じさせる。このように、入力電力制御と受電電圧制御が干渉して整流器出力電圧Ｖｄｃと入力電力Ｐｉｎが互いに相手を変動させると、安定的な制御を行うことが困難となり、制御が不安定になる。

　図６においては、入力電力制御の制御周期と受電電圧制御の制御周期が制御周期Ｔｃで等しく、受電電圧制御の制御周期が入力電力制御の整定時間よりも短いため、収束していない状態の入力電力Ｐｉｎに基づいて最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘが都度算出される。この結果、誤差を含んだ最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘ１、Ｖｄｃ＿ｍａｘ２を指令値として整流器出力電圧Ｖｄｃが制御されてしまい、整流器出力電圧Ｖｄｃが変動する。なお、入力電力Ｐｉｎの変動が最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを変動させることは図５から説明される。すなわち、入力電力Ｐｉｎの変動は電力伝送効率ηを変動させ、ある整流器出力電圧Ｖｄｃの場合の結合係数および最大効率点（最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘ）を変動させる。図５より、ある整流器出力電圧Ｖｄｃにおいて電力伝送効率ηが大きくなると結合係数及び最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘが大きくなり、電力伝送効率ηが小さくなると結合係数及び最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘが小さくなることが分かる。

　実施の形態２では、図７に示すように受電電圧制御の制御周期Ｔｃ２が入力電力制御の整定時間Ｔｓ以上としている。このため、最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘが変化し、整流器出力電圧Ｖｄｃが変化後の最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘに一旦達した後は、入力電力Ｐｉｎが入力電力指令値Ｐｉｎ＊に収束した後に次の制御ステップの演算が行われる。このため、算出される最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘを正しく算出することができ、整流器出力電圧Ｖｄｃが変動することもない。なお、入力電力制御の整定時間Ｔｓは、受電装置８２の制御設計段階で求められるため、受電回路制御手段４０のメモリに予め記憶させておけばよい。

　なお、より安定した制御を行うためには、入力電力制御の制御周期Ｔｃ１と受電電圧制御の制御周期Ｔｃ２の差を大きく設定する方が望ましい。例えば、制御周期Ｔｃ２を制御周期Ｔｃ１の１０倍以上とすることが考えられる。受電電圧制御の制御周期Ｔｃ２は最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘの変動に追従できる範囲であればよい。上述したように、最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘは磁気的結合の結合係数に依存するため、給電中に受電側が高速で移動するなど、送電側コイル１５１と受電側コイル２５１の相対位置の変動が激しく、結合係数の変動も激しい場合は制御周期Ｔｃ２の上限は小さくなる。一方、受電側が停止しており送電側コイル１５１と受電側コイル２５１の相対位置がほとんど変動ぜず、結合係数もほとんど変動しない場合は、制御周期Ｔｃ２の上限は大きくなる。

　また、最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘの更新周期Ｔｃ２＊を制御周期Ｔｃ２とは別に設定する場合、更新周期Ｔｃ２＊を入力電力制御の整定時間Ｔｓ以上に設定するのであれば、入力電力制御の制御周期Ｔｃ１と受電電圧制御の制御周期Ｔｃ２を等しくしてもよい。この場合、整流器出力電圧Ｖｄｃは入力電力Ｐｉｎと同じ制御周期で制御されるが、入力電力Ｐｉｎが収束するまでは最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘの算出および更新を行わないため、上述した制御の干渉を防ぐことができる。なお、更新周期Ｔｃ２＊は制御周期Ｔｃ２よりも長いことから、制御周期Ｔｃ２が整定時間Ｔｓ以上であれば、更新周期Ｔｃ２＊は整定時間Ｔｓよりも長くなる。
　なお、図７においては制御指令値としての最大効率電圧Ｖｄｃ＿ｍａｘをステップ状に変化させているが、これに限られるものではない。
　その他については実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。

　実施の形態２によれば、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。また、入力電力制御および受電電圧制御を安定させることができる。より具体的には、受電電圧制御の制御周期を入力電力制御の整定時間以上とし、受電電圧制御の指令値である最大効率電圧を変化させたときの制御干渉を防いだ。すなわち、収束していない状態の入力電力に基づいて最大効率電圧を算出することを回避するため、誤差を含んだ最大効率電圧に基づいて受電電圧制御が行われることを防いでいる。また、誤った指令値に基づく受電電圧制御により入力電力に制御偏差が生じることも防がれている。このように入力電力制御と受電電圧制御の間での制御干渉を防ぐことにより、それぞれの制御が不安定になることを防ぎ、より安定な制御を可能としている。

