JP6817221B2 - Ｄｃ電圧源間のワイヤレス電力伝送のための装置および方法 - Google Patents
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Description
本発明は、可変結合をもたらす互いに動いている２つの構造体の間の誘導電力伝送の分野に関する。具体的には、ＤＣ電圧源からＤＣ電圧負荷への制御可能な電力のワイヤレス伝送のための装置が開示される。
２つの電流導通コイルの各々によって発生される磁界が他方にも結合されるようにそれらが空間に配置されるときはいつでも、電気エネルギー転送が起こり得、転送のそのような形式は、普通、誘導電力転送（ＩＰＴ）と呼ばれる。
コイルが密接に結合されているとき、すなわち各コイルによって発生された磁束がほぼ完全に他のコイルと結合するとき、電力転送は一般により容易に達成される。結合の程度は、しばしば結合係数ｋによって表現され、次のように定義される。
ここで、
ｋは結合係数であり、０≦ｋ≦１であり、
Ｌ１は第１のコイルのインダクタンスであり、
Ｌ２は第２のコイルのインダクタンスである。
Ｍは２つのコイルの相互インダクタンスである。
ＩＰＴの最も普及した形態は、２つのコイルが共通の強磁性コアの周りに巻かれ、可能な限り高い結合度をもたらす従来の変圧器である。そのような構造では、結合係数は典型的には非常に１に近い。
その一方で、疎結合された回路は、典型的には０．５よりも低い結合係数によって特徴付けられ、これは、各コイルによって発生された磁束のかなりの部分が他のコイルと結合せず、磁気的「漏洩」を生じることを意味する。これは、コイルが物理的に分離された構造上に構築され、それらの間に無視できない離間距離があるとき、ほぼ常に当てはまる。
上記の説明から、ｋが一般に２つのコイルの相対位置の関数であり、コイルのうちのいずれかが他方のコイルに対して動くときに大きく変化し得ることも理解しやすい。
したがって、互いに対して動くことができる２つの物理的に分離された構造体間の電力転送の問題は、可変結合係数を有する疎結合コイル間の誘導電力転送の問題として磁気回路の面から述べることができる。
電力転送プロセスを最適化し、損失を低減するために、物理的共振原理を疎結合磁気回路に適用することができる。漏れインダクタンスによって消費される無効電力が追加の静電容量によって補償されるように、容量性成分が両方のコイルに加えられ、そのような完全な補償は以下の共振周波数で達成される。
ほとんどの最先端のＩＰＴシステムまたは装置は、両方のコイルの共振周波数が一致するように設計され、そのような共通の共振周波数で送電コイルを正確に励振することによって電力転送が行われ、無効電力はコイルおよび補償コンデンサによって形成された共振タンク内に完全に包含されるので、非常に良好な転送効率と、力率１で動作する送電(sendingおよびピックアップ(pickup）コンバータの特定の動作条件での最小ボルト−アンペア定格を達成している。
仏特許公開第Ｆｒ３００４５９６号には、誘導的に車両を充電する方法が開示されている。充電システムの１次および２次コイルは相互に可動である。
発明の開示
基本的な形式では、この文書で考慮されているＩＰＴ装置は、一般に２つの疎結合されたコイル、２つの補償コンデンサ（各コイルに１つ）、励振（送電端）およびピックアップのためのＩＰＴ装置の両側にある電力コンバータ、によって組成されている。送電端の電源は、例えば５０／６０ＨｚのＡＣ本線の整流から生じるＤＣ電源であると想定され。負荷はまた、比較的固定された電圧のＤＣ負荷であると仮定され、典型的なケースは充電可能な電池である。
基本的な形式では、この文書で考慮されているＩＰＴ装置は、一般に２つの疎結合されたコイル、２つの補償コンデンサ（各コイルに１つ）、励振（送電端）およびピックアップのためのＩＰＴ装置の両側にある電力コンバータ、によって組成されている。送電端の電源は、例えば５０／６０ＨｚのＡＣ本線の整流から生じるＤＣ電源であると想定され。負荷はまた、比較的固定された電圧のＤＣ負荷であると仮定され、典型的なケースは充電可能な電池である。
送電端の電力コンバータ（インバータ）は、使用可能なＤＣ電圧から制御可能な周波数および大きさのＡＣ電圧を発生する。ピックアップ（pickup)側のコンバータ（整流器）は、磁気結合から生じたＡＣ波形を整流し、ＤＣ信号に変換し、そうするように設計されている場合、そのようなコンバータは、電圧／電流レベルを変化させることによってピックアップ側インピーダンスを適合させることもできる。
大部分の実施では、送電(sending)コイルおよびピックアップ(pickup)コイルは、個々の共振周波数が一致するように容量的に補償され、次に送電端のコンバータは、力率１での動作を可能にし、最小コンバータ電流に対応して、正確に共振周波数で励振信号を発生するように制御される。次に電力の流れは、励振信号の大きさおよび／または等価(equivalent)ピックアップインピーダンスを変えることによって調整される。
