JP2019022265A - 非接触電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】複数の受電装置が１つの送電装置から電力を受電する場合であっても、各受電装置から各負荷に供給される電流の電流量をほぼ等しくすることができる非接触電力伝送システムを提供する。【解決手段】非接触電力伝送システム１は、高周波の定電流Ｉ0を出力する定電流出力回路１１０、及び定電流が供給される送電ユニット１２０を有する送電装置２と、送電ユニット１２０において生じる磁界から結合係数に応じた電圧を出力する受電ユニット１３０ａ〜１３０ｃ、及び電圧を電流に変換して負荷に供給する電圧電流変換回路１４０ａ〜１４０ｃをそれぞれ有する複数の受電装置３ａ〜３ｃと、を備え、受電ユニット１３０ａ〜１３０ｃは、直列接続された受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃ、及び第１コンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃを含み、複数の受電装置３ａ〜３ｃがそれぞれ有する受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃの自己インダクタンス値、及び結合係数が略等しい。【選択図】図２

Description

本発明は、非接触電力伝送システムに関する。

近年、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムの開発が進められている。このような非接触電力伝送システムにおける受電装置の一例として、例えば特許文献１には、高周波電源装置から出力される電力を非接触で受電し、当該電力に応じた電圧を負荷であるモータに供給する構成が開示されている。

特開２００５−２７４０１号公報

特許文献１においては、１つ又は複数の送電装置から１つの受電装置に電力が伝送される状況が想定されている。しかし、非接触電力伝送システムの適用例として、例えば、工場内を走行する複数の無人搬送車のそれぞれに受電装置とバッテリが搭載され、１つの送電装置によってこれらの複数のバッテリを同時に充電する場合など、１つの送電装置から複数の受電装置に電力を伝送する状況も考えられる。

このように、１つの送電装置から複数の受電装置に電力を伝送する状況において、特許文献１に開示される構成を用いると、受電装置の受電により生じた電圧が負荷にかかるため、各負荷のインピーダンスが異なる場合、それぞれの負荷に供給される電流の電流量も異なることとなる。このような場合、負荷によって充電時間にばらつきが生じるなど、安定的な充電が困難となるおそれがある。

そこで、本発明は、複数の受電装置が１つの送電装置から電力を受電する場合であっても、各受電装置から各負荷に供給される電流の電流量をほぼ等しくすることができる非接触電力伝送システムを提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る非接触電力伝送システムは、高周波の定電流を出力する定電流出力回路、及び定電流が供給される送電ユニットを有する送電装置と、送電ユニットにおいて生じる磁界から結合係数に応じた電圧を出力する受電ユニット、及び電圧を電流に変換して負荷に供給する電圧電流変換回路をそれぞれ有する複数の受電装置と、を備え、受電ユニットは、直列接続された受電コイル、及び第１コンデンサを含み、複数の受電装置がそれぞれ有する受電コイルの自己インダクタンス値、及び結合係数が略等しい。

この態様によれば、送電ユニットにおいて発生する磁界は一様であり、各受電ユニットに備えられた受電コイルの自己インダクタンス値及び送電ユニットとの結合係数が等しいため、各受電ユニットが出力する電圧の大きさは等しくなる。また、電圧電流変換回路の出力電流の大きさは、受電ユニットから供給される電圧の大きさに比例する。従って、各負荷に供給される電流の大きさは、それぞれの負荷のインピーダンスに依らず、ほぼ等しくなる。

上記態様において、送電ユニットは、定電流が供給され、磁界を発生させる平行二線式の伝送線路と、伝送線路に直列接続された第２コンデンサと、を有していてもよい。

この態様によれば、各受電装置の受電ユニットが伝送線路の間に配置されれば、受電を行うことができる。従って、例えば受電装置が移動体に搭載された場合、当該移動体の停車時のみならず、走行中にも受電を行うことができる。

上記態様において、伝送線路と、複数の受電装置がそれぞれ有する受電コイルとの距離が略等しくてもよい。

この態様によれば、伝送線路と各受電コイルとの結合係数を等しくすることができる。

上記態様において、定電流出力回路は、定電流を生成する定電流源を有していてもよい。

この態様によれば、平行二線式の伝送線路に定電流を供給することができる。従って、当該伝送線路の周辺に発生する磁界が一様となり、複数の受電装置における受電ユニットの出力電圧をほぼ等しくすることができる。

上記態様において、定電流出力回路は、定電圧源と、定電圧源から出力される電圧を定電流に変換する電源側電圧電流変換回路と、を有していてもよい。

この態様によれば、平行二線式の伝送線路に定電流を供給することができる。従って、当該伝送線路の周辺に発生する磁界が一様となり、複数の受電装置における受電ユニットの出力電圧をほぼ等しくすることができる。