　なお、実施の形態２では最大効率電圧を受電電圧制御における指令値としたが、これに限られるものではない。受電電圧制御の指令値の変化が入力電力制御と受電電圧制御の間で制御干渉を起こすシステムであれば、実施の形態２を適用し、制御の安定化を図ることができる。例えば、受電電圧装置が移動体に搭載され、受電電圧制御の指令値が変化するシステムに適用することが考えられる。このようなシステムにおいては、移動体が給電中に移動することで結合係数が大きく変動し、制御が不安定になることが考えられるが、実施の形態２のように受電電圧制御の制御周期を入力電力制御の整定時間以上に設定することで、制御の安定化を図ることが可能である。

実施の形態３．
　次に、実施の形態３を図８に基づいて説明する。なお、図１と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態３におけるワイヤレス給電システムを示す構成図である。実施の形態３は、送電回路部が送電側ＤＣ／ＤＣコンバータを備えた点が実施の形態１と異なる。ワイヤレス給電システム２００の送電装置８１１は、主電源１１と、インバータ１２１および送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２を備える送電回路部１０１と、主電源１１と送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２の間の電力を検出する電力検出手段１３と、インバータ１２１および送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２を制御する送電回路制御手段１４１と、送電共振器１５を備えている。なお、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよいし、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

　主電源１１から入力される直流電力は送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２に入力され、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２により所望の直流電力に変換される。インバータ１２１は、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２が出力する直流電力を交流に変換し、送電共振器１５に供給する。電力検出手段１３は、主電源１１から送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２に入力される直流電力を検出し、検出結果を送電回路制御手段１４１に出力する。送電回路制御手段１４１は、電力検出手段１３の検出結果に基づいて、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２に入力される直流の入力電力Ｐｉｎが一定の入力電力指令値Ｐｉｎ＊となるように入力電力制御を行う。これにより、送電共振器１５に供給される電力も制御される。

　なお、実施の形態３では電力検出手段１３を主電源１１と送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２の間に接続して、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２に入力される直流電力を検出し、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２に入力される直流電力について入力電力制御を行うが、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２の出力電力を入力電力Ｐｉｎとして入力電力制御を行い、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２の出力電力が一定となるように送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２を制御してもよい。この場合、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２とインバータ１２１の間の電力を検出するように電力検出手段１３を接続する。

　インバータ１２１は、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２が出力する直流電力を交流電力に変換するのみで、実施の形態１のインバータ１２のように入力電力制御は行わない。

　送電回路制御手段１４１を実現するハードウェア構成は、図２で説明した送電回路制御手段１４のハードウェア構成と同様である。図示は省略するが、図２における送電回路制御手段１４を送電回路制御手段１４１に置き換え、インバータ１２をインバータ１２１および送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ１２２に置き換えればよい。
　その他については実施の形態１と同様であるので、その説明を省略する。

　実施の形態３によれば、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。また、入力電力制御におけるスイッチング損失の増大を防ぐことができる。より具体的には、送電回路部が送信側ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータを備え、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータで入力電力制御を行うとともに、インバータでは直流電力から交流電力への変換のみ行う構成とした。インバータで入力電力制御を行う場合、位相シフト制御および出力周波数変更などが必要であり、入力電力指令値によってはソフトスイッチングを行うことができない可能性がある。ソフトスイッチングが行えない場合、インバータにおけるスイッチング損失が増大する。これに対し、実施の形態３においては直流電力から交流電力への変換のみをインバータで行うため、上記したスイッチング損失の増大を防ぐことができる。

　また、インバータによる入力電力の大きさの制御に伴う動作周波数の制限がないので、設計自由度を高めることができる。

　なお、本願に開示される上記実施の形態は、磁気的に結合する送電側コイルおよび受電側コイルを１対以上含んだワイヤレス給電システムであれば適用可能である。このため、送電共振器および受電共振器の構成は図２に示したものに限られない。また、非共振の構成にも適用することが可能である。

　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１０、１０１　送電回路部、１１　主電源、１２、１２１　インバータ、１２２　送電側ＤＣ／ＤＣコンバータ、１３　電力検出手段、１４、１４１　送電回路制御手段、１４ｂ　メモリ、１５　送電共振器、１５１　送電側コイル、２０　受電回路、２１　整流器、２２　受電側ＤＣ／ＤＣコンバータ、２５　受電共振器、２５１　受電側コイル、４０　受電回路制御手段、８１、８１１　送電装置、８２　受電装置、１００、２００　ワイヤレス給電システム、Ｖｄｃ　整流器出力電圧、Ｖｄｃ＿ｍａｘ　最大効率電圧、Ｐｉｎ　入力電力、Ｐｉｎ＊　入力電力指令値、Ｔｃ、Ｔｃ１、Ｔｃ２　制御周期、Ｔｃ２＊　更新周期、Ｔｓ　整定時間

