CN107112812A

CN107112812A - 用于在dc电压源之间无线传输电力的装置和方法

Info

Publication number: CN107112812A
Application number: CN201680005765.1A
Authority: CN
Inventors: 朱塞佩·圭迪
Original assignee: Wartsila Norway AS
Current assignee: Wartsila Norway AS
Priority date: 2015-01-19
Filing date: 2016-01-19
Publication date: 2017-08-29
Anticipated expiration: 2036-01-19
Also published as: KR102110846B1; JP2018504088A; HRP20200028T1; CA2974188A1; AU2016209738A1; PL3248270T3; PT3248270T; KR20170120566A; WO2016118020A1; NO341430B1; MY179914A; DK3248270T3; JP6817221B2; EP3248270A1; CA2974188C; ES2764148T3; US10097045B2; NO20150087A1; CN107112812B; EP3248270B1

Abstract

公开了用于将来自DC电压源的电力无线传输到DC电压负载的装置，包括：与一个次级线圈松散耦合的一个初级线圈，初级线圈和次级线圈被各自配备有至少一个串联连接的谐振电容器，使得初级线圈在等于或略低于次级线圈谐振频率的频率下谐振；所述谐振线圈被安装在机械分离的结构上，使得相互移动是可能的。逆变器装置，其将发送端(初级侧)处的DC电压转换为幅度和频率可控的AC电压。次级侧处的至少一个整流器装置，其将次级侧处的谐振拾取线圈的端子处的AC电压转换为次级侧上的DC电压负载处的DC电压。控制系统，其通过以协调的方式改变初级谐振线圈的端子处的AC电压的幅度和频率来调节功率流。

Description

用于在DC电压源之间无线传输电力的装置和方法

技术领域

本发明涉及在相对于彼此移动导致可变耦合的两个结构之间进行感应电力传输的领域。特别地，公开了用于将来自DC电压源的可控电力无线传输到DC电压负载的装置。

背景技术

每当两个导电线圈被放置在空间中使得由它们中的每个生成的磁场也彼此链接时，可进行电能传递；这种形式的传递通常被称为感应电力传递(IPT)。

通常，当线圈紧密耦合时，也就是说当由每个线圈生成的磁通几乎完全与另一线圈链接时，电力传递易于实现。耦合度通常用如下定义的耦合系数k来表示：

其中

k是耦合系数且0≤k≤1

L₁是第一线圈的电感，以及

L₂是第二线圈的电感。

M是两个线圈的互感。

IPT最广泛的形式是经典的变压器，其中两个线圈被缠绕在共同的铁磁芯周围，产生最高可能的耦合度。在这样的结构中，耦合系数通常非常接近于一。

另一方面，松散耦合电路的特征在于耦合系数通常低于0.5，这意味着由每个线圈生成的磁通量的很大一部分不与另一线圈链接，导致磁“泄漏”。当线圈被建立在物理上分离的其间有不可忽略的分离距离的结构上时，几乎都有磁“泄露”情况。

从以上描述中还容易理解到，k通常是两个线圈的相对位置的函数，并且当任一线圈相对于另一线圈移动时，k可能变化很大。

因此，在可相对于彼此移动的两个物理上分离的结构之间传递电力的问题可在磁路方面表示为在具有可变耦合系数的松散耦合线圈之间的感应电力传递的问题。

为了优化电力传递过程并降低损耗，谐振的物理原理可应用于松散耦合的磁路。电容式组件被添加到两个线圈，使得由泄露电感消耗的无功功率通过添加的电容得以补偿；这样完美的补偿以如下谐振频率实现：

最先进的IPT系统或装置被设计成使得两个线圈的谐振频率一致，并且电力传递通过恰好在这样的共振频率下激励传输线圈来执行，实现了在发送的特定操作条件下的最小化的电压-电流额定值和非常好的传递效率以及在单位功率因数下工作的拾取转换器，因为无功功率被完全包含在由线圈和补偿电容器构成的谐振回路(resonant tank)内。

