JP2018102054A - 非接触受電装置及び非接触電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣＤＣコンバータを用いることなく負荷インピーダンスを目標値に調整可能な非接触受電装置及び非接触電力伝送システムを提供する。
【解決手段】受電装置５０において、受電ＥＣＵ６４は、負荷インピーダンスの実数部（負荷抵抗）が目標値となるように整流回路５８のスイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄを制御するとともに、受電コイル５２の受電電圧及び受電電流の位相差を抑制するように調整回路５６を制御する。受電装置５０によれば、ＤＣＤＣコンバータを用いることなく負荷インピーダンスを目標値に調整することができ、さらに、非接触電力伝送における力率の低下を抑制することができる。
【選択図】図１

Description

本開示は、非接触受電装置及び非接触電力伝送システムに関し、特に、送電装置と受電装置との間において非接触で電力伝送を行なう技術に関する。

送電装置と受電装置との間において非接触で電力伝送を行なう技術が知られている（特許文献１〜６参照）。たとえば、特開２０１６−６３７２６号公報（特許文献１）に開示されている受電装置は、送電装置から非接触で受電する。この受電装置は、ＤＣＤＣコンバータを備える。この受電装置においては、ＤＣＤＣコンバータに含まれるスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御することによって、負荷インピーダンスの調整が行なわれる（特許文献１参照）。

特開２０１６−６３７２６号公報 特開２０１３−１５４８１５号公報 特開２０１３−１４６１５４号公報 特開２０１３−１４６１４８号公報 特開２０１３−１１０８２２号公報 特開２０１３−１２６３２７号公報

ＤＣＤＣコンバータを備えない受電装置に上記特許文献１に開示されている負荷インピーダンスの調整方法を適用しようとすると、受電装置にＤＣＤＣコンバータを新たに設けることが必要になってしまう。

本開示は、このような問題を解決するためになされたものであって、その目的は、ＤＣＤＣコンバータを用いることなく負荷インピーダンスを目標値に調整可能な非接触受電装置及び非接触電力伝送システムを提供することである。

本開示の非接触受電装置は、送電装置から非接触で受電された電力を蓄電装置に出力するように構成されている。非接触受電装置は、受電コイルと、整流回路と、調整回路と、制御装置とを備える。受電コイルは、送電装置の送電コイルから非接触で受電するように構成されている。整流回路は、第１のスイッチング素子を含み、受電コイルによって受電された電力を整流するように構成されている。調整回路は、受電コイルと整流回路との間に接続されており、インダクタンスを調整可能である。制御装置は、整流回路及び調整回路を制御するように構成されている。制御装置は、調整回路の出力側から見て蓄電装置方向の負荷抵抗が目標値となるように第１のスイッチング素子を制御するとともに、受電コイルの受電電圧及び受電電流の位相差を抑制するように調整回路を制御する。

また、本開示の非接触電力伝送システムは、送電装置と受電装置とを備える。送電装置は、インバータと、送電コイルとを含む。インバータは、交流電力を生成するように構成されている。送電コイルは、インバータによって生成された交流電力を受電装置に非接触で送電するように構成されている。受電装置は、送電装置から非接触で受電された電力を蓄電装置に出力するように構成されている。受電装置は、受電コイルと、整流回路と、調整回路と、制御装置とを備える。受電コイルは、送電コイルから非接触で受電するように構成されている。整流回路は、第１のスイッチング素子を含み、受電コイルによって受電された電力を整流するように構成されている。調整回路は、受電コイルと整流回路との間に接続されており、インダクタンスを調整可能である。制御装置は、整流回路及び調整回路を制御するように構成されている。制御装置は、調整回路の出力側から見て蓄電装置方向の負荷抵抗が目標値となるように第１のスイッチング素子を制御するとともに、受電コイルの受電電圧及び受電電流の位相差を抑制するように調整回路を制御する。

この非接触受電装置及び非接触電力伝送システムにおいては、整流回路に含まれるスイッチング素子を制御することによって、負荷インピーダンスが目標値に制御される。さらに、調整回路を制御することによって、受電電圧及び受電電流の位相差が抑制される。したがって、この非接触受電装置及び非接触電力伝送システムによれば、ＤＣＤＣコンバータを用いることなく負荷インピーダンスを目標値に調整することができ、さらに、非接触電力伝送における力率の低下を抑制することができる。

本開示によれば、ＤＣＤＣコンバータを用いることなく負荷インピーダンスを目標値に調整可能な非接触受電装置及び非接触電力伝送システムを提供することができる。

実施の形態１に従う非接触電力伝送システムの構成を示す図である。 調整回路及び整流回路のより詳細な構成を示す図である。 整流回路に含まれる各スイッチング素子のオンオフのタイミングを説明するための図である。 整流回路に含まれる各スイッチング素子のオンオフの状態により、電流がどのような経路を流れるかを説明するための図である。 各スイッチング回路の制御によって調整回路において生じる電圧について説明するための図である。 各スイッチング回路の制御によるＶｃｃの変化を説明するための図である。 各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオンオフの状態により、電流がどのような経路を流れるかを説明するための図である。 調整回路、整流回路、及び、蓄電装置を含む回路の等価回路を示す図である。 図８に示される等価回路におけるベクトル図である。 位相αを調整するための制御ブロック図である。 調整回路における位相δを調整するための制御ブロック図である。 実施の形態２に従う受電装置５０Ａの構成を示す図である。 調整回路における位相δを調整するための制御ブロック図である。 各インダクタのインダクタンス成分が設計値よりもそれぞれΔＬ１，ΔＬ２大きい場合の受電装置の部分的な構成を示す図である。 図１４に示される例において調整回路の電圧Ｖｃが０（ゼロ）の場合におけるベクトル図である。 図１５に示される例において、調整回路５６が電圧ＶｃをＩｒｅｃに対してπ／２遅れ方向に出力した場合におけるベクトル図である。