本発明によれば、複数の受電装置が１つの送電装置から電力を受電する場合であっても、各受電装置から各負荷に供給される電流の電流量をほぼ等しくすることができる非接触電力伝送システムを提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの回路図である。 送電装置２から受電装置３ａ〜３ｃへの送電を等価的に示した図である。 図３Ａに示される回路のうち、送電ユニット１２０及び受電ユニット１３０ａをＴ型回路を用いて表した等価回路である。 本発明の比較例において、３つの受電装置が給電中である場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。 非接触電力伝送システム１Ａにおいて、３つの受電装置が給電中である場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。 非接触電力伝送システム１Ａにおいて、１つの受電装置が給電を停止した場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの回路図である。 非接触電力伝送システム１Ｂにおいて、３つの受電装置が給電中である場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。 非接触電力伝送システム１Ｂにおいて、１つの受電装置が給電を停止した場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る非接触電力伝送システムの回路図である。 非接触電力伝送システム１Ｃにおいて、３つの受電装置が充電中である場合に各負荷に供給される電流及び電圧のシミュレーション結果を示す図である。 非接触電力伝送システム１Ｃにおいて、１つの受電装置が充電を停止した場合に各負荷に供給される電流及び電圧のシミュレーション結果を示す図である。 非接触電力伝送システム１Ｃにおいて、１つの受電装置が送電装置から離れた場合に各負荷に供給される電流及び電圧のシミュレーション結果を示す図である。

添付図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。なお、各図において、同一の符号を付したものは、同一又は同様の構成を有する。

図１は、本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。同図に示される非接触電力伝送システム１は、電力Ｅを送電する１つの送電装置２と、電力Ｅを非接触で受電する３つの受電装置３ａ〜３ｃを備える。また、同図に示される負荷４ａ〜４ｃは、例えば、バッテリやコンデンサ等の充電可能な充電対象を含む。負荷４ａ〜４ｃは、受電装置３ａ〜３ｃに搭載されていてもよいし、別体とされていてもよい。なお、受電装置３ａ〜３ｃの数は例示であり、３つに限られない。

非接触電力伝送システム１は、例えば、送電装置２が工場内に設置され、受電装置３ａ〜３ｃのそれぞれが、工場内を自動走行する無人搬送車（ＡＧＶ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇｕｉｄｅｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）に搭載され、同じく無人搬送車に搭載された負荷４ａ〜４ｃに電力を供給するためのシステムとして用いられる。後述するように、非接触電力伝送システム１は、１つの送電装置２から複数の受電装置３ａ〜３ｃのいずれか又は全てに同時に電力を伝送することができる。また、非接触電力伝送システム１によれば、例えば固定された送電装置２に対して、複数の無人搬送車が送電装置２の近辺を走行しながら電力を受電することができる。

送電装置２は、例えば、定電流出力回路１０及び送電ユニット２０を備える。送電装置２において、定電流出力回路１０は高周波の定電流を生成し、送電ユニット２０は当該定電流に応じた電力を伝送する。

受電装置３ａ〜３ｃは、それぞれ、例えば、受電ユニット３０ａ〜３０ｃ、電圧電流変換回路４０ａ〜４０ｃ及びスイッチ回路５０ａ〜５０ｃを備える。なお、受電装置３ａ〜３ｃ、受電ユニット３０ａ〜３０ｃ、電圧電流変換回路４０ａ〜４０ｃ及びスイッチ回路５０ａ〜５０ｃは、以下において特に区別して記載する必要がない場合には、それぞれ受電装置３、受電ユニット３０、電圧電流変換回路４０及びスイッチ回路５０と記載する。受電ユニット３０は、例えば、送電ユニット２０において生じる磁界に応じた電圧を電圧電流変換回路４０に出力する。電圧電流変換回路４０は、供給された電圧を電流に変換して出力し、スイッチ回路５０を介して負荷４に供給する。

なお、送電装置２から受電装置３への送電において用いられる周波数帯は、特に限定されないが、例えば６．７８ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚ等のＩＳＭバンドの周波数帯であってもよく、あるいは８５ｋＨｚ等の周波数帯であってもよい。

次に、図２を参照しつつ、送電装置２及び受電装置３が備える各構成要素の詳細について説明する。

図２は、本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システム１Ａの回路図である。なお、受電装置３ａ〜３ｃは同様の構成であるため、以下では主に受電装置３ａについて説明し、特に明記されない限り受電装置３ｂ，３ｃの説明を省略する。

定電流出力回路１１０は、例えば、定電流源１１１を備える。定電流源１１１は、図示しない商用電源から電源電圧が供給され、例えば数ｋＨｚ〜数百ＭＨｚ程度の周波数の定電流Ｉ₀を生成して出力する。ここでの定電流Ｉ₀とは、周波数が一定かつ振幅が一定の交流電流である。これにより、定電流出力回路１１０は、高周波の定電流Ｉ₀を送電ユニット１２０に供給する。

送電ユニット１２０は、例えば、平行二線式の伝送線路１２１及びコンデンサＣ１を備える。平行二線式の伝送線路１２１には、コンデンサＣ１を介して定電流Ｉ₀が供給される。本実施形態においては、１本の伝送線路１２１が途中で折り返され、所定の間隔を開けて平行に配置される。このように、平行に配置された伝送線路１２１に定電流Ｉ₀が流れると、伝送線路１２１の間に磁界が発生する。これにより、伝送線路１２１は、後述する受電ユニット１３０が備える受電コイルＬ１と磁界結合される。このように、伝送線路１２１は、電力Ｅの伝送のための給電線の機能を果たす。