在法国专利公布Fr 3004596中公开了用于对车辆进行感应充电的方法。该充电系统的初级和次级线圈是可互相移动的。

发明公开

在其基本形式中，本文件中所考虑的IPT装置通常由两个松散耦合线圈、两个补偿电容器(每个线圈一个补偿电容器)、IPT装置的任一侧上用于进行激励(发送端)和拾取的功率转换器组成。发送端处的电源被假定为例如通过对50/60Hz的AC干线电源进行整流得到的DC源。负载也被假定为电压相对固定的DC负载；典型的情况是可充电电池。

发送端功率转换器(逆变器)从可用的DC电压生成频率和幅度可控的AC电压。拾取侧转换器(整流器)对由磁耦合产生的AC波形进行整流，将其转换成DC信号；如果设计这样做，则这样的转换器也可通过改变电压/电流电平来调整拾取侧阻抗。

在大多数实施中，发送和拾取线圈以各自的谐振频率一致的方式进行电容补偿；然后，发送端转换器被控制，以恰好在谐振频率生成激励信号，以供在对应于最小转换器电流的单位功率因数下操作。然后，功率流通过改变激励信号的幅度和/或等效的拾取阻抗来调节。

引发本公开的调查显示，在广泛可变的耦合系数的情况下，如果装置被设计为在某些耦合条件下不谐振操作，则关于给定的功率流需求的最坏情况下的转换器电压-电流可显著降低。

具体地，当耦合最小时，该装置恰好在谐振频率操作，从而实现了在最小转换器电压下的最小可能的最坏情况下的转换器电流。然而，当耦合增加时，发送端转换器不谐振操作，导致相同幅度的激励电压和相同的等效拾取阻抗下的功率流增加。结果，在最大和最小耦合下的必要激励电压之间的比例降低，同时重要的结果是最坏情况下的转换器和线圈的电流降低。

因此，该方法在用于实现功率转换器的半导体作用方面实现了显著减少。此外，线圈可用减量的铜量实现，导致体积、重量和成本降低。

另外，引入了简单的方法来实现用于最小化功率转换器在整个工作范围内的开关损耗的理想的、轻微感应的功率因数。该方法基于初级和次级线圈的自谐振频率的轻微失谐。

具体地，公开了用于将来自DC电压源的电力无线传输到DC电压负载的装置，包括：

●一个初级线圈和一个次级线圈，该初级线圈和次级线圈各自与被配置为实现公共谐振频率ω₀的电容器器件连接；

●所述一个初级线圈和一个次级线圈是可相互移动的；

●DC/AC转换器，其将初级侧处的DC电压转换成初级侧处的幅度和频率可控的AC电压；

●次级侧处的一个整流器，其将次级线圈的端子处的AC电压转换成次级侧上的负载处的DC电压；

●控制系统，其调节初级线圈和次级线圈之间的功率流，并通过以协调的方式改变初级线圈的端子处的AC电压的幅度和频率来自动适应两个线圈的机械位置的改变。

用于在发送端处实施DC/AC转换器的特定转换器拓扑结构是无关紧要的，只要其给出独立地控制激励电压的幅度和频率的可行性即可。在最常见的实施中，上述DC/AC转换器可基于被控制以生成起始于给定的DC侧电压的任何AC电压值的四开关器件H连接。

可选的附加DC-DC转换器可被放置在输入DC电压和H桥的DC侧之间，以便实现在降低损耗下的高频率工作。DC-DC+H桥的级联连接仍是可以独立控制电压和频率的DC/AC转换器。

次级侧处的负载可具有恒压特性，并且具有恒压特性的该负载可以是可充电电池。

整流器装置可被配置为独立控制次级侧处的谐振拾取线圈的端子处的AC电压。在本发明的一个方面中，用于将来自DC电压源的电力无线传输到DC电压负载的装置还包括至少一个附加控制电路，其计算待被施加在次级侧处的谐振拾取线圈的端子处的电压幅度。拾取线圈端子处的AC电压可独立于频率和拾取电流来进行控制。这相当于控制拾取线圈端子处的阻抗。