本開示に至る研究は、広範囲可変結合係数の場合には、装置が特定の結合条件で共振から外れて動作するように設計されているならば、所与の電力の流れの要求に対する最悪ケースのコンバータのボルト−アンペアが大幅に低減され得ることを示した。
具体的には、装置は、結合が最小であるときに正確に共振周波数で動作するように作られ、したがって最小のコンバータ電圧で最小可能な最悪ケースのコンバータ電流を達成する。しかしながら、結合が増加すると、送電端コンバータは共振から外れて動作し、励振電圧の同じ大きさおよび同じ等価ピックアップインピーダンスに対して増加した電力の流れをもたらす。結果として、最大結合と最小結合との間における必要な励振電圧の比が小さくなり、最悪ケースのコンバータ電流とコイル電流を低減する重要な結果をもたらす。
したがって、本方法は、電力コンバータを実施するための半導体労力の点で大幅な節約を可能にする。さらに、銅の量を減らしてコイルを実現することができ、その結果、体積、重量およびコストを低減することができる。
加えて、全動作範囲にわたって電力コンバータのスイッチング損失を最小化するための理想的でわずかに誘導性の力率を達成する簡単な方法が導入されている。本方法は、１次コイルおよび２次コイルの自己共振周波数のわずかな離調に基づいている。
特に、ＤＣ電圧源からＤＣ電圧負荷へのワイヤレス電力伝送装置であって、
●１つの１次コイルと１つの２次コイルであって、それぞれ共通の共振周波数ω０を達成するように構成されたコンデンサの手段と接続された、コイルと、
●前記１つの１次コイルと１つの２次コイルは相互に可動であることと、
●１次側におけるＤＣ電圧を、１次側の制御可能な大きさおよび周波数のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣコンバータと、
●２次コイルの端子におけるＡＣ電圧を、２次側の負荷におけるＤＣ電圧に変換する２次側の１つの整流器と、
●１次コイルと２次コイルとの間の電力の流れを調整し、１次コイルの端子におけるＡＣ電圧の大きさおよび周波数を協調的に変化させることによって、２つのコイルの機械的位置の変化に自動的に適応する制御システムと、を備える、装置を開示する。
●１つの１次コイルと１つの２次コイルであって、それぞれ共通の共振周波数ω０を達成するように構成されたコンデンサの手段と接続された、コイルと、
●前記１つの１次コイルと１つの２次コイルは相互に可動であることと、
●１次側におけるＤＣ電圧を、１次側の制御可能な大きさおよび周波数のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣコンバータと、
●２次コイルの端子におけるＡＣ電圧を、２次側の負荷におけるＤＣ電圧に変換する２次側の１つの整流器と、
●１次コイルと２次コイルとの間の電力の流れを調整し、１次コイルの端子におけるＡＣ電圧の大きさおよび周波数を協調的に変化させることによって、２つのコイルの機械的位置の変化に自動的に適応する制御システムと、を備える、装置を開示する。
送電端でＤＣ／ＡＣコンバータを実現するために使用される特定のコンバータトポロジーは、励振電圧の大きさおよび周波数を独立して制御する可能性がある限り、重要ではない。最もありふれた実装では、上述のＤＣ／ＡＣコンバータは、所与のＤＣ側電圧から開始して、ＡＣ電圧の任意の値を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づいてもよい。
低減された損失で高周波動作を可能にするために、入力ＤＣ電圧とＨブリッジのＤＣ側との間にオプションで追加のＤＣ／ＤＣコンバータを配置することができる。
ＤＣ／ＤＣ＋Ｈブリッジのカスケード接続は依然として電圧および周波数を独立して制御できるＤＣ／ＡＣコンバータである。
ＤＣ／ＤＣ＋Ｈブリッジのカスケード接続は依然として電圧および周波数を独立して制御できるＤＣ／ＡＣコンバータである。
２次側の負荷は定電圧特性を持つことができ、定電圧特性の負荷は充電可能電池にすることができる。
整流器装置は、２次側の共振ピックアップコイルの端子におけるＡＣ電圧を独立して制御するように構成してもよい。本発明の一態様では、ＤＣ電圧源からＤＣ電圧負荷へのワイヤレス電力伝送装置は、２次側の共振ピックアップコイルの端子に生じる電圧の大きさを計算する少なくとも１つの追加の制御回路をさらに備える。
ピックアップコイル端子のＡＣ電圧は、周波数およびピックアップ電流とは独立して制御することができる。これは、ピックアップコイル端子のインピーダンスを制御することと等価である。
ピックアップコイル端子のＡＣ電圧は、周波数およびピックアップ電流とは独立して制御することができる。これは、ピックアップコイル端子のインピーダンスを制御することと等価である。
本発明によれば、ＤＣ電圧源からＤＣ電圧負荷へのワイヤレス電力伝送方法も開示されており、本方法は、
ａ．１つの１次コイルを１つの２次コイルと疎結合する工程と、
ｂ．１次側のコイルが２次側のコイルと同じ周波数で共振するように、直列に接続された共振コンデンサをそれぞれ備え付ける工程と、
ｃ．相互運動が可能なように前記共振コイルを１次側および２次側に配置する工程と、