なお、伝送線路１２１の線路長が定電流Ｉ₀の波長に対して十分に短くなければ、伝送線路１２１を伝播する進行波と反射波の重なりによって定在波が発生し、伝送線路１２１の位置に応じて磁界強度の変動が生じ得る。従って、伝送線路１２１の線路長は、例えば定電流Ｉ₀の波長の１０分の１以下の長さであることが好ましい。また、平行二線式の伝送線路は、図２に示されるように１本の伝送線路１２１が折り返された構成に限られない。例えば、送電装置は、定電流源と伝送線路の組み合わせを２組有し、各組の伝送線路同士が平行に配置される構成であってもよい。

コンデンサＣ１（第２コンデンサ）は、伝送線路１２１に直列接続され、伝送線路１２１と併せて直列共振回路を構成する。当該直列共振回路の共振周波数が、定電流Ｉ₀の周波数と等しくなるようにコンデンサＣ１の容量値が決定される。送電ユニット１２０がコンデンサＣ１を備えることにより、定電流源１１１の出力電圧と出力電流の位相がほぼ同相となるため、定電流Ｉ₀の無効電流分を減少させることができる。これにより、伝送効率を向上させることができる。なお、送電ユニット１２０はコンデンサＣ１を備えていなくてもよい。

上述の構成により、送電装置２は、伝送線路１２１の間に、定電流Ｉ₀に応じた磁界を発生させる。

次に、受電装置について、受電装置３ａを例として説明する。なお、受電装置３ａ〜３ｃは、それぞれ、充電対象に電流を供給してもよいが、以下の説明においては、負荷４ａ〜４ｃの一具体例である抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに電流を供給するものとする。

受電ユニット１３０ａは、例えば、受電コイルＬ１ａ及びコンデンサＣ２ａを備える。受電コイルＬ１ａは、例えば渦巻状に巻かれたコイルであり、送電ユニット１２０の平行二線式の伝送線路１２１と磁界結合される。コンデンサＣ２ａ（第１コンデンサ）は、受電コイルＬ１ａに直列接続され、受電コイルＬ１ａと併せて直列共振回路を構成する。当該直列共振回路の共振周波数が、定電流Ｉ₀の周波数と等しくなるようにコンデンサＣ２ａの容量値が決定される。これにより、送電ユニット１２０において発生した磁界の振動が、同じ周波数で共振する受電ユニット１３０ａに伝わる磁界共鳴方式によって、受電ユニット１３０ａから電圧が出力される。他の受電装置３ｂ，３ｃにおいても、同様の構成により送電装置２から電力Ｅが非接触で伝送される。ここで、受電装置３ａ〜３ｃがそれぞれ有する受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃは、自己インダクタンス値が略等しいものとする。また、伝送線路１２１と各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃとの距離が等しく保たれる場合、伝送線路１２１と各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃとの結合係数も略等しいものと考えられる。

電圧電流変換回路１４０ａは、入力される電圧を電流Ｉ_aに変換して出力する。具体的には、電圧電流変換回路１４０ａは、２つのコンデンサＣ３ａ，Ｃ４ａと１つのインダクタＬ２ａとがＣ−Ｌ−Ｃに配置されたＴ型回路である。コンデンサＣ３ａとコンデンサＣ４ａは、受電ユニット１３０ａとスイッチ回路１５０ａとの間において直列接続される。インダクタＬ２ａは、一端がコンデンサＣ３ａとコンデンサＣ４ａとの接続点に接続され、受電ユニット１３０ａの他端に接続される。なお、例えばコンデンサＣ２ａ及びコンデンサＣ３ａは、まとめて１つのコンデンサとして形成されていてもよい。また、電圧電流変換回路１４０ａが、２つのインダクタと１つのコンデンサとがＬ−Ｃ−Ｌに配置されたＴ型回路により構成される場合は、コンデンサＣ２ａと、当該Ｔ型回路における入力側のインダクタとが、まとめて１つの素子として形成されていてもよい。

スイッチ回路１５０ａは、電圧電流変換回路１４０ａの出力端子間に設けられたスイッチＳＷａを備える。スイッチ回路１５０ａは、例えば図示しない制御回路から供給される制御信号に応じて、電圧電流変換回路１４０ａの出力端子間の短絡及び開放を切り替えることにより、負荷４ａへの電流供給の有無を切り替える。

具体的には、例えば、受電装置３ａがバッテリ等の充電に用いられる場合、バッテリの充電中はスイッチＳＷａがオフとなることにより、電圧電流変換回路１４０ａの出力端子間が開放され、バッテリに電流が供給される。一方、バッテリが満充電状態になるとスイッチＳＷａがオンに切り替わることにより、電圧電流変換回路１４０ａの出力端子間が短絡され、バッテリに電流が供給されなくなる。このように、受電装置３ａがスイッチ回路１５０ａを備えることにより、送電装置２による送電を継続しつつ、満充電状態となったバッテリへの電流の供給を停止することができる。従って、所定の受電装置の充電を停止しても、他の受電装置の充電を継続することができる。なお、受電装置３ａが充電に用いられる場合は、例えばスイッチ回路１５０ａと充電対象との間に整流平滑回路が設けられる。これにより、電圧電流変換回路１４０ａが出力する電流が整流及び平滑化されて充電対象に供給されることとなる。