根据本发明，还公开了用于将来自DC电压源的电力无线传输到DC电压负载的方法，该方法包括以下步骤：

a.将一个初级线圈与一个次级线圈松散耦合，

b.给每个配备串联连接的谐振电容器，使得所述初级侧上的所述线圈以与所述次级侧上的线圈相同的频率谐振；

c.布置初级侧和次级侧上的所述谐振线圈，使得相互移动是可能的；

d.提供DC/AC转换器，其将初级侧处的DC电压转换为幅度和频率可控的AC电压；

e.提供整流器，其将所述次级侧处的所述谐振拾取线圈的端子处的AC电压转换成DC电压；

f.提供控制系统，其通过以协调的方式改变初级谐振线圈的端子处的AC电压的幅度和频率来调节初级和次级线圈之间的功率流；

g.在拾取侧处提供负载，所述负载具有恒压特性。

步骤g还可包括将具有恒压特性的所述负载作为可充电电池来提供。

根据本发明的另一方面，该方法还可包括以下步骤：

配置所述整流器装置以用于独立控制谐振拾取线圈的端子处的AC电压，以及

提供附加控制电路，其计算待被施加在次级侧处的谐振拾取线圈的端子处的电压幅度。

根据本发明的另一方面，控制系统可将激励频率调节为总是等于或高于谐振频率，并且在又一方面中，控制系统可将激励频率调节为总是等于或低于谐振频率。

在另一方面中，该方法还可包括以下步骤：

提供基于被控制以便生成开始于给定的DC侧电压的AC电压的任何期望值的四开关器件H连接的DC/AC转换器。

该方法还可包括以下步骤：

提供基于被控制以便生成由DC侧电压固定的幅度的方波电压的四开关器件H连接的DC/AC转换器，以及在输入DC电压源和逆变器输入端处的DC电压之间的DC-DC转换器。

其他有利的特征体现在所附的独立权利要求中，而本发明的特定实施例体现在所附的从属权利要求。

附图简述

为了使本发明更容易理解，以下的讨论将参照附图，其中：

图1是表示具有串联连接的谐振电容器及其主要组件的无线电力传递装置的示意图，

图2是用作逆变器的包括四个IGBT开关器件和DC侧的平滑电容器的H桥电路的示意图，

图3是基于桥配置的二极管整流器的示意图，

图4是由二极管整流器和DC-DC转换器的级联连接构成的有源整流器的示意图，

图5是基于H桥拓扑结构的具有四个可控开关器件(IGBT)和相关联的反向并联二极管的有源整流器的示意图，

图6是在发送侧和拾取侧二者上具有串联补偿的一对松散耦合线圈的频率特性的曲线图；对于固定幅度的发送电压和拾取电压，传输功率、发送端电压和电流之间的相位位移、发送端电压和拾取端电容器电压之间的相位位移显示为工作频率的函数，

图7是示出了关于发送端的电压和电流之间的相位位移的以及关于发送端电压和拾取端电容器电压之间的相位位移的初级和次级自谐振频率之间失谐的影响的曲线图，

图8示出了在发送端电压/频率控制的情况下用于调节功率流的控制系统的框图和无线电力传递装置。由锁相环(PLL)检测到的发送端电压/电流位移用作确定工作频率的控制变量，

图9示出了在发送端电压/频率控制的情况下用于调节功率流的控制系统的框图和无线电力传递装置。发送端电压和拾取电容器电压之间的相位位移用作确定工作频率的控制变量，

图10示出了在发送端电压/频率控制的情况下用于调节功率流的控制系统的框图和无线电力传递装置。发送端电压/电流之间的相位位移直接用作在不使用PLL的情况下确定工作频率的控制变量，以及

图11示出了在发送端电压/频率控制结合拾取端电压控制的情况下用于调节功率流的控制系统的框图和无线电力传递装置，以及

图12示出了在关于不使用PLL时的情况的发送端电压/频率控制结合拾取端电压控制的情况下用于调节功率流的控制系统的框图和无线电力传递装置。

实施发明的最佳模式

本发明涉及无线电力传递，特别是涉及在耦合系数变化也就是初级线圈和次级线圈松散耦合的情况下的无线电力传递。这样的布置可能会发现广泛的应用领域。

在以下讨论中，将遵循附图；然而，附图不一定公开所有特征/组件，此外附图中所示的组件不是强制性的。附图是为了易于理解本发明。

应认识到的是，由于影响功率流方程的参数是得出的磁系数(自感系统和耦合系数)，因此通过松散耦合，对相对移动没有限制：即，允许全6自由度(x-y-z、滚转(roll)、俯仰(pitch)、偏转(yaw))。出于同样的原因，不管是初级线圈移动还是次级线圈移动(或二者移动)都不重要。对移动速度的唯一约束是与系统的电谐振频率对应的时间帧必须要慢的多。然而，这在大多数实践情况下都是满足的。