以下、実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下では、複数の実施の形態について説明するが、各実施の形態で説明された構成を適宜組み合わせることは出願当初から予定されている。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［実施の形態１］
（非接触電力伝送システムの構成）
図１は、本実施の形態１に従う非接触電力伝送システムの構成を示す図である。図１を参照して、非接触電力伝送システム１は、送電装置１０と、受電装置５０とを備える。非接触電力伝送システム１においては、送電装置１０から受電装置５０に非接触で電力伝送が行なわれる。

送電装置１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４と、インバータ１６と、送電部２１と、通信装置２２と、送電ＥＣＵ（Electronic Control Unit）２４とを含む。送電装置１０は、系統電源１２から供給される電力を受電装置５０に非接触で送電する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１４は、系統電源１２から供給される交流電力を直流電力に変換する。ＡＣ／ＤＣコンバータ１４により生成された直流電力は、インバータ１６に出力される。

インバータ１６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４から入力される直流電力を、所定の送電周波数を有する送電電力（交流）に変換する。所定の送電周波数は、規格等によって定められる周波数であり、たとえば数十ｋＨｚである。インバータ１６は、たとえば単相ブリッジ回路によって構成される。

送電部２１は、送電コイル１８と、キャパシタ２０とを含む。送電コイル１８及びキャパシタ２０は、互いに直列接続されており共振回路を形成する。送電部２１は、送電周波数を有する交流電力をインバータ１６から受け、送電コイル１８の周囲に生成される磁界を介して、受電装置５０の受電部５１（後述）へ非接触で送電する。なお、送電コイル１８の巻き数は、Ｑ値（たとえば、Ｑ≧１００）及び結合係数κが大きくなるように適宜設計される。

通信装置２２は、受電装置５０の通信装置６３（後述）と無線通信するように構成されている。通信装置２２は、受電装置５０から送信される送電電力目標値（送電電力指令値）を受信する他、送電の開始／停止や受電装置５０の受電状況等の情報を受電装置５０とやり取りする。

送電ＥＣＵ２４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、記憶装置、入出力バッファ等を含み（いずれも図示せず）、各種センサや機器からの信号を受けるとともに、送電装置１０における各種機器の制御を行なう。一例として、送電ＥＣＵ２４は、所定の送電周波数を有する送電電力をインバータ１６が生成するように、インバータ１６のスイッチング制御を行なう。各種制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で処理することも可能である。

受電装置５０は、受電部５１と、調整回路５６と、整流回路５８と、通信装置６３と、受電ＥＣＵ６４とを含む。受電装置５０は、送電装置１０から非接触で受電された電力を蓄電装置６０に出力するように構成されている。なお、蓄電装置６０は、再充電可能な直流電源であり、たとえばリチウムイオン電池やニッケル水素電池などの二次電池によって構成される。

受電部５１は、受電コイル５２と、キャパシタ５４とを含む。受電コイル５２及びキャパシタ５４は、互いに直列接続されており共振回路を形成する。受電部５１は、送電部２１から出力される交流電力を、磁界を介して非接触で受電する。受電コイル５２の巻き数は、Ｑ値（たとえば、Ｑ≧１００）及び結合係数κが大きくなるように適宜設計される。なお、非接触電力伝送システム１のように、送電部２１及び受電部５１の双方において、コイルとキャパシタとが直列接続されている回路構成は、ＳＳ方式（一次直列二次直列方式）とも称される。なお、図示しないが、送電部２１及び受電部５１の構成は、このようなＳＳ方式に限定されない。送電部２１及び受電部５１の構成は、たとえば、受電部５１において、受電コイル５２にキャパシタ５４が並列接続されるＳＰ方式（一次直列二次並列方式）であってもよいし、送電部２１及び受電部５１の双方において、コイルにキャパシタが並列接続されるＰＰ方式（一次並列二次並列方式）であってもよい。

調整回路５６は、インダクタンスを調整可能に構成されている。調整回路５６にはスイッチング素子が含まれており、スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御することによってインダクタンスが調整される。調整回路５６については後程詳しく説明する。

整流回路５８は、受電部５１によって受電された交流電力を直流電力に整流する。整流後の直流電力は、蓄電装置６０に出力される。整流回路５８についても後程詳しく説明する。