なお、スイッチ回路１５０ａは、スイッチＳＷａの代わりに、受電ユニット１３０ａと電圧電流変換回路１４０ａとの間（例えば、コンデンサＣ２ａとコンデンサＣ３ａの間）に直列接続されたスイッチにより構成されてもよい。この場合のスイッチの動作は、バッテリへの充電中にオンとなって受電ユニット１３０ａと電圧電流変換回路１４０ａとの間を電気的に接続し、満充電状態になるとオフに切り替わり、当該電気的接続を遮断する。

受電装置３ａ〜３ｃによる電力Ｅの受電により電流Ｉ_a〜Ｉ_cが抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに供給される。受電装置３ａ〜３ｃが充電に用いられる場合は、電流Ｉ_a〜Ｉ_cは、例えば整流平滑回路を経由して充電対象に供給される。当該充電対象は、例えば、無人搬送車の動力源となる。負荷４ａ〜４ｃは、インピーダンスがそれぞれ異なっていてもよいし、同じであってもよい。

次に、各負荷４ａ〜４ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの電流量について、図３Ａ及び図３Ｂを参照しつつ説明する。

図３Ａは、送電装置２から受電装置３ａ〜３ｃへの送電を等価的に示した図である。具体的には、図３Ａは、図２に示される送電ユニット１２０に含まれる平行二線式の伝送線路１２１のうち、受電装置３ａ〜３ｃに対応する部分をそれぞれ送電コイルＬ０として等価的に示している。

図３Ａに示されるように、送電コイルＬ０及び受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃの自己インダクタンス値を、それぞれ、Ｌ₀及びＬ_1a〜Ｌ_1cとし、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃの容量値を、それぞれ、Ｃ₁及びＣ_2a〜Ｃ_2cとしている。また、送電コイルＬ０と受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃの結合係数を、それぞれ、ｋ_a〜ｋ_cとしている。また、各送電コイルＬ０に印加される電圧をＶ_0a〜Ｖ_0c、入力される電流をＩ₀とし、受電ユニット１３０ａ〜１３０ｃから出力される電圧をＶ_1a〜Ｖ_1c、出力される電流をＩ_1a〜Ｉ_1cとし、電圧電流変換回路１４０ａ〜１４０ｃの出力電圧をＶ_2a〜Ｖ_2cとし、出力電流をＩ_a〜Ｉ_cとする。つまり、負荷４ａ〜４ｃに印加される電圧がＶ_2a〜Ｖ_2c、負荷４ａ〜４ｃに入力される電流がＩ_a〜Ｉ_cとなる。なお、各電圧Ｖ_0a〜Ｖ_0c，Ｖ_1a〜Ｖ_1c，Ｖ_2a〜Ｖ_2c及び各電流Ｉ₀，Ｉ_1a〜Ｉ_1c，Ｉ_a〜Ｉ_cは、いずれもベクトルである。

図３Ｂは、図３Ａに示される回路のうち、送電ユニット１２０及び受電ユニット１３０ａをＴ型回路を用いて表した等価回路である。図３Ｂでは、コンデンサ及びコイルのインピーダンスがＺ１_a〜Ｚ３_aとして表されている。各インピーダンスＺ１_a〜Ｚ３_aは、下記（１）〜（３）式で表すことができる。なお、各インピーダンスＺ１_a〜Ｚ３_aはベクトルである。

図３Ｂに示される回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（４）式となる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。

ここで、磁界共鳴の条件式であるＺ１_a＋Ｚ２_a＝Ｚ２_a＋Ｚ３_a＝０を、上記（４）式に代入すると、下記（５）式となる。

従って、上記（５）式から、下記（６）式が求められる。

上記（６）式から、Ｖ_1a＝Ｚ２_a・Ｉ₀となる。また、受電ユニット１３０ｂ，１３０ｃについても同様に、Ｖ_1b＝Ｚ２_b・Ｉ₀、Ｖ_1c＝Ｚ２_c・Ｉ₀となる。

ここで、上述の通り、各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃの自己インダクタンス値は、Ｌ_1a＝Ｌ_1b＝Ｌ_1cが成立する。また、伝送線路１２１と各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃとの距離が等しい場合、結合係数ｋ_a〜ｋ_cは変化せず、かつｋ_a＝ｋ_b＝ｋ_cが成立する。従って、上記（２）式からＺ２_a＝Ｚ２_b＝Ｚ２_cとなり、Ｖ_1a＝Ｖ_1b＝Ｖ_1cが成立する。