当允许发送线圈和接收线圈的相对位置在工作期间变化很大时，交叉链路反馈可用于提高功率传递效率以及降低转换器的功率额定值。两个补偿线圈被调谐为具有相同的谐振频率。当线圈之间的耦合足够低时使用谐振下的操作，而当耦合增加时允许非谐振操作，导致相同输入/输出电压的电力传递增加。可使用更小的线圈和更小的功率转换器，因为与常规谐振操作相比，最坏情况下的电流降低。

通过对装置进行调谐来实现损耗的进一步减少，使得初级自谐振频率略低于次级自谐振频率，从而在整个工作范围内实现轻微感应功率因数操作和初级侧转换器的降低的开关损耗。

如上所述，本发明涉及用于在安装在可有显著相对移动的结构上的两个松散耦合线圈之间传输电力的装置和方法。通过允许适当设计的IPT的非谐振操作，可实现对转换器半导体要求的最小化。

为了说明原理，让我们参照图1中的一般IPT装置。在这样的装置中，电力旨在从整流电源流到拾取侧DC源。后者可以是电池的物理端子或DC子系统的恒压端子。

H桥的高功率部分在图2中示出。示出了IGBT器件，因为将处于必须传输大功率(超过100kW)的情况下。这样的桥可以以方波模式工作，导致可变(可控)的频率，其中固定的AC电压幅度由桥输入端处的DC电压电平唯一确定。可替代地，受控持续时间的零电压状态可被添加到输出电压波形，使得AC电压的幅度和频率都可被独立调节。AC电压输出的基本分量的可实现均方根值为：

对激励频率的非理论上的限制由DC/AC转换器引入；然而，出于实践原因，可指定频率可在谐振频率周围的+/-50％变化。图6和图7表明，对于典型设计来说，远远小于频率变化的50％实际上是必要的。

在图1中，发送线圈和拾取线圈分别通过串联电容器C1和C2器件进行补偿。电容值通常被确定，使得两个线圈都在标称条件的相同频率下(ω_0,发送＝ω_0,拾取)谐振：

图1中的拾取侧整流器可以是无源整流器(图3)或有源整流器(图4、图5)。

在无源整流器的情况下，拾取侧AC电压由拾取侧DC电压唯一确定，并且整流器端子处的等效失拾取电阻也由负载唯一确定：

如果使用有源整流器，则可改变拾取AC电压和拾取等效电阻二者，给控制策略再增加一个自由度。

在谐振频率下，忽略线圈和电容器中的损耗，功率流由以下简单的关系表示：

该装置必须被设计成使得在耦合系数的预期变化的整个范围内可实现额定功率流。后者仅以基本上线性的方式影响以上方程中的互感M。串联-串联补偿确保了谐振频率基本上不受变化的k的影响。因此，如果设备总是工作在谐振下，则以下必须成立：

同类的关系适用于线圈电流。

因此，注意的是，在图2、图3、图4中的转换器中，最大AC侧电压决定了开关(IGBT或二极管)的必要的电压阻断能力，而最大AC侧电流对应于开关在其接通状态期间必须导通的最大电流。因此，如果始终保持谐振操作，则在广泛可变的耦合系数下的操作会导致对开关的非常严格的要求。