通信装置６３は、送電装置１０の通信装置２２と無線通信するように構成されている。通信装置６３は、受電ＥＣＵ６４において生成される送電電力目標値（送電電力指令値）を送電装置１０へ送信する他、電力伝送の開始／停止に関する情報を送電装置１０とやり取りしたり、受電装置５０の受電状況（受電電圧や受電電流、受電電力等）を送電装置１０へ送信したりする。

受電ＥＣＵ６４は、ＣＰＵ、記憶装置、入出力バッファ等を含み（いずれも図示せず）、各種センサや機器からの信号を受けるとともに、受電装置５０における各種機器の制御を行なう。各種制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で処理することも可能である。

（調整回路及び整流回路の構成）
図２は、調整回路及び整流回路のより詳細な構成を示す図である。図２を参照して、調整回路５６は、インダクタ６６と、回路５７とを含む。回路５７は、インダクタ６６に直列接続されている。回路５７は、互いに逆直列接続されたスイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２と、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２に並列接続されたキャパシタ６７とを含む。スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２の各々は、スイッチング素子７１と、スイッチング素子７１に逆並列接続されたダイオード６９とを含む。調整回路５６の動作については後程詳しく説明する。

整流回路５８は、互いに直列接続された第１及び第２のアームと、互いに直列接続された第３及び第４のアームと、キャパシタ６２とを含む。第１及び第２のアームは、それぞれダイオードＤａ，Ｄｂで構成されている。第３及び第４のアームは、第１及び第２のアームに並列接続されている。第３及び第４のアームは、それぞれスイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄで構成されている。スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄの各々は、スイッチング素子８１と、スイッチング素子８１に逆並列接続されたダイオード７９とを含む。キャパシタ６２は、第１及び第２のアーム、並びに、第３及び第４のアームに並列接続されている。キャパシタ６２は、平滑コンデンサとして機能する。

電圧センサ６８は、受電コイル５２（図１）における受電電圧を検知するように構成されている。電圧センサ６８による検知結果は、受電ＥＣＵ６４に出力される。電流センサ６５は、整流回路５８の入力電流を検知するように構成されている。電流センサ６５による検知結果は、受電ＥＣＵ６４に出力される。

（ＤＣＤＣコンバータを用いない負荷インピーダンス調整）
非接触電力伝送システム１においては、調整回路５６の出力側から見て蓄電装置６０方向のインピーダンス（以下、「負荷インピーダンス」とも称する。）が目標値に調整される。たとえば、負荷インピーダンスの実数部（負荷抵抗）を調整することで、インバータ１６から送電部２１へ入力される電力（以下、「入力電力」とも称する。）を調整することができる。以下、まず負荷抵抗を調整することで入力電力を調整可能であることを数式を用いて説明し、その後、本実施の形態１における負荷インピーダンスの調整方法（負荷抵抗の調整方法を含む。）について説明する。

再び図１を参照して、上述の通り、非接触電力伝送システム１においてはＳＳ方式が採用されているため、以下の式（１）に示す関係が成立する。なお、Ｖｉｎはインバータ１６の出力電圧の基本波成分を示し、Ｉｉｎはインバータ１６の出力電流の基本波成分を示す。また、Ｖｏｕｔは受電コイル５２の受電電圧の基本波成分を示し、Ｉｏｕｔは、受電コイル５２の受電電流の基本波成分を示す。また、送電コイル１８及び受電コイル５２の巻き数比は１である。

Ｘｍは、以下の式（２）で表わされ、送電コイル１８及び受電コイル５２の相互インピーダンスを示す。なお、Ｌ１は送電コイル１８の自己インダクタンスを示し、Ｌ２は受電コイル５２の自己インダクタンスを示す。また、ωはインバータ１６の駆動角周波数を示し、κは結合係数を示す。

このとき、整流回路５８及び蓄電装置６０からなる負荷はＲＣ直列負荷（負荷抵抗：Ｒｌ、容量性リアクタンス：Ｘｃ）として表わすことができるため、負荷インピーダンス（Ｚｌ）は、以下の式（３）で表わすことができる。

そうすると、インバータ１６の出力側から見て蓄電装置６０方向のインピーダンス（以下、「入力インピーダンス」とも称する。）は、上記式（１）（３）から以下の式（４）のように導き出すことができる。なお、Ｚｉｎは入力インピーダンスを示し、Ｚｉｎ＝Ｖｉｎ／Ｉｉｎの関係が成立する。また、Ｚｌ＝Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔの関係が成立する。

このとき、入力電力（Ｐｉｎ）は、上記式（４）を用いることによって、以下の式（５）で表わすことができる。

有効電力は、上記式（５）の実数部である。このように、有効電力のパラメータにはＲｌが含まれている。したがって、非接触電力伝送システム１においては、負荷インピーダンス（実数部は負荷抵抗（Ｒｌ））を調整することによって、入力電力を調整することができる。

負荷インピーダンスを調整する方法として、たとえば、受電装置５０において、整流回路５８と蓄電装置６０との間にＤＣＤＣコンバータを設け、ＤＣＤＣコンバータのスイッチングタイミングを制御する方法が知られている。しかしながら、この方法を用いるためには、新たにＤＣＤＣコンバータを設ける必要が生じてしまう。