すなわち、各受電ユニット１３０ａ〜１３０ｃが出力する出力電圧Ｖ_1a〜Ｖ_1cは、接続される負荷４ａ〜４ｃのインピーダンスに依らず等しくなる。また、電圧電流変換回路１４０ａ〜１４０ｃの出力電流Ｉ_a〜Ｉ_cの大きさは、受電ユニット１３０ａ〜１３０ｃから供給される出力電圧Ｖ_1a〜Ｖ_1cの大きさに比例する。従って、電圧電流変換回路１４０ａが出力する電流Ｉ_a〜Ｉ_cの電流量も、負荷４ａ〜４ｃのインピーダンスに依らず等しくなる。

以上より、定電流出力回路１１０が出力する電流が定電流である場合、電圧電流変換回路１４０ａ〜１４０ｃから負荷４ａ〜４ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの大きさは、当該負荷４ａ〜４ｃのインピーダンスに依らずほぼ等しくなる。また、送電装置２から電力Ｅを受電する受電装置３ａ〜３ｃの個数が適応的に変わっても、各負荷４ａ〜４ｃに供給される電流の電流量はほぼ等しくなる。

上述の通り、非接触電力伝送システム１Ａによると、複数の受電装置３ａ〜３ｃが１つの送電装置２から電力を受電する場合であっても、受電装置３ａ〜３ｃの後段に接続される負荷４ａ〜４ｃのインピーダンスに依らず、それぞれの負荷４ａ〜４ｃにほぼ等しい電流量の電流Ｉ_a〜Ｉ_cを供給することができる。従って、例えば、それぞれの負荷のインピーダンスの相違による充電時間のばらつきを抑制することができる。また、受電装置に、例えば負荷に供給する電流を一定に制御するためのＤＣ−ＤＣコンバータ等を搭載する必要がなくなる。

また、本実施形態では、送電装置２側において定電流源１１１が出力する定電流Ｉ₀の電流量を調整することにより、各負荷４ａ〜４ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの供給量を制御することができる。具体的には、例えば、負荷４ａ〜４ｃに多くの電流を供給したい場合は、定電流源１１１が出力する定電流Ｉ₀の電流量を増加させればよい。

さらに、本実施形態では、給電線として平行二線式の伝送線路１２１が用いられている。これにより、各受電装置３ａ〜３ｃの受電ユニット１３０ａ〜１３０ｃが、伝送線路１２１の間に配置されれば受電を行うことができる。従って、受電装置３ａ〜３ｃが例えば無人搬送車等の移動体に搭載された場合、当該移動体の停車時のみならず、移動体が伝送線路１２１に沿って走行すれば、走行中の受電も可能となる。

加えて、例えば送電ユニット１２０として平行二線式の伝送線路１２１の代わりに送電コイルを用いる構成では、給電エリアを拡大する場合に、送電装置の数を増加させるか、あるいは送電装置１つ当たりの送電コイルの数を増加させることとなり、回路の複雑化及び高コスト化を招き得る。この点、本実施形態によれば、平行二線式の伝送線路１２１の配線の長さを適宜調整することにより、給電線を所望のサイズとすることができる。従って、送電装置の数の増加、回路の複雑化及び高コスト化を抑制しつつ、給電エリアの拡大を実現することができる。

なお、図２においては、定電流源１１１により高周波の定電流Ｉ₀が生成される構成が示されているが、定電流出力回路１１０の構成はこれに限定されない。例えば、定電流出力回路１１０は、Ｅ級インバータ回路等の電流形インバータ回路により構成されてもよい。

また、送電ユニット１２０は、平行二線式の伝送線路１２１の代わりに、送電コイルを備えていてもよい。

また、電圧電流変換回路１４０は図２に示される構成に限定されない。例えば、電圧電流変換回路１４０は、２つのインダクタと１つのコンデンサとがＬ−Ｃ−Ｌに配置されたＴ型回路や、２つのコンデンサと１つのインダクタとがＣ−Ｌ−Ｃに配置されたπ型回路や、２つのインダクタと１つのコンデンサとがＬ−Ｃ−Ｌに配置されたπ型回路であってもよい。さらには、電圧電流変換回路１４０は、インダクタとコンデンサを組み合わせた回路に限られず、入力された出力を電流に変換して出力できればよい。

図４は、本発明の比較例において、３つの受電装置が給電中である場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。また、図５Ａは、非接触電力伝送システム１Ａにおいて、３つの受電装置が給電中である場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。図５Ｂは、非接触電力伝送システム１Ａにおいて、１つの受電装置が給電を停止した場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。

ここで、本発明の比較例とは、図２に示される非接触電力伝送システム１Ａの構成のうち、送電装置２の伝送線路１２１に、定電流Ｉ₀の代わりに定電圧（周波数１３．５６ＭＨｚ、電圧振幅１００Ｖ）が供給され、受電装置３ａ〜３ｃが電圧電流変換回路１４０ａ〜１４０ｃ及びスイッチ回路１５０ａ〜１５０ｃを備えない構成である。すなわち、比較例では、受電ユニット１３０ａ〜１３０ｃにおいて生じた電圧が直接負荷（抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃ）に供給される。図４に示されるグラフの縦軸は、抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_a´〜Ｉ_c´の電流値［Ａ］を示し、横軸は時間［ｎｓ］を示す。なお、伝送線路１２１の自己インダクタンス値、コンデンサＣ１の容量値、伝送線路１２１と各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃ間の結合係数、各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃの自己インダクタンス値、各コンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃの容量値、各抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃのインピーダンスについては、後述する非接触電力伝送システム１Ａにおける定数と同様である。