发送端桥的最坏情况是当使用无源拾取结构时，得到：

如果拾取整流器也能够调节电压，则对于发送端桥的电压-电流要求可通过平均分配由于发送和拾取的转换器之间的耦合减少而引起的电流增加得以减小：

引发本公开的调查显示，允许非谐振操作可通过以上预测的值显著降低对于H桥的半导体要求。

可验证，当IPT装置被设计成使得在发送线圈和拾取线圈中都实现电流密度相同最大值时，作为给定发送和拾取电压幅度的激励频率的函数的功率传递是图6中所示的形式。该特性的特征在于接近谐振频率的频率处的局部最小值，其中在两个频率处的明显峰值分别低于(f1)谐振频率和高于(f2)谐振频率。该事实，与对激发电压和电流之间的相位位移在整个范围内f₁≤f≤f₂对工作频率不敏感的观察相结合，可用于在装置工作在最大耦合下时升高功率流，因此需要比由方程0.6预测的工作电压低的最大工作电压。

从图6示出了在频率范围f₁≤f≤f₂内工作导致接近单位功率因数，意味着如果以方波模式工作则初级侧的转换器将总是在电流非常接近零时换向。当换向电流稍微滞后于电压时，这对于具有最佳性能的实际IGBT器件来说不是最佳的。

引发本公开的调查显示，初级和次级自谐振频率之间的轻微失谐使得具有将发送端V-I相位位移特性朝向感应操作偏移的期望效果f_0,发送<f_0,拾取如图7中所示。失谐对谐振下的功率流几乎没有影响，并且对增加子谐振操作下的功率流有附加影响(f₁≤f≤f_0,拾取)。

因此，轻微失谐的使用允许初级转换器的轻微感应操作，从而在工作范围f₁≤f≤f_0,拾取内有最小的开关损耗。

当耦合最小时执行谐振操作，使得方程0.6成立。作为结果，对于额定功率流的最小电压和最大电压之间的比例将从由方程(0.8)或(0.9)预测的比例降低，允许了使用具有降低的电流额定值的开关器件。

在用于谐振的常规操作的方程(0.7)中给出的最小耦合和最大耦合下的功率流条件如下所示：

方便地，发送端处的最大电压选择为对于给定V_dc,输入尽可能高，以便最小化电流并最大化效率。然而，存在满足以上关系的无限数量的组合(V_{发送,最小},)。因此，设计需要另外一个标准。可提出以下选项：

a)在最大耦合下的额定功率流恰好在图6的功率-频率特性的峰值处实现：

P_最大＝max(P(k_最大,V_{发送,最大},ω₁),P(k_最大,V_{发送,最大},ω₂)) (0.11)

b)相同的峰值谐振电压在与额定功率流的最小耦合和最大耦合下获得：

c)输入相位位移不超过给定的阈值：

得到几乎等效的设计的其他标准是可能的。

为了控制所提出的IPT的功率流，有必要以协调的方式对激励电压和激励频率进行动作。如果使用有源整流器结构，则控制动作中的一个附加自由度可通过控制拾取侧处的AC电压的幅度来构成。

对于在拾取侧处仅使用无源整流器的情况下的控制系统在图8中示出。呈现了以下主要功能块：

作用于发送端电压幅度的充电电流调节器；

作用于相位位移参考的充电电流调节器；

实现以上任一调节器的互锁逻辑；

锁相环(PLL)和相关联的逻辑，其用于将受控(反馈)信号的相位调节为由调节器2输出的参考值。

调节器1可以是任何线性或非线性调节器，例如常规的比例积分(PI)控制器；它生成在可实现的范围内变化的电压幅度指令(等式(0.3))。调节器由互锁逻辑使能；当禁用时，输出和所有内部状态(如果存在)被冻结到其当前值。

调节器2可以是任何线性或非线性调节器，例如常规的PI控制器；它生成在允许范围之间变化的相位位移指令：

如果期望高于谐振的操作

如果期望低于谐振的操作 (0.14)

注意的是，使装置恰好在谐振频率下工作。特别地，如果装置被设计成在初级和次级谐振频率之间具有轻微的失谐，若交叉链路返回用在PLL中，则促使恰好在f_0,发送下的操作。