本実施の形態１に従う受電装置５０においては、ＤＣＤＣコンバータを用いることなく、負荷インピーダンスが調整される。具体的には、受電ＥＣＵ６４は、負荷インピーダンスの実数部（負荷抵抗）が目標値となるように整流回路５８のスイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄを制御する。詳細については後述するが、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄの制御により負荷インピーダンスの実数部が調整されると、受電コイル５２における受電電圧及び受電電流に位相差（負荷インピーダンスの虚数部）が生じる。受電電圧及び受電電流に位相差が生じると、非接触電力伝送における力率が悪化してしまう。そこで、受電ＥＣＵ６４は、受電コイル５２の受電電圧及び受電電流の位相差を抑制する（たとえば、打ち消す）ように調整回路５６を制御する。以下、まず整流回路５８の具体的な制御方法について説明し、その後、調整回路５６の具体的な制御方法について説明する。

図３は、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄの各々に含まれるスイッチング素子８１のオンオフのタイミングを説明するための図である。図４は、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄの各々に含まれるスイッチング素子８１のオンオフの状態により、電流がどのような経路を流れるかを説明するための図である。なお、以下では「スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄのオンオフ」という場合には、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄの各々に含まれるスイッチング素子８１のオンオフを意味するものとする。

図３及び図４を参照して、図３の横軸は時間を示し、縦軸の上方から、整流回路５８の入力電流、ダイオードＤａ，Ｄｂを流れる電流、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄのオンオフ、及び、整流回路５８の入力電圧を示す。

受電ＥＣＵ６４は、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄを５０％のデューティ比で相補動作させるように構成されている。受電ＥＣＵ６４は、整流回路５８の入力電流のゼロクロスのタイミングから位相α遅れたタイミングでオンオフが切り替わるようにスイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄを制御する。

この例では、時刻ｔ０において、整流回路５８の入力電流がゼロクロスとなっている。時刻ｔ０〜ｔ１においては、整流回路５８の入力電流が正の値を示し、かつ、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄがそれぞれオン／オフ状態であるため、電流は図４（ａ）に示される経路ＥＰ１を流れる。この場合にはキャパシタ６２に電圧が印加されないため、整流回路５８の入力電圧は０（ゼロ）となる。

入力電流のゼロクロスから位相α遅れた時刻ｔ１において、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄがそれぞれオフ／オン状態となると、電流は図４（ｂ）に示される経路ＥＰ２を流れる。この場合にはキャパシタ６２に電圧が印加されるため、整流回路５８の入力電圧は蓄電装置６０の電圧（Ｖｂ）となる。入力電流のゼロクロスから位相α遅れたタイミングにおけるスイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄのオンオフの切り替えを継続すると、整流回路５８の入力電圧は、矩形波８０のようになる。矩形波８０からは、基本波成分８２を抽出することができる。たとえば、受電ＥＣＵ６４は、ローパスフィルタを含み、矩形波８０から基本波成分８２を抽出するように構成されている。基本波成分８２は、整流回路５８の入力電流に対して位相がα／２遅れる。これは、整流回路５８の入力電流がＲＣ直列回路を流れた場合と等価の動作である。

受電装置５０においては、上記の位相αを調整することによって、負荷インピーダンスの実数部（負荷抵抗）が調整される。次に、位相αを制御することによって、負荷インピーダンスの実数部が調整可能であることについて数式を用いて説明する。

整流回路５８の入力電流のゼロクロスから位相α遅らせてスイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄのオンオフを切り替える場合、整流回路５８の入力電圧の基本波成分の実効値（Ｖｒｅｃ）は以下の式（６）で表わされる。

整流回路５８の入力電流の実効値をＩｒｅｃとすると、負荷インピーダンス（Ｚｌ）は以下の式（７）で表わされる。

入力電流及び入力電圧の位相差がα／２であるため、負荷インピーダンスの実数部（Ｒｌ）及び虚数部（Ｘｃ）は、それぞれ以下の式（８）（９）で表わされる。

上記の式（１）より、以下の式（１０）が導出される。なお、ＩｒｅｃとＩｏｕｔは、同一の電流であるとする。

上記式（８）に、式（６）（１０）を代入すると、以下の式（１１）が導出される。

このように、負荷抵抗Ｒｌの変数には位相αが含まれるため、負荷インピーダンスの実数部は位相αを調整することによって調整可能である。

なお、図３においては、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄのオンオフの切り替えは同時に行なわれるとして説明したが、たとえば、スイッチング回路Ｑｃのオフを最初に行なった後に、スイッチング回路Ｑｄのオンを行なうことで、ソフトスイッチングを実現することができる。

たとえば、図４（ａ）に示されるように、入力電流のゼロクロスから位相αの期間は、スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄがそれぞれオン／オフであるため、電流は経路ＥＰ１を流れる。その後、スイッチング回路Ｑｃがオフ状態に切り替わると（スイッチング回路Ｑｄはオフ状態に維持する。）、図４（ｂ）に示されるように、電流は、経路ＥＰ２を流れ、特に、スイッチング回路Ｑｄにおいてはダイオード７９を流れる。その後、スイッチング回路Ｑｄにおいてスイッチング素子８１に電流が流れていない状態で、スイッチング素子８１をオン状態に切り替えることによって、ソフトスイッチングを実現することができる。ソフトスイッチングにより、スイッチング損失の低減や、リカバリサージの低減等の効果が得られる。