ｄ．１次側のＤＣ電圧を制御可能な大きさおよび周波数のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程と、
ｅ．２次側の共振ピックアップコイルの端子におけるＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換する整流器を設ける工程と、
ｆ．１次共振コイルの端子におけるＡＣ電圧の大きさおよび周波数を協調的に変化させることによって、１次コイルと２次コイルとの間の電力の流れを調整する制御システムを設ける工程と、
ｇ．ピックアップ側に定電圧特性を有する負荷を設ける工程と、を含む。
ａ．１つの１次コイルを１つの２次コイルと疎結合する工程と、
ｂ．１次側のコイルが２次側のコイルと同じ周波数で共振するように、直列に接続された共振コンデンサをそれぞれ備え付ける工程と、
ｃ．相互運動が可能なように前記共振コイルを１次側および２次側に配置する工程と、
ｄ．１次側のＤＣ電圧を制御可能な大きさおよび周波数のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程と、
ｅ．２次側の共振ピックアップコイルの端子におけるＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換する整流器を設ける工程と、
ｆ．１次共振コイルの端子におけるＡＣ電圧の大きさおよび周波数を協調的に変化させることによって、１次コイルと２次コイルとの間の電力の流れを調整する制御システムを設ける工程と、
ｇ．ピックアップ側に定電圧特性を有する負荷を設ける工程と、を含む。
工程ｇは、充電可能電池としての定電圧特性を有する前記負荷を設ける工程をさらに含む。
本発明の別の態様によれば、本方法は、
共振ピックアップコイルの端子におけるＡＣ電圧を独立して制御するための前記整流器装置を構成する工程と、
２次側の共振ピックアップコイルの端子に生じる電圧の大きさを計算する追加の制御回路を設ける工程と、をさらに含むことができる。
共振ピックアップコイルの端子におけるＡＣ電圧を独立して制御するための前記整流器装置を構成する工程と、
２次側の共振ピックアップコイルの端子に生じる電圧の大きさを計算する追加の制御回路を設ける工程と、をさらに含むことができる。
本発明の別の態様によれば、制御システムは、励振周波数を常に共振周波数と等しいかまたはそれより高く調整してもよく、さらに一態様では、制御システムは、励振周波数を常に共振周波数と等しいかまたはそれより低く調整してもよい。
別の態様では、本方法は、
所与のＤＣ側電圧から開始して、ＡＣ電圧の任意の所望値を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づくＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程をさらに含むことができる。
所与のＤＣ側電圧から開始して、ＡＣ電圧の任意の所望値を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づくＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程をさらに含むことができる。
本方法は、
ＤＣ側電圧によって定められた振幅の方形波電圧を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づくＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程と、
入力ＤＣ電圧源とインバータ入力におけるＤＣ電圧との間にＤＣ／ＤＣコンバータを設ける工程と、を含んでもよい。
ＤＣ側電圧によって定められた振幅の方形波電圧を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づくＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程と、
入力ＤＣ電圧源とインバータ入力におけるＤＣ電圧との間にＤＣ／ＤＣコンバータを設ける工程と、を含んでもよい。
他の有利な特徴は、添付の独立請求項に見ることができ、一方本発明の特定の実施形態は添付の従属請求項に見ることができる。
本発明をより容易に理解できるようにするために、続く論考は添付の図面を参照する。
本発明を実行するための最良の形態
本発明はワイヤレス電力伝送に関し、特に結合係数が変化する、すなわち１次および２次コイルが疎結合されている、ワイヤレス電力伝送に関する。そのような仕組みは、幅広い応用分野を見出し得る。
本発明はワイヤレス電力伝送に関し、特に結合係数が変化する、すなわち１次および２次コイルが疎結合されている、ワイヤレス電力伝送に関する。そのような仕組みは、幅広い応用分野を見出し得る。
以下の論議では、添付図面に固く従うが、図面は必ずしもすべての特徴／構成要素を開示するとは限らず、そのうえ図面に示された構成要素は必須ではない。図面は、本発明の理解を容易にするためのものである。