Claims (11)

1. 　主電源から供給される直流電力を交流電力に変換する送電回路部と、
   　前記送電回路部から交流電力が供給される送電側コイルと、
   　前記送電側コイルに供給される交流電力を制御する入力電力制御を行う入力電力制御手段と、
   　前記送電回路部から交流電力を供給された送電側コイルと磁気的に結合し、前記送電側コイルとの間に蓄積された磁気エネルギーを介して前記送電側コイルから交流電力が伝送される受電側コイルと、
   　前記受電側コイルに伝送された交流電力を直流に変換する整流器および前記整流器からの出力電圧を変換する受電側ＤＣ／ＤＣコンバータを有する受電回路と、
   　前記整流器の出力電圧を、電力伝送効率が最大となる最大効率電圧に制御する受電電圧制御を行う受電電圧制御手段と
   を備えたことを特徴とするワイヤレス給電システム。
2. 　前記最大効率電圧の更新周期は、前記入力電力制御の整定時間以上である請求項１に記載のワイヤレス給電システム。
3. 　前記受電電圧制御の制御周期は、前記入力電力制御の整定時間以上である請求項１または２に記載のワイヤレス給電システム。
4. 　前記受電電圧制御手段は、前記整流器の出力電圧と前記電力伝送効率に基づいて、前記最大効率電圧を算出する請求項１から３のいずれか１項に記載のワイヤレス給電システム。
5. 　前記受電電圧制御手段は、前記送電側コイルと前記受電側コイルの磁気的結合の度合いと前記最大効率電圧との対応関係を記憶する記憶部を有し、前記受電電圧制御をする際には、前記整流器の出力電圧と前記電力伝送効率の組み合わせから前記磁気的結合の度合いを求め、該磁気的結合の度合いおよび前記対応関係から前記最大効率電圧を求める請求項１から４のいずれか１項に記載のワイヤレス給電システム。
6. 　前記送電回路部は、前記主電源が供給する直流電力を交流電力に変換するインバータを備え、前記入力電力制御手段は、前記インバータの入力電力または出力電力を一定に制御する請求項１から５のいずれか１項に記載のワイヤレス給電システム。
7. 　前記送電回路部は、前記主電源が供給する直流電力を変換する送電側ＤＣ／ＤＣコンバータと、送電側ＤＣ／ＤＣコンバータに変換された直流電力を交流電力に変換するインバータを備え、前記入力電力制御手段は、前記送電側ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力または出力電力を一定に制御する請求項１から５のいずれか１項に記載のワイヤレス給電システム。
8. 　入力電力制御が行われる送電装置から受電装置へ電力が伝送されるワイヤレス給電システムの受電装置であって、
   　前記送電装置の送電側コイルと磁気的に結合し、前記送電側コイルとの間に蓄積された磁気エネルギーを介して前記送電側コイルから交流電力が伝送される受電側コイルと、
   　前記受電側コイルに伝送された交流電力を直流に変換する整流器および前記整流器からの出力電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータを有する受電回路と、
   　前記整流器の出力電圧を、電力伝送効率が最大となる最大効率電圧に制御する受電電圧制御を行う受電電圧制御手段とを備え、
   　前記受電電圧制御手段は、前記整流器の出力電圧と前記電力伝送効率に基づいて、前記最大効率電圧を算出することを特徴とする受電装置。
9. 　前記受電電圧制御手段は、前記送電側コイルと前記受電側コイルの磁気的結合の度合いと前記最大効率電圧との対応関係を記憶する記憶部を有し、前記受電電圧制御をする際には、前記整流器の出力電圧と前記電力伝送効率の組み合わせから前記磁気的結合の度合いを求め、該磁気的結合の度合いおよび前記対応関係から前記最大効率電圧を求める請求項８に記載の受電装置。
10. 　前記最大効率電圧の更新周期は、前記入力電力制御の整定時間以上であることを特徴とする請求項８または９に記載の受電装置。
11. 　前記受電電圧制御の制御周期は、前記入力電力制御の整定時間以上である請求項８から１０のいずれか１項に記載の受電装置。

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