上述のように、位相αを調整することによって、負荷インピーダンスの実数部（負荷抵抗）を目標値に調整することができる。しかしながら、位相αを調整すると、上記の式（９）で示される負荷インピーダンスの虚数部（容量成分）が現れてしまう。負荷インピーダンスの虚数部の出現は、すなわち、受電コイル５２の受電電圧及び受電電流の位相にずれが生じていることを意味し、非接触電力伝送における力率の悪化を意味する。

受電装置５０においては、上述のように、調整回路５６を制御することによって、受電電圧と受電電流の位相のずれが抑制（補償）される。整流回路５８において入力電流の位相が入力電圧の位相に対して進むため、受電ＥＣＵ６４は、入力電流の位相が入力電圧の位相に対して遅れるように調整回路５６を制御する。すなわち、受電ＥＣＵ６４は、調整回路５６に可変インダクタンスと同様の働きをさせる。以下、調整回路５６の具体的な制御方法について説明する。

図５は、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２の制御によって調整回路５６の各回路において生じる電圧について説明するための図である。図５を参照して、キャパシタ６７に印加される電圧の実効値をＶｃｃとし、インダクタ６６及びキャパシタ６７に印加される電圧の実効値をＶｃとする。

図６は、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２の制御によるＶｃｃの変化を説明するための図である。図７は、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２の各々に含まれるスイッチング素子７１のオンオフの状態により、電流がどのような経路を流れるかを説明するための図である。図６及び図７を参照して、図６の横軸は時間を示し、縦軸の上方から調整回路５６の入力電流の基本波成分Ｉｒｅｃ、スイッチング回路ＳＷ１のゲート信号のオンオフ、スイッチング回路ＳＷ２のゲート信号のオンオフ、及び、キャパシタ６７に印加される電圧の実効値Ｖｃｃを示す。

受電ＥＣＵ６４は、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２を５０％のデューティ比で相補動作させるように構成されている。受電ＥＣＵ６４は、Ｉｒｅｃのゼロクロスのタイミングから位相δ遅れたタイミングでオンオフが切り替わるようにスイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２を制御する。

時刻ｔ００〜ｔ１０において、Ｉｒｅｃは負の値を示し、かつ、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２はそれぞれオフ／オン状態であるため、電流は図７（ｂ）に示される経路ＥＰ４を流れる。この場合にはキャパシタ６７に電圧が印加されないため、Ｖｃｃは０（ゼロ）となる。

時刻ｔ１０においてスイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２がそれぞれオン／オフに切り替わると、Ｉｒｅｃが負の値であるため、キャパシタ６７に負の電圧が印加され、キャパシタ６７の放電が生じる。その結果、Ｖｃｃが負の値となる。時刻ｔ２０においてＩｒｅｃがゼロクロスを通過し正の値となると、Ｖｃｃが０（ゼロ）に戻るまでキャパシタ６７が充電される。その後、時刻ｔ３０においてＶｃｃが０（ゼロ）に戻ると、電流は図７（ａ）に示される経路ＥＰ３を流れる。

時刻ｔ４０（時刻ｔ２０から位相δ遅れ）において、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２がそれぞれオフ／オンに切り替わると、Ｉｒｅｃが正の値であるため、キャパシタ６７には正の電圧が印加され、キャパシタ６７が充電される。その結果、Ｖｃｃが正の値となる。このように、Ｉｒｅｃのゼロクロスから位相δ遅れたタイミングにおけるスイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２のオンオフの切り替えが継続されると、位相δの大きさに応じてキャパシタ６７に電圧Ｖｃｃが発生する。

位相δがπのときにキャパシタ６７に印加される電圧Ｖｃｃは０（ゼロ）となり、位相δがπ／２のときにキャパシタ６７に印加される電圧Ｖｃｃは最大となる。受電ＥＣＵ６４は、位相δをπ／２〜πの間で制御するように構成されている。

次に、位相δを調整することによって調整回路５６を可変インダクタンスと等価に機能させることができることを数式を用いて説明する。

キャパシタ６７のキャパシタンスをＣｖａｒ、キャパシタ６７に印加される電圧の実効値をＶｃｃ、整流回路５８の入力電流の基本波成分の実効値をＩｒｅｃ、インバータ１６の駆動角周波数をωとした場合、Ｖｃｃ／Ｉｒｅｃ＝１／（ω×Ｃｖａｒ）という関係が成立することから、キャパシタ６７のキャパシタンスＣｖａｒは以下の式（１２）で示される。

調整回路５６全体のインダクタンスをＬｔｏｔａｌとすると、Ｌｔｏｔａｌに関して以下の式（１３）が成立する。

すなわち、以下の式（１４）が成立する。

上記式（１４）には変数にＣｖａｒが含まれており、上記式（１２）によればＣｖａｒはＶｃｃにより変動する。Ｖｃｃは、上述のように位相δによって変動する。すなわち、調整回路５６全体のインダクタンスＬｔｏｔａｌは位相δによって変動し、調整回路５６は可変インダクタンスとして機能する。