疎結合だけで、相対運動に制限がないこと：すなわち、完全な６自由度（ｘ−ｙ−ｚ、回転、縦揺れ、偏揺れ）が許容され、電力の流れ方程式に影響を及ぼすパラメータとしては、結果として得られる磁気係数（自己インダクタンスおよび結合係数）であることが理解されるべきである。同じ理由で、動いているのが１次または２次コイル（または両方）であるかどうかは重要ではない。唯一の制約は動きの速度で、システムの電気的共振周波数に対応する時間枠よりもはるかに遅くなければならないということである。しかしながら、これは、ほとんどの実用的なケースで満足されている。
送電および受電コイルの相対的な位置が動作中に大きく変化してもよい場合には、電力伝送効率を向上させるとともに、コンバータの電力定格を低減するためにクロスリンクフィードバックを使用することができる。２つの補償されたコイルは、同じ共振周波数を有するように同調される。共振時の動作はコイル間の結合が十分に低い場合に使用され、一方結合が増加するとオフ共振動作が許容され、同じ入力／出力電圧に対して電力伝送が増加する結果をもたらす。最悪ケース電流は従来の共振動作に比べて低減されるので、より小型のコイルおよび非常に小型の電力コンバータを使用することができる。
１次自己共振周波数が２次自己共振周波数よりわずかに低くなるように装置を同調させることにより、損失のさらなる低減が達成され、こうしてわずかに誘導性力率動作を達成し、全動作範囲にわたって１次側コンバータのスイッチング損失が低減される。
上述のように、本発明は、有意な相対運動を有する可能性のある構造上に取り付けられた２つの疎結合コイル間で電力を伝送するための装置および方法に関する。適切に設計されたＩＰＴのオフ共振動作をさせることにより、コンバータの半導体要件の最小化を達成することができる。
この原理を例証するために、図１の一般的なＩＰＴ装置を参照されたい。このような装置では、電力は整流された主電源からピックアップ側ＤＣ電源に流れるようになっている。後者は、電池の物理的端子でも、ＤＣサブシステムの定電圧端子でもよい。
Ｈブリッジの高電力部分を図２に示す。実質的な電力（１００ｋＷ以上）を伝送しなければならない場合があるので、ＩＧＢＴデバイスが示されている。そのようなブリッジは、方形波モードで動作することができ、ブリッジ入力におけるＤＣ電圧レベルによって一意的に決定される固定ＡＣ電圧の大きさを有する可変（制御可能な）周波数をもたらす。代わりに、ＡＣ電圧の大きさおよび周波数の両方を独立して調整することができるように、制御された持続時間のゼロ電圧状態を出力電圧波形に加えることができる。ＡＣ電圧出力の基本成分の達成可能な実効値は：
励振周波数に関する理論上の制限は、ＤＣ／ＡＣコンバータによって導入されないが、実用上の理由から、周波数は共振周波数の周りで＋／−５０％で変化することが特定されてもよい。図６および図７は、典型的な設計では、５０％よりずっと少ない周波数変動が実際には必要であることを示唆している。
図１において、送電(sending)コイルおよびピックアップ(pickup)コイルは、直列コンデンサＣ１およびＣ２によってそれぞれ補償されている。静電容量値は通常、両方のコイルが基準状態（ω０，send＝ω０，pick）で同じ周波数で共振するように決定される：
図１のピックアップ側整流器は、受動整流器（図３）または能動整流器（図４、図５）のいずれかであることができる。
受動整流器の場合、ピックアップ側のＡＣ電圧はピックアップ側のＤＣ流電圧によって一意的に決定され、整流器端子での等価(equivalent)ピックアップ抵抗も負荷によって一意的に決定される：
能動整流器を使用する場合、制御方策に１つ以上の自由度を追加して、ピックアップＡＣ電圧とピックアップ等価抵抗の両方を変更することができる。
共振(resonant)周波数では、コイルおよびコンデンサの損失を無視して、電力の流れは単純な関係式で表される：
装置は、結合係数の予想される変動の全範囲にわたって定格電力の流れが達成されるように設計されなければならない。後者は、本質的に線形的な方法で、上の式の相互インダクタンスＭにのみ影響する。直列の直列補償は、共振周波数がｋを変化させることによって本質的に影響を受けないことを保証する。結果として、装置が常に共振で動作する場合、以下のことが保持されなければならない：
同じ種類の関係がコイル電流にも当てはまる。
図２、図３、図４のコンバータでは、最大のＡＣ側電圧は、スイッチ（ＩＧＢＴまたはダイオード）の必要な電圧遮断能力を決定し、一方最大のＡＣ側電流は、スイッチがオン状態の間に導通しなければならない最大電流に対応することに留意できる。結果として、共振動作が常に維持されている場合、広く変化する結合係数での動作はスイッチにとって非常に厳しい要求につながる。
送電端ブリッジの最悪ケースは、受動ピックアップ構造が使用されているときで、その結果は：
ピックアップ整流器も電圧を調整することができるならば、送電コンバータとピックアップコンバータとの間の減少した結合による電流増加を均等に分配することによって、送電端ブリッジの電圧−アンペア要件を低減することができる：
本開示に至る調査は、非共振動作を許すことは、Ｈブリッジの半導体要件を上記で予測された値から実質的に低減させることを示している。