また、図５Ａ及び図５Ｂのグラフ（１）の縦軸は、定電流源１１１が出力する定電流Ｉ₀の電流値［Ａ］を示し、グラフ（２）〜（４）の縦軸は、それぞれ、抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの電流値［Ａ］を示し、横軸は時間［ｎｓ］を示す。また、図４及び図５Ａでは、全ての受電装置３ａ〜３ｃのスイッチＳＷａ〜ＳＷｃをオフ（すなわち、給電中）とし、図５Ｂでは、受電装置３ａ，３ｃのスイッチＳＷａ，ＳＷｃをオフ（すなわち、給電中）とし、受電装置３ｂのスイッチＳＷｂのみをオン（すなわち、給電停止）としている。

なお、当該シミュレーションにおいては、定電流源１１１が出力する定電流Ｉ₀を正弦波（周波数１３．５６ＭＨｚ、振幅２０Ａ）とし、伝送線路１２１の自己インダクタンス値を３．２８μＨ、コンデンサＣ１の容量値を４２ｐＦ、伝送線路１２１と各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃ間の結合係数を０．１、各受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃの自己インダクタンス値を３．１７μＨ、各コンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃの容量値を４３．５ｐＦ、各コンデンサＣ３ａ〜Ｃ３ｃ，Ｃ４ａ〜Ｃ４ｃの容量値を７０５ｐＦ、各インダクタＬ２ａ〜Ｌ２ｃの自己インダクタンス値を０．１９６μＨ、各抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃのインピーダンスを、それぞれ１Ω、５Ω、９Ωとしている。

図４から、比較例においては、受電コイルＬ１ａ〜Ｌ１ｃにおいて生じた電圧が直接抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに供給されるため、各抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃのインピーダンスの相違に応じて、供給される電流Ｉ_a´〜Ｉ_c´の電流量が大きく異なることが分かる。このように、比較例では、受電装置に接続されるそれぞれの負荷に等しく電流を供給することができない。また、比較例では、送電装置における定電圧源の電圧の調整によって負荷に供給される電流量を制御することができない。

一方、本実施形態においては、図５Ａから、各抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃのインピーダンスが異なっていても、各抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの大きさはほぼ等しいことが分かる。また、図５Ｂから、受電装置３ｂのみ給電を停止しても、受電装置３ａの抵抗素子Ｒ１ａに供給される電流Ｉ_aと、受電装置３ｃの抵抗素子Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_cの大きさはほぼ等しいことが分かる。さらに、図５Ａ及び図５Ｂの比較から、受電装置３ｂの給電の停止の前後において、抵抗素子Ｒ１ａに供給される電流Ｉ_a及び抵抗素子Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_cの電流量に変化がなく、継続的に電流を供給できていることが分かる。このように、非接触電力伝送システム１Ａでは、各負荷におけるインピーダンスの相違や、給電中の受電装置の個数に変動があっても、各負荷にほぼ等しい電流量の電流を供給することができる。

図６は、本発明の第２実施形態に係る非接触電力伝送システム１Ｂの回路図である。なお、第２実施形態以降では第１実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

図６に示される非接触電力伝送システム１Ｂは、図２に示される非接触電力伝送システム１Ａに比べて、定電流出力回路２１０が、定電流源１１１の代わりに定電圧源２１１及び電圧電流変換回路２２０を備える。

定電圧源２１１は、図示しない商用電源から電源電圧が供給され、高周波の定電圧Ｖ₀を生成して、電圧電流変換回路２２０に供給する。

電圧電流変換回路２２０（電源側電圧電流変換回路）は、入力された電圧を定電流Ｉ₀に変換して、送電ユニット１２０に出力する。具体的には、電圧電流変換回路２２０は、２つのコンデンサＣ５，Ｃ６と１つのインダクタＬ３とがＣ−Ｌ−Ｃに配置されたπ型回路である。インダクタＬ３は、定電圧源２１１と送電ユニット１２０との間において直列接続される。コンデンサＣ５，Ｃ６は、それぞれ、一端がインダクタＬ３の一端又は他端に接続され、他端が定電圧源２１１及び送電ユニット１２０の他端に接続される。なお、電圧電流変換回路２２０においても、電圧電流変換回路１４０と同様に、電圧が電流に変換されれば他の構成であってもよい。

このように、送電装置２において、伝送線路１２１に供給される定電流Ｉ₀を生成する構成要素は、定電流源１１１に限られず、定電圧源２１１及び電圧電流変換回路２２０の組み合わせであってもよい。上述の構成によっても、非接触電力伝送システム１Ｂは、非接触電力伝送システム１Ａと同様の効果を得ることができる。