上述のように、整流回路５８（スイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄ）の制御によって受電電流に対して受電電圧の位相は遅れる。調整回路５６（スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２）の制御（可変インダクタンスの制御）によって受電電流に対する受電電圧の位相を進めることで、受電電圧と受電電流との位相差を抑制することができる。

なお、図６に示される例では、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２のオンオフの切り替えは、Ｖｃｃが０（ゼロ）Ｖのタイミング（たとえば、時刻ｔ１０、ｔ４０、ｔ７０）で実行される。すなわち、この例においては、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２においてソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング）が実現されている。また、キャパシタ６７の充放電中にスイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２のオンオフが切り替えられることとなった場合にも、スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２に電流が流れない状態でオンオフが切り替えられることとなるため、ソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング）が実現される。

図８は、調整回路５６、整流回路５８、及び、蓄電装置６０を含む回路の等価回路を示す図である。図８を参照して、負荷９０（整流回路５８及び蓄電装置６０）は、負荷抵抗９１（抵抗値：Ｒｌ）とキャパシタ９３（キャパシタンス：Ｃｌ）とを含む。負荷９０には、調整回路５６（インダクタンス：Ｌｃ）が直列接続されている。

図９は、図８に示される等価回路におけるベクトル図である。図９を参照して、整流回路５８の入力電圧（Ｖｒｅｃ）は、入力電流（Ｉｒｅｃ）に対して位相がα／２遅れる。この位相遅れは負荷９０のキャパシタンスＣｌによって生じるものであり、入力電圧（Ｖｒｅｃ）のうち位相遅れ方向に寄与するベクトルの大きさは、Ｉｒｅｃ×１／（ω×Ｃｌ）と表わすことができる。したがって、調整回路５６（可変インダクタンス）に生じる電圧Ｖｃの大きさがＩｒｅｃ×１／（ω×Ｃｌ）となるようにスイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２を制御することによって、受電電流に対する受電電圧の位相が位相遅れ分進むため、受電電圧と受電電流との位相差を打ち消すことができる。その結果、非接触電力伝送システム１における力率は１となる。

図１０は、上記位相α（図３）を調整するための制御ブロック図である。図１０を参照して、受電ＥＣＵ６４は、演算部９２と制御部９４とを含む。演算部９２には、負荷抵抗の目標値Ｒｌ１と、負荷抵抗の測定値Ｒｌ２とが入力される。負荷抵抗の目標値Ｒｌ１は、たとえば、入力電力の目標値と上記式（５）とに基づいて受電ＥＣＵ６４によって算出される。負荷抵抗の測定値Ｒｌ２は、整流回路５８の入力電圧の基本波成分（Ｖｒｅｃ）と、整流回路５８の入力電流の基本波成分（Ｉｒｅｃ）と、位相αとに基づいて受電ＥＣＵ６４によって算出される（（Ｖｒｅｃ×ｃｏｓα）／Ｉｒｅｃ）。たとえば、整流回路５８の入力電圧及び入力電流は、それぞれ電圧センサ６８，電流センサ６５によって検知される。

演算部９２においては、負荷抵抗の測定値Ｒｌ２と目標値Ｒｌ１との偏差が算出され、算出された偏差が制御部９４に出力される。制御部９４は、負荷抵抗の測定値Ｒｌ２と目標値Ｒｌ１との偏差を入力とするＰＩ制御（比例積分制御）を実行することによって操作量を算出し、算出された操作量を位相αとする。これにより、負荷抵抗の測定値Ｒｌ２が目標値Ｒｌ１に近付くように位相αが調整される。

図１１は、調整回路５６における位相δを調整するための制御ブロック図である。図１１を参照して、受電ＥＣＵ６４は、さらに、演算部９６と制御部９８とを含む。演算部９６には、受電電圧（Ｖｏｕｔ）の基本波成分と整流回路５８の入力電流（Ｉｒｅｃ）の基本波成分との位相差と、位相差の目標値（０（ゼロ））とが入力される。ＶｏｕｔとＩｒｅｃとの位相差は、たとえば、電圧センサ６８及び電流センサ６５の検知結果のゼロクロスのタイミングの差分に基づいて受電ＥＣＵ６４によって算出される。

演算部９６においては、受電電圧（Ｖｏｕｔ）の基本波成分と整流回路５８の入力電流の基本波成分（Ｉｒｅｃ）との位相差と、目標値（０（ゼロ））との偏差が算出され、算出された偏差が制御部９８に出力される。制御部９８は、演算部９６によって算出された偏差を入力とするＰＩ制御を実行することによって操作量を算出し、算出された操作量を位相δとする。これにより、受電電圧（Ｖｏｕｔ）の基本波成分と整流回路５８の入力電流（Ｉｒｅｃ）の基本波成分との位相差が０（ゼロ）に近付くように位相δが調整される。