送電コイルと受電コイルの両方で電流密度の同じ最大値が得られるようにＩＰＴ装置が設計されると、所与の送電およびピックアップ電圧の大きさに対する励振周波数の関数としての電力伝送は、図６に示された形であることを立証できる。その特性は、共振周波数に近い周波数での極小を特徴とし、共振周波数の下（ｆ１）および上（ｆ２）の２つの周波数において顕著なピークを有する。この事実は、励振電圧と電流との間の位相変位がｆ１≦ｆ≦ｆ２の全範囲の動作周波数にむしろ鈍感であるという観察と相まって、装置が最大結合で操作されているときに電力の流れを増強するために使用することができ、したがって、要求される最大動作電圧は式０．６によって予測されるものよりも低い。
図６から、周波数範囲ｆ１≦ｆ≦ｆ２での動作は力率１に近くなることが示されており、方形波モードで動作する場合、１次側のコンバータは電流がゼロに非常に近いときに常に整流することを意味している。これは、整流電流がわずかに電圧に遅れているときに最良の性能を有する実際のＩＧＢＴデバイスにとって最適ではない。
この開示に至る調査は、図７に示すように、ｆ０，send＜ｆ０，pickとなるような１次自己共振周波数と２次自己共振周波数との間のわずかな離調が、送信端Ｖ−Ｉ位相変位特性を誘導動作にシフトさせる望ましい効果を有することを示した。離調は、共振時の電力の流れにほとんど影響を与えず、サブ共振動作時（ｆ１≦ｆ≦ｆ０，pick）の電力の流れを増加させる追加の効果を有する。
わずかな離調を使用すると、それによって１次コンバータのわずかな誘導的動作が可能となり、その結果、動作範囲ｆ１≦ｆ≦ｆ０，pickにわたって最小スイッチング損失を有するようになる。
結合が最小であるときに共振動作が実行され、式０．６が成立する。結果として、定格電力流れの最小電圧と最大電圧との比は、式（０．８）または式（０．９）によって予測されるものから低減され、低減された電流定格でスイッチングデバイスを使用することを可能にする。
従来の共振動作に対して式（０．７）で与えられた最小および最大結合における電力流れの条件は、次のように一般化される：
送電端での最大電圧は、電流を最小限に抑えて効率を最大化するために、与えられたＶｄｃ，inに対して可能な限り高くなるように都合よく選択される。さらに、上記の関係を満たす無数の組み合わせ
が存在する。したがって、設計のためにもう１つの基準が必要である。次のオプションを提案できる：
ａ）最大結合時の定格電力流れは、図６の電力−周波数特性のピークで正確に達成される：
ｂ）同じピーク共振電圧は、定格電力の流れとの最小および最大結合で得られる：
ｃ）入力位相変位は所定の閾値を超えない：
が存在する。したがって、設計のためにもう１つの基準が必要である。次のオプションを提案できる：
ａ）最大結合時の定格電力流れは、図６の電力−周波数特性のピークで正確に達成される：
ｂ）同じピーク共振電圧は、定格電力の流れとの最小および最大結合で得られる：
ｃ）入力位相変位は所定の閾値を超えない：
他の基準も可能で、ほぼ等価の設計につながる。
提案されたＩＰＴの電力の流れを制御するために、励振電圧と周波数の両方に協調的に作用する必要がある。能動整流器構造が使用される場合、制御作用における１つの追加の自由度が、ピックアップ側のＡＣ電圧の大きさを制御する可能性によって形成される。
ピックアップ側に受動整流器のみを用いた場合の制御システムを図８に示す。次の主要な機能ブロックが存在する：
送電端電圧の大きさに作用する充電電流レギュレータ、
位相変位基準(phase-displacement reference)に作用する充電電流レギュレータ、
上記のレギュレータのいずれかをイネーブルにするインターロックロジック、
制御された（フィードバック）信号の位相をレギュレータ２によって出力された基準値(reference value)に調整するための位相ロックループ（ＰＬＬ）および関連するロジック。
レギュレータ１は、例えば従来の比例積分（ＰＩ）コントローラのような任意の線形または非線形レギュレータとすることができ、達成可能な範囲（式（０．３））内で変化する電圧の大きさのコマンドを発生する。レギュレータは、インターロックロジックによってイネーブルされ、無効にすると、出力とすべての内部状態（存在する場合）が現在の値に固定される。
レギュレータ２は、例えば従来のＰＩコントローラのような任意の線形または非線形レギュレータとすることができ、許容範囲内で変化する位相変位命令を発生する：
Φref=0は、装置を共振周波数で正確に動作させることに留意できる。特に、装置が１次共振周波数と２次共振周波数との間のわずかな離調を伴って設計される場合、Φref=0は、クロスリンクフィードバックがＰＬＬで使用されているならば、正確にｆ０，sendでの動作を強いる。
レギュレータ２は、インターロックロジック（３）によってイネーブルされ、無効にすると、出力とすべての内部状態（存在する場合）が現在の値に固定される。
インターロックロジックは、２つのレギュレータ（レギュレータ１とレギュレータ２）の出力をチェックし、次のロジックに従ってイネーブル信号を発生する：