図７Ａは、非接触電力伝送システム１Ｂにおいて、３つの受電装置が給電中である場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。また、図７Ｂは、非接触電力伝送システム１Ｂにおいて、１つの受電装置が給電を停止した場合に各負荷に供給される電流のシミュレーション結果を示す図である。

具体的には、図７Ａ及び図７Ｂのグラフ（１）の縦軸は、定電圧源２１１が出力する定電圧Ｖ₀の電圧値［Ｖ］を示し、グラフ（２）の縦軸は、電圧電流変換回路２２０が出力する定電流Ｉ₀の電流値［Ａ］を示し、グラフ（３）〜（５）の縦軸は、それぞれ、抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの電流値［Ａ］を示し、横軸は時間［ｎｓ］を示す。なお、当該シミュレーションにおいて、定電圧源２１１が出力する定電圧Ｖ₀を正弦波（周波数１３．５６ＭＨｚ、振幅２５０Ｖ）としている。他の条件については、図５Ａ及び図５Ｂにおける条件と同様であるため、説明を省略する。

図７Ａから、図５Ａと同様に、各抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃのインピーダンスが異なっていても、各抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの大きさはほぼ等しいことが分かる。また、図７Ｂから、図５Ｂと同様に、受電装置３ｂのみ給電を停止しても、受電装置３ａの抵抗素子Ｒ１ａに供給される電流Ｉ_aと、受電装置３ｃの抵抗素子Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_cの大きさはほぼ等しいことが分かる。さらに、図７Ａ及び図７Ｂの比較から、受電装置３ｂの給電の停止の前後において、抵抗素子Ｒ１ａに供給される電流Ｉ_a及び抵抗素子Ｒ１ｃに供給される電流Ｉ_cの電流量に変化がなく、継続的に電流を供給できていることが分かる。このように、非接触電力伝送システム１Ｂにおいても、非接触電力伝送システム１Ａと同様の効果が得られることが分かる。

なお、図６においては、定電圧源２１１と電圧電流変換回路２２０の組み合わせにより高周波の定電流Ｉ₀が生成される構成が示されているが、定電流出力回路２１０の構成はこれに限定されない。例えば、定電流出力回路２１０は、ハーフブリッジインバータ回路等の電圧形インバータ回路と、電圧電流変換回路との組み合わせにより構成されてもよい。さらに、この場合、定電流出力回路は、電圧形インバータ回路の後段に、高調波成分を遮断するためのローパスフィルタ回路等をさらに備えていてもよい。

図８は、本発明の第３実施形態に係る非接触電力伝送システム１Ｃの回路図である。なお、送電装置は上記の実施形態と同様の構成であるため、図示を省略する。

図８に示される非接触電力伝送システム１Ｃにおける受電装置３ａ〜３ｃは、図２に示される受電装置に比べて、それぞれ、スイッチ回路１５０ａ〜１５０ｃの後段に整流回路１６０ａ〜１６０ｃを備え、負荷４ａ〜４ｃが抵抗素子Ｒ１ａ〜Ｒ１ｃの代わりにコンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃを備える点において異なる。

整流回路１６０ａ〜１６０ｃは、それぞれ、４つのダイオードがブリッジ接続された全波整流回路であり、電圧電流変換回路１４０ａ〜１４０ｃから出力される交流電流を整流して出力する。整流された電流は、コンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃに供給される。コンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃの容量値は、それぞれ異なっていてもよいし、同じであってもよい。このように、非接触電力伝送システム１Ｃでは、電圧電流変換回路１４０ａ〜１４０ｃが出力する電流が整流されてコンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｂに蓄電される。なお受電装置３ａ〜３ｃは、整流回路１６０ａ〜１６０ｃの後段に、整流後の電流を平滑化するための平滑回路を備えていてもよい。

上述の構成によっても、非接触電力伝送システム１Ｃは、非接触電力伝送システム１Ａと同様の効果を得ることができる。

図９Ａは、非接触電力伝送システム１Ｃにおいて、３つの受電装置が充電中である場合に各負荷に供給される電流及び電圧のシミュレーション結果を示す図である。また、図９Ｂは、非接触電力伝送システム１Ｃにおいて、１つの受電装置が充電を停止した場合に各負荷に供給される電流及び電圧のシミュレーション結果を示す図である。また、図９Ｃは、非接触電力伝送システム１Ｃにおいて、１つの受電装置が送電装置から離れた場合に各負荷に供給される電流及び電圧のシミュレーション結果を示す図である。