以上のように、本実施の形態１に従う受電装置５０において、受電ＥＣＵ６４は、負荷インピーダンスの実数部（負荷抵抗）が目標値となるように整流回路５８のスイッチング回路Ｑｃ，Ｑｄを制御するとともに、受電コイル５２の受電電圧及び受電電流の位相差を抑制するように調整回路５６を制御する。受電装置５０によれば、ＤＣＤＣコンバータを用いることなく負荷インピーダンスを目標値に調整することができ、さらに、非接触電力伝送における力率の低下を抑制することができる。

［実施の形態２］
上記実施の形態１においては受電コイル５２と調整回路５６との間に特に何も接続されなかったが、本実施の形態２においては受電コイル５２と調整回路５６との間にフィルタ回路が接続される。以下、上記実施の形態１と異なる点を中心に説明する。

図１２は、本実施の形態２に従う受電装置５０Ａの構成を示す図である。図１２を参照して、受電装置５０Ａにおいては、受電部５１と調整回路５６との間にフィルタ回路１００が接続されている。フィルタ回路１００は、インダクタ１０４，１０６とキャパシタ１０８とを含む三次のフィルタ回路である。インダクタ１０４，１０６とキャパシタ１０８とが、送電装置１０（図１）の送電角周波数で共振するように設定されるため、フィルタ回路１００はイミタンス特性を示す。

フィルタ回路１００がイミタンス特性を示すため、受電コイル５２の受電電圧Ｖｏｕｔは、整流回路５８の入力電流Ｉｒｅｃに比例する。すなわち、Ｉｒｅｃの位相を検知できれば、Ｖｏｕｔの位相を直接検知しなくても、Ｖｏｕｔの位相を導くことができる。本実施の形態２に従う受電装置５０Ａにおいては、受電コイル５２の受電電圧Ｖｏｕｔを直接検知するための電圧センサが設けられておらず、代わりに、フィルタ回路１００の入力電流を検知する電流センサ１０２と整流回路５８の入力電流を検知する電流センサ６５が設けられている。

図１３は、本実施の形態２における、調整回路５６の位相δを調整するための制御ブロック図である。図１３を参照して、受電ＥＣＵ６４Ａは、演算部９５と制御部９７とを含む。演算部９５には、整流回路５８の入力電流Ｉｒｅｃ（基本波成分）と受電電流Ｉｏｕｔ（基本波成分）との位相差と、位相差の目標値（０（ゼロ））とが入力される。ＩｒｅｃとＩｏｕｔとの位相差は、たとえば、電流センサ１０２，６５の検知結果のゼロクロスのタイミングの差分に基づいて受電ＥＣＵ６４Ａによって算出される。

演算部９５においては、整流回路５８の入力電流Ｉｒｅｃと受電電流Ｉｏｕｔとの位相差と、位相差の目標値（０（ゼロ））との偏差が算出され、算出された偏差が制御部９７に出力される。制御部９７は、演算部９５によって算出された偏差を入力とするＰＩ制御を実行することによって操作量を算出し、算出された操作量を位相δとする。これにより、結果的に、受電電圧Ｖｏｕｔの基本波成分と整流回路５８の入力電流Ｉｒｅｃの基本波成分との位相差が０（ゼロ）に近付くように位相δが調整される。

また、本実施の形態２に従う受電装置５０Ａにおいては、インダクタ１０４，１０６の製造ばらつき等に起因するフィルタ回路１００の定数ばらつきが生じたとしても、位相δを調整することによって、非接触電力伝送における力率が１に調整される。

図１４は、インダクタ１０４のインダクタンス成分が設計値よりもΔＬ１大きく（ΔＬ１のインダクタンス成分をインダクタ１１０として表現する。）、インダクタ１０６のインダクタンス成分が設計値よりもΔＬ２大きい（ΔＬ２のインダクタンス成分をインダクタ１１２として表現する。）場合の受電装置５０Ａの部分的な構成を示す図である。

図１４を参照して、インダクタ１１０の入力側の電圧をＶ１ｏｕｔとし、インダクタ１１０の出力側の電圧をＶ２ｏｕｔとする。そして、インダクタ１１２の出力側の電圧をＶ２とする。この例においては、整流回路５８（図１２）は簡単化のため、位相αを０（ゼロ）として、等価負荷抵抗Ｒｌのみの状態とする。

図１５は、図１４に示される例において調整回路５６の電圧Ｖｃが０（ゼロ）の場合におけるベクトル図である。図１５を参照して、この例においては、整流回路５８の入力電圧及び入力電流の位相差は０（ゼロ）である。この状況において、フィルタ回路１００がイミタンス特性を有するため、受電コイル５２の受電電流Ｉｏｕｔは、インダクタ１１２における電圧降下（ΔＬ２）の影響を受ける。一方、受電コイル５２の受電電圧Ｖ１ｏｕｔは、インダクタ１１０における電圧降下（ΔＬ１）の影響を受ける。したがって、ΔＬ１，ΔＬ２の大きさによっては、受電電流Ｉｏｕｔ及び受電電圧Ｖ１ｏｕｔの位相は、ずれてしまう。

本実施の形態２においては、調整回路５６の電圧ＶｃをＩｒｅｃに対してπ／２遅れ方向に出力することによって、受電電流Ｉｏｕｔ及び受電電圧Ｖ１ｏｕｔの位相差は０（ゼロ）に調整される。