レギュレータ１がイネーブルされると、次にレギュレータ１が最大許容出力に達するならば、レギュレータ２をイネーブルにし、レギュレータ１を無効にする。
さもなければ（レギュレータ２がイネーブル）、レギュレータ２が零出力に達するならば、レギュレータ１をイネーブルにし、レギュレータ２を無効にする。
２つの状態間のチャタリングを避けるために、上記の決定プロセスでは、いくらかの小さなヒステリシスおよび／またはホールドオフ時間を追加することができる。
ＰＬＬロジックは、送電端の励振電圧（Ｖsend）とフィードバック信号の位相差をとり、レギュレータ２によって生成された位相基準(phase reference)と同じにしようとする。その出力は、送電端基本電圧の周波数に対する補正項である。
フィードバック信号は、次のいずれかになる：
●図８に示した、送電端ＡＣ電流（Ｈブリッジ電流）。この割付は、ＩＰＴのピックアップ側からの高帯域幅のフィードバックを必要としないという利点があるが、送電端の電圧と電流との間の位相変位が共振周波数付近の勾配の符号を変化させる可能性のある周知の分岐現象によって、コントローラは特定の動作条件下で不安定になることがある。一般に、分岐が回避されても、図６の特性に示されるように、送電端のＶ−Ｉ位相変位は周波数変動に極めて鈍感である。
●図９に示した、共振コンデンサ（Ｃ２）の両端のピックアップ端電圧。このソリューションは、分岐現象が生じることはなく、動作周波数に対するＶsendとＶＣ２との間の位相変位の感度は常に安定し、安定した制御が可能であるので、制御安定性の点ではるかに頑強である。共振時には、ＶsendとＶＣ２は同相（ゼロ変位）であることに留意されたい。
●ピックアップ端ＡＣ電流。
●ピックアップ端ＡＣ電圧。
ＶＣ２、ＶpickおよびＩpickは固定した関係によって直接的に関係するので、最後の２つのオプションは基本的に前項と同じである：
●図８に示した、送電端ＡＣ電流（Ｈブリッジ電流）。この割付は、ＩＰＴのピックアップ側からの高帯域幅のフィードバックを必要としないという利点があるが、送電端の電圧と電流との間の位相変位が共振周波数付近の勾配の符号を変化させる可能性のある周知の分岐現象によって、コントローラは特定の動作条件下で不安定になることがある。一般に、分岐が回避されても、図６の特性に示されるように、送電端のＶ−Ｉ位相変位は周波数変動に極めて鈍感である。
●図９に示した、共振コンデンサ（Ｃ２）の両端のピックアップ端電圧。このソリューションは、分岐現象が生じることはなく、動作周波数に対するＶsendとＶＣ２との間の位相変位の感度は常に安定し、安定した制御が可能であるので、制御安定性の点ではるかに頑強である。共振時には、ＶsendとＶＣ２は同相（ゼロ変位）であることに留意されたい。
●ピックアップ端ＡＣ電流。
●ピックアップ端ＡＣ電圧。
ＶＣ２、ＶpickおよびＩpickは固定した関係によって直接的に関係するので、最後の２つのオプションは基本的に前項と同じである：
したがって、これらのソリューションは、達成可能な制御性能の点でＶＣ２を使用するものと等価である。
ピックアップ信号に基づくソリューションの欠点は、ＩＰＴのピックアップ側からの高帯域幅フィードバックの必要性である。したがって、図１０に示す代替ソリューションが提案されている。
図１０のシステムでは、位相変位基準（図８および図９のレギュレータ２）に作用する元の充電電流レギュレータが、Ｈブリッジ出力周波数に作用する充電電流レギュレータ（レギュレータ３）に置き換えられている。
さらに、次の制御ブロックが追加されている：
電圧と電流の間の角変位を評価する、位相検出器：
レギュレータ３の出力制限を発生する、周波数制限レギュレータ（レギュレータ４）。
レギュレータ４で計算された値を超えるとレギュレータの出力を動的に制限する、レギュレータ３の出力リミッタ。
図４または図５に示されたタイプの能動整流器がピックアップ側で使用される場合、図９および図１０の制御システムは、それぞれ、図１１および図１２に従って若干修正される。
図９と図１１のシステム間の唯一の違いは、レギュレータ１の出力が、送電端の電圧の振幅を命令するためだけではなく、ピックアップ側のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧比を命令するためにも使用されることである。この構造は、ＶsendとＶpickの振幅間の単位当たりの比が一定のままで公称値に等しいことを保証し、こうして全体の電圧−アンペア要件を最小限に抑える。
前に説明したのと同様に、ＰＬＬによって使用されるフィードバック信号は、次の異なるソースから来ることができる：
●送電端ＡＣ電流（Ｉsend）、
●共振コンデンサの両端のピックアップ端電圧（ＶＣ２）、
●整流器ＡＣ端子のピックアップ端電圧（Ｖpick）、
●ピックアップ端ＡＣ電流（Ｉpick）。
●送電端ＡＣ電流（Ｉsend）、
●共振コンデンサの両端のピックアップ端電圧（ＶＣ２）、
●整流器ＡＣ端子のピックアップ端電圧（Ｖpick）、
●ピックアップ端ＡＣ電流（Ｉpick）。