调节器2由互锁逻辑(3)使能；当禁用时，输出和所有内部状态(如果存在)被冻结到其当前值。

互锁逻辑检查两个调节器(调节器1和调节器2)的输出，并根据以下逻辑生成使能信号：

如果调节器1被使能，然后如果调节器1达到其最大允许的输出，则使能调节器2并禁用调节器1。

否则(调节器2被使能)，如果调节器2达到零输出，则使能调节器1并禁用调节器2。

一些小的滞后和/或拖延时间可被添加在以上决策过程中，以避免两个状态之间的反复(chattering)。

PLL逻辑采用发送端的激励电压(V_发送)和反馈信号之间的相位差，试图使其等于由调节器2生成的相位参考。其输出是发送端基波电压的频率的校正项。

反馈信号可以是以下之一：

●如图8中所示的发送端AC电流(H桥电流)。该布置具有不需要来自IPT的拾取侧的高带宽反馈的优点；然而，由于可能会使发送端的电压和电流之间的相位位移改变其在谐振频率周围的梯度的符号的众所周知的分叉现象，控制器在某些工作条件下可能会变得不稳定。通常，即使避免了分岔，发送端V-I相位位移对频率变化也如图6的特性所示十分不敏感。

●如图9中所示的谐振电容器(C2)两端的拾取端电压。该解决方案在控制稳定性方面鲁棒性更强，因为分岔现象从来不会出现，并且V_发送和Vc2之间的相位位移对工作频率的敏感度总是使得稳定控制可被实现。注意的是，在谐振下，V发送和Vc2同相(零位移)。

●拾取端AC电流。

●拾取端AC电压。

最后两个选项基本相当于前一个选项，因为Vc2、V_拾取和I_拾取是通过以下固定关系直接相关：

∠V_拾取＝∠I_拾取 (0.16)

因此，这些解决方案相当于在可实现的控制性能方面使用VC2的解决方案。

基于拾取信号的解决方案的缺点是需要来自IPT的拾取侧的高带宽反馈。因此，提出了图10中所示的可替代的解决方案。

在图10的系统中，作用于相位位移参考的初始充电电流调节器(图8和图9中的调节器2)已被作用于H桥输出频率的充电电流调节器(调节器3)取代。

此外，还添加了以下控制块：

相位检测器，对电压和电流之间的角位移进行评估：

频率限制调节器(调节器4)，生成对于调节器3的输出限制。

调节器3的输出限制器，当调节器的输出超过由调节器4计算的值时，其动态地限制调节器的输出。

在图4或图5中所示类型的有源整流器用在拾取侧的情况下，图9和图10的控制系统分别根据图11和图12略有修改。

图9和图11中的系统之间的唯一差别是调节器1的输出不仅用于命令发送端电压的幅度，还用于命令拾取侧DC-DC转换器的电压比例。该结构确保了V_发送和V_拾取的幅度之间的每单位比例保持恒定并等于标称值，从而最小化了整体的电压-电流要求。

与之前所解释的类似，由PLL使用的反馈信号可来自不同的源：

●发送端AC电流(I发送)；

●谐振电容器(VC2)两端的拾取端电压；

●整流器AC端子(V_拾取)处的拾取端电压；

●拾取端AC电流(I_拾取)。

图10和图12中的系统之间的唯一差别是调节器1的输出不仅用于命令发送端电压的幅度，还用于命令拾取侧DC-DC转换器的电压比例。该结构确保了V发送和V拾取的幅度之间的每单位比例保持恒定并等于标称值，从而最小化了整体的电压-电流要求。

本发明的一个实施例

本发明可在诸如但不限于以下的广泛领域中找到其应用：

●停放电动交通工具(EV)的感应充电。在这种情况下，气隙在充电时不改变，但可能会有在设计阶段必须要考虑的未知的未对准。

●具有电池电动推进系统的船舶或其他海上船只的感应充电。

●对可移动装备(机器人手臂等)的连续供电，其中电线可能会构成对移动的妨碍和/或降低可靠性。

●对放置在不可接近(或密封)的环境中的可移动装备的供电。

●火车、电车和公共汽车特别是在不期望暴露的高压或中压电线的城市区域中的供电。

在根据本发明的感应电力传递装置的一个示例中，装置在15和50cm之间可变的距离处的连续电力传递额定为1MW。装置配置在图1中示出，并包括：

初级线圈，外部尺寸约1.0m宽和2.0m长；线圈是平面的，并且被缠绕在磁性材料的背板的顶部上。线圈与电容器组串联连接，使得得到的谐振频率约为3-5kHz。次级线圈，外部尺寸约1.0m宽和2.0m长；线圈是平面的，并且被缠绕在磁性材料的背板的顶部上。线圈与电容器组串联连接，使得得到的谐振频率约为3-5kHz。图2中所示类型的发送端DC/AC转换器以最大DC电压1000V工作。