図１６は、図１５に示される例において、調整回路５６が電圧ＶｃをＩｒｅｃに対してπ／２遅れ方向に出力した場合におけるベクトル図である。図１６を参照して、調整回路５６の電圧ＶｃがＩｒｅｃに対してπ／２遅れ方向に出力されることによって、受電電流Ｉｏｕｔ及び受電電圧Ｖ１ｏｕｔの位相差は０（ゼロ）となっている。このように、本実施の形態２においては、フィルタ回路１００の各インダクタの製造ばらつき等が、調整回路５６における位相δの調整によって吸収される。したがって、本実施の形態２に従う受電装置５０Ａを含む非接触電力伝送システムは、ロバスト性の高いシステムであるといえる。

以上のように、本実施の形態２に従う受電装置５０Ａはイミタンス特性を有するフィルタ回路１００を含み、受電ＥＣＵ６４Ａは、電流センサ１０２，６５の検知結果の位相差に従って調整回路５６（スイッチング回路ＳＷ１，ＳＷ２）を調整するように構成されている。この受電装置５０Ａによれば、受電コイル５２の受電電圧を検知する電圧センサを設けることなく、調整回路５６を適切に制御することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 非接触電力伝送システム、１０ 送電装置、１２ 系統電源、１４ ＡＣ／ＤＣコンバータ、１６ インバータ、１８ 送電コイル、２０，５４，６２，６７，１０８ キャパシタ、２１ 送電部、２２，６３ 通信装置、２４ 送電ＥＣＵ、５０ 受電装置、５１ 受電部、５２ 受電コイル、５６ 調整回路、５７ 回路、５８ 整流回路、６０ 蓄電装置、６４ 受電ＥＣＵ、６５，１０２ 電流センサ、６６，１０４，１０６，１１０，１１２ インダクタ、６８ 電圧センサ、６９，７９，Ｄａ，Ｄｂ ダイオード、７１，８１ スイッチング素子、９０ 負荷、９２，９５，９６ 演算部、９４，９７，９８ 制御部、１００ フィルタ回路、Ｑｃ，Ｑｄ，ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチング回路。

Claims (6)

1. 送電装置から非接触で受電された電力を蓄電装置に出力するように構成された非接触受電装置であって、
   前記送電装置の送電コイルから非接触で受電するように構成された受電コイルと、
   第１のスイッチング素子を含み、前記受電コイルによって受電された電力を整流するように構成された整流回路と、
   前記受電コイルと前記整流回路との間に接続されており、インダクタンスを調整可能な調整回路と、
   前記整流回路及び前記調整回路を制御するように構成された制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記調整回路の出力側から見て前記蓄電装置方向の負荷抵抗が目標値となるように前記第１のスイッチング素子を制御するとともに、前記受電コイルの受電電圧及び受電電流の位相差を抑制するように前記調整回路を制御する、非接触受電装置。
2. 前記調整回路は、
   第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタに直列接続された回路とを含み、
   前記回路は、
   互いに逆直列接続された第２及び第３のスイッチング素子と、
   前記第２及び第３のスイッチング素子に並列接続されたキャパシタとを含む、請求項１に記載の非接触受電装置。
3. 前記制御装置は、前記整流回路の入力電流のゼロクロスのタイミングを検知するように構成されており、
   前記制御装置は、さらに、前記第２及び第３のスイッチング素子を５０％のデューティで相補動作させるように構成されるとともに、前記ゼロクロスのタイミングから一定時間後に前記第２及び第３のスイッチング素子のオンオフを切り替えるように構成されている、請求項２に記載の非接触受電装置。
4. 前記受電コイルと前記調整回路との間に接続されたフィルタ回路をさらに備える、請求項２又は３に記載の非接触受電装置。
5. 前記フィルタ回路は、イミタンスフィルタ回路であり、
   前記非接触受電装置は、
   前記受電コイルの受電電流を検知する第１の電流センサと、
   前記整流回路の入力電流を検知する第２の電流センサとをさらに備え、
   前記制御装置は、前記第１及び第２の電流センサの出力の位相差に従って前記第２及び第３のスイッチング素子を制御するように構成されている、請求項４に記載の非接触受電装置。
6. 送電装置と受電装置とを備える非接触電力伝送システムであって、
   前記送電装置は、
   交流電力を生成するように構成されたインバータと、
   前記インバータによって生成された交流電力を前記受電装置に非接触で送電するように構成された送電コイルとを含み、
   前記受電装置は、前記送電装置から非接触で受電された電力を蓄電装置に出力するように構成されており、
   前記送電コイルから非接触で受電するように構成された受電コイルと、
   第１のスイッチング素子を含み、前記受電コイルによって受電された電力を整流するように構成された整流回路と、
   前記受電コイルと前記整流回路との間に接続されており、インダクタンスを調整可能な調整回路と、
   前記整流回路及び前記調整回路を制御するように構成された制御装置とを含み、
   前記制御装置は、前記調整回路の出力側から見て前記蓄電装置方向の負荷抵抗が目標値となるように前記第１のスイッチング素子を制御するとともに、前記受電コイルの受電電圧及び受電電流の位相差を抑制するように前記調整回路を制御する、非接触電力伝送システム。

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