図１０と図１２のシステム間の唯一の違いは、レギュレータ１の出力が、送電端の電圧の振幅を命令するためだけではなく、ピックアップ側のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧比を命令するためにも使用されることである。この構造は、ＶsendとＶpickの振幅間の単位当たりの比が一定のままで公称値に等しいことを保証し、こうして全体の電圧−アンペア要件を最小限に抑える。
本発明の一実施形態
本発明は、広範囲の分野で応用を見出すことができ、限定するものではないが、例えば：
●駐車した電気自動車（ＥＶ）の誘導充電。この場合、エアギャップは、充電中は変化しないが、設計段階で考慮しなければならない未知のミスアライメントが存在する可能性がある。
●バッテリー電気推進システムを備えた船または他の船舶の誘導充電。
●ワイヤが動きの妨げおよび／または信頼性の低下となるかもしれない可動機器（ロボットアームなど）への連続的な電力供給。
●アクセスできない（または密閉された）環境に置かれた可動機器への電力供給。
●特に都市部の、露出した高電圧または中電圧ワイヤが望ましくない列車、市街電車およびバスの電力供給。
本発明は、広範囲の分野で応用を見出すことができ、限定するものではないが、例えば：
●駐車した電気自動車（ＥＶ）の誘導充電。この場合、エアギャップは、充電中は変化しないが、設計段階で考慮しなければならない未知のミスアライメントが存在する可能性がある。
●バッテリー電気推進システムを備えた船または他の船舶の誘導充電。
●ワイヤが動きの妨げおよび／または信頼性の低下となるかもしれない可動機器（ロボットアームなど）への連続的な電力供給。
●アクセスできない（または密閉された）環境に置かれた可動機器への電力供給。
●特に都市部の、露出した高電圧または中電圧ワイヤが望ましくない列車、市街電車およびバスの電力供給。
本発明による誘導電力転送装置の一例では、装置は、１５〜５０ｃｍの可変な距離で１ＭＷの連続的電力転送を定格とする。装置の構成は図１に示されており、以下を含む：
約１．０ｍの幅と２．０ｍの長さの外形寸法を有する、１次コイルであって、コイルは平面状であり、磁性材料のバックプレートの頂部に巻かれている、１次コイル。前記コイルは、コンデンサバンクと直列に接続されており、結果として得られる共振周波数は３〜５ｋＨｚのオーダである。約１．０ｍの幅と２．０ｍの長さの外形寸法を有する、２次コイルであって、コイルは平面状であり、磁性材料のバックプレートの頂部に巻かれている、２次コイル。前記コイルは、コンデンサバンクと直列に接続されており、結果として得られる共振周波数は３〜５ｋＨｚのオーダである。最大１０００ＶのＤＣ電圧で動作する、図２に示すタイプの送電端ＤＣ／ＡＣコンバータ。
１０００Ｖの負荷側ＤＣ電圧を有する、図３のタイプのピックアップにおける整流器。
所与の寸法および幾何学的形状を有し、２つのコイルが完全に互いに対向し、それらの間の距離が規定制限範囲間で変化するとき、結合係数は約０．６と０．２との間で変化すると計算される。式（０．８）によれば、共振動作の従来の方法が装置を動作させるために使用されている場合、少なくとも３３３３Ａの最悪ケース電流が、送電コイルおよび送電端のコンバータのソリッドステートデバイスに流れることが許容されなければならない。
図９の制御システムは、最悪ケース電流を約１２７０Ａに低減することができ、その結果、コイルおよびコンバータが小型化される。１２７０Ａという数値は、与えられた設計の電力／周波数特性（図６のような）を考慮し、次にその特性がピークを有する周波数で定格電力を転送するために必要とされる電圧と電流を評価することによって計算される。数学的には、式（０．１１）で定義された制約を使って式（０．１０）を解くことと等価である。
本発明の第２の実施形態
本発明の第２の実施形態では、１５〜５０ｃｍの可変な距離で１ＭＷの連続的電力転送を定格とする誘導電力転送装置が提供されている。装置の構成は図１に示されており、以下を含む：
本発明の第２の実施形態では、１５〜５０ｃｍの可変な距離で１ＭＷの連続的電力転送を定格とする誘導電力転送装置が提供されている。装置の構成は図１に示されており、以下を含む：
約１．０ｍの幅と２．０ｍの長さの外形寸法を有する、１次コイルであって、コイルは平面状であり、磁性材料のバックプレートの頂部に巻かれている、１次コイル。前記コイルは、コンデンサバンクと直列に接続されており、結果として得られる共振周波数は３〜５ｋＨｚのオーダである。約１．０ｍの幅と２．０ｍの長さの外形寸法を有する、２次コイルであって、コイルは平面状であり、磁性材料のバックプレートの頂部に巻かれている、２次コイル。前記コイルは、コンデンサバンクと直列に接続されており、結果として得られる共振周波数は３〜５ｋＨｚのオーダである。最大１０００ＶのＤＣ電圧で動作する、図２に示すタイプの送電端ＤＣ／ＡＣコンバータ。
１０００Ｖの負荷側ＤＣ電圧を有する、図４のタイプのピックアップにおける整流器。
所与の寸法および幾何学的形状を有し、２つのコイルが完全に互いに対向し、それらの間の距離が規定制限範囲間で変化するとき、結合係数は約０．６と０．２との間で変化すると計算される。式（０．９）によれば、共振動作の従来の方法が装置を動作させるために使用されている場合、少なくとも１９２５Ａの最悪ケース電流が、送電コイルおよび送電端のコンバータのソリッドステートデバイスに流れることが許容されなければならない。