具体的には、図９Ａ〜図９Ｃのグラフ（１）の縦軸は、定電流出力回路が出力する定電流の電流値［Ａ］を示し、グラフ（２）〜（４）の縦軸は、それぞれ、負荷としてのコンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの電流値［Ａ］及びコンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃにかかる電圧Ｖ_a〜Ｖ_cの電圧値［Ｖ］を示し、横軸は時間［ｎｓ］を示す。また、図９Ａでは、全ての受電装置３ａ〜３ｃのスイッチＳＷａ〜ＳＷｃをオフ（すなわち、充電中）とし、図９Ｂでは、受電装置３ｂのスイッチＳＷｂのみをオン（すなわち、充電停止）とし、図９Ｃでは、全ての受電装置３ａ〜３ｃのスイッチＳＷａ〜ＳＷｃをオフとした上で、受電装置３ｃが送電装置２の付近（すなわち、給電エリア）から離脱した場合を想定し、伝送線路１２１と受電ユニット１３０ｃの受電コイルＬ１ｃとの結合係数を０．００１としている。なお、当該シミュレーションにおける定電流出力回路は、図６に示される定電流出力回路２１０のうち、定電圧源２１１がＤ級ハーフブリッジインバータ回路により構成され、当該Ｄ級ハーフブリッジインバータ回路と電圧電流変換回路２２０の間にローパスフィルタ回路が設けられた構成である。また、各コンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃの容量値は、それぞれ２μＦ、４μＦ、６μＦである。他の条件については、図５Ａ及び図５Ｂにおける条件と同様であるため、説明を省略する。

図９Ａから、各コンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃの容量値が異なっていても、各コンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃに供給される電流Ｉ_a〜Ｉ_cの大きさはほぼ等しいことが分かる。また、いずれのコンデンサＣ７ａ〜Ｃ７ｃにおいても、電圧Ｖ_a〜Ｖ_cが時間の経過とともに上昇し、充電されていることが分かる。また、図９Ｂから、受電装置３ｂのみ充電を停止しても、コンデンサＣ７ａに供給される電流Ｉ_aと、コンデンサＣ７ｃに供給される電流Ｉ_cの大きさはほぼ等しいことが分かる。同様に、図９Ｃから、受電装置３ｃと送電装置２との磁気的な結合が弱まっても、コンデンサＣ７ａに供給される電流Ｉ_aと、コンデンサＣ７ｂに供給される電流Ｉ_bの大きさはほぼ等しいことが分かる。さらに、図９Ａ〜図９Ｃの比較から、一部のコンデンサの充電状態に変化があっても、他のコンデンサに供給される電流量に変化がなく、継続的に電流を供給できていることが分かる。このように、非接触電力伝送システム１Ｃでは、各コンデンサの容量値の相違、又は他の受電装置の充電の停止や給電エリアからの離脱等の変動があっても、各コンデンサにほぼ同じ電流量の電流が供給されていることが分かる。

以上説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。実施形態が備える各要素並びにその配置、材料、条件、形状及びサイズ等は、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、異なる実施形態で示した構成同士を部分的に置換し又は組み合わせることが可能である。

例えば、上記の本実施形態においては、各受電装置が１つの受電ユニットを備えた構成が示されているが、各受電装置はそれぞれ複数の受電ユニットを備えていてもよい。

また、本発明に係る非接触電力伝送システムは、例えばＡＧＶに搭載されたバッテリの充電に適用されてもよく、あるいは電気自動車や、電動工具などの電気製品のバッテリの充電にも適用され得る。さらに、バッテリの充電のみならず、受電装置に接続された電気製品などの負荷に電力を供給する場合にも、本発明を適用することができる。

１…非接触電力伝送システム、２…送電装置、３…受電装置、４…負荷、１０，１１０，２１０…定電流出力回路、２０，１２０…送電ユニット、３０，１３０…受電ユニット、４０，１４０，２２０…電圧電流変換回路、５０，１５０…スイッチ回路、１１１…定電流源、１２１…伝送線路、１６０…整流回路、２１１…定電圧源、Ｃ１〜Ｃ７…コンデンサ、Ｌ０…送電コイル、Ｌ１…受電コイル、Ｌ２，Ｌ３…インダクタ、Ｒ１…抵抗素子、ＳＷ…スイッチ

Claims (5)

1. 高周波の定電流を出力する定電流出力回路、及び前記定電流が供給される送電ユニットを有する送電装置と、
   前記送電ユニットにおいて生じる磁界から結合係数に応じた電圧を出力する受電ユニット、及び前記電圧を電流に変換して負荷に供給する電圧電流変換回路をそれぞれ有する複数の受電装置と、
   を備え、
   前記受電ユニットは、直列接続された受電コイル、及び第１コンデンサを含み、
   前記複数の受電装置がそれぞれ有する前記受電コイルの自己インダクタンス値、及び前記結合係数が略等しい、
   非接触電力伝送システム。
2. 前記送電ユニットは、
   前記定電流が供給され、前記磁界を発生させる平行二線式の伝送線路と、
   前記伝送線路に直列接続された第２コンデンサと、
   を有する、
   請求項１に記載の非接触電力伝送システム。
3. 前記伝送線路と、前記複数の受電装置がそれぞれ有する前記受電コイルとの距離が略等しい、
   請求項２に記載の非接触電力伝送システム。
4. 前記定電流出力回路は、前記定電流を生成する定電流源を有する、
   請求項１から３のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。
5. 前記定電流出力回路は、
   定電圧源と、
   前記定電圧源から出力される電圧を前記定電流に変換する電源側電圧電流変換回路と、
   を有する、
   請求項１から３のいずれか一項に記載の非接触電力伝送システム。