図１０の制御システムは、最悪ケース電流を約１４３０Ａに低減することができ、その結果、コイルおよびコンバータが小型化される。
Claims (13)
- ＤＣ電圧源からＤＣ電圧負荷へのワイヤレス電力伝送装置であって、
ａ）１次コイルと２次コイルであって、共通の共振周波数ω０を達成するように構成された容量性デバイスにそれぞれが接続された、コイルと、
ｂ）動作中に前記１次コイルと前記２次コイルは相互に可動であることと、
ｃ）１次側におけるＤＣ電圧を、前記１次側の制御可能な大きさおよび周波数のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣコンバータと、
ｄ）前記２次コイルの端子におけるＡＣ電圧を、２次側の前記負荷におけるＤＣ電圧に変換する前記２次側の１つの整流器と、
ｅ）動作中に前記１次コイルと前記２次コイルとの間の電力の流れを調整し、そして前記１次コイルの端子における前記ＡＣ電圧の前記大きさおよび周波数を協調的に変化させることによって、当該２つのコイルの機械的位置の変化に自動的に適応する制御システムと、を備え、
前記２次側の前記２次コイルの前記端子における前記ＡＣ電圧の振幅および周波数を制御するために構成されている、装置。 - 前記１次コイルと２次コイルは、結合が増加してオフ共振動作が許容される間、共通の共振周波数ω０を達成するように構成された容量性デバイスに接続されている、請求項１に記載の装置。
- 前記２次側の前記負荷は、定電圧特性を有する、請求項１又は２に記載の装置。
- 定電圧特性を有する前記負荷は充電可能な電池である、請求項３に記載の装置。
- 前記ＤＣ電圧源はＡＣ本線の整流によって得られる、請求項１〜４のいずれかに記載の装置。
- 前記ＤＣ／ＡＣコンバータは、所与のＤＣ側電圧から開始して、ＡＣ電圧の任意の値を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づく、請求項１〜５のいずれかに記載の装置。
- 前記ＤＣ／ＡＣコンバータは、前記ＤＣ側電圧によって定められた振幅の方形波電圧を発生するように制御される前記４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づいており、
前記ＤＣ電圧源と前記ＤＣ／ＡＣコンバータの入力における前記ＤＣ電圧との間にＤＣ／ＤＣコンバータ、を備える、請求項６に記載の装置。 - ＤＣ電圧源からＤＣ電圧負荷へのワイヤレス電力伝送方法であって、
ａ．１次コイルを２次コイルと疎結合する工程と、
ｂ．１次側の前記１次コイルが２次側の前記２次コイルと同じ周波数ω０で共振するように、直列に接続された共振コンデンサを前記１次コイルと前記２次コイルに備え付ける工程と、
ｃ．動作中に相互運動が可能なように前記１次コイルを前記１次側に配置し、前記２次コイルを前記２次側に配置する工程と、
ｄ．前記１次側のＤＣ電圧を制御可能な大きさおよび周波数のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程と、
ｅ．前記２次コイルの端子における前記ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換する整流器を設ける工程と、
ｆ．前記１次コイルと前記２次コイルとの間の電力の流れを調整し、前記１次コイルの前記端子における前記ＡＣ電圧の前記大きさおよび周波数を協調的に変化させることによって、前記１次コイルと前記２次コイルの機械的位置の変化に自動的に適応する制御システムを設ける工程と、
ｇ．定電圧特性を有する前記２次側の負荷を設ける工程と、
ｈ．共振ピックアップコイルの端子における前記ＡＣ電圧を独立して制御するように構成する工程と、
を含む、方法。 - 工程ｇは、充電可能電池としての定電圧特性を有する前記負荷を設ける工程をさらに含む、請求項８に記載の方法。
- 工程ｆの前記制御システムは、励振周波数を常に前記共振周波数ω０と等しいかまたはそれより高く調整する、請求項８乃至９のいずれかに記載の方法。
- 前記制御システムは、励振周波数を常に前記共振周波数ω０と等しいかまたはそれより低く調整する、請求項８乃至９のいずれかに記載の方法。
- 所与のＤＣ側電圧から開始して、ＡＣ電圧の任意の所望値を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づく前記ＤＣ／ＡＣコンバータを設ける工程をさらに含む、請求項８乃至１１のいずれかに記載の方法。
- 前記ＤＣ側電圧によって定められた振幅の方形波電圧を発生するように制御される４つのスイッチングデバイスのＨ接続に基づく前記ＤＣ／ＡＣコンバータと、前記ＤＣ電圧源と前記ＤＣ／ＡＣコンバータの入力における前記ＤＣ電圧との間にＤＣ／ＤＣコンバータを設ける工程と、をさらに含む、請求項１２に記載の方法。
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