图3中的类型的拾取处的整流器，其负载侧DC电压为1000V。

当两个线圈完全相对彼此并且它们之间的距离在指定限制之间变化时，根据给定的尺寸和几何形状，计算出在大约0.6和0.2之间变化的耦合系数。根据(0.8)，如果谐振操作的常规方法用于操作该装置，则必须允许至少为3333A的最坏情况下的电流流到发送线圈中并流到发送端处的转换器的固态器件中。

图9中的控制系统允许将最坏情况下的电流降低到约1270A，从而导致线圈和转换器的小型化。通过考虑给定设计的功率/频率特性(如图6)并随后对在这样的特性具有峰值的频率下传递额定功率所需的电压和电流进行评估来计算数1270A。在数学上，这相当于使用由(0.11)定义的约束求解方程(0.10)。

本发明的第二实施例

在本发明的第二实施例中，提供了在15cm和50cm之间可变的距离处连续电力传递额定为1MW的感应电力传递装置。装置配置在图1中示出，并包括：

图4中的类型的拾取处的整流器，其负载侧DC电压为1000V。

当两个线圈完全相对彼此并且它们之间的距离在指定限制之间变化时，根据给定的尺寸和几何形状，计算出在大约0.6和0.2之间变化的耦合系数。根据(0.9)，如果谐振操作的常规方法用于操作该装置，则必须允许至少为1925A的最坏情况下的电流流到发送线圈中并流到发送端处的转换器的固态器件中。

图10中的控制系统允许将最坏情况下的电流降低到约1430A，从而导致线圈和转换器的小型化。

定义列表

逆变器	将DC电压转换为AC电压的DC/AC转换器

Claims

1.一种用于将来自DC电压源的电力无线传输到DC电压负载的装置，包括：

a)一个初级线圈和一个次级线圈，所述初级线圈和所述次级线圈各自与被配置为实现公共谐振频率ω0的电容器器件连接；

b)所述一个初级线圈和所述一个次级线圈是相互可移动的；

c)DC/AC转换器，所述DC/AC转换器将初级侧处的DC电压转换成所述初级侧处的幅度和频率可控的AC电压；

d)所述次级侧处的一个整流器，所述次级侧处的一个整流器将所述次级线圈的端子处的AC电压转换为所述次级侧上的所述负载处的DC电压；

e)控制系统，所述控制系统调节所述初级线圈和所述次级线圈之间的功率流，并通过以协调的方式改变所述初级线圈的端子处的AC电压的幅度和频率来自动适应所述两个线圈的机械位置的改变。

2.如权利要求1所述的装置，其中，所述次级侧处的所述负载具有恒压特性。

3.如权利要求2所述的装置，其中，具有恒压特性的所述负载是可充电电池。

4.如权利要求1-3所述的装置，其中，所述整流器装置被配置用于独立控制所述次级侧处的谐振拾取线圈的端子处的AC电压的幅度和频率，以及

●所述用于将来自DC电压源的电力无线传输到DC电压负载的装置还包括至少一个附加控制电路，所述至少一个附加控制电路计算待被施加在所述次级侧处的所述谐振拾取线圈的端子处的电压幅度。

5.如权利要求1-4所述的装置，其中，所述DC电压源通过对AC干线电源进行整流来获得。

6.如权利要求1-5所述的装置，其中，所述DC/AC转换器基于被控制以生成起始于给定的DC侧电压的AC电压的任何值的四开关器件的H连接。

7.如权利要求1-6所述的装置，其中，所述DC/AC转换器基于被控制以便生成由所述DC侧电压固定的幅度的方波电压的四开关器件的H连接，以及

f)DC-DC转换器，所述DC-DC转换器在所述输入DC电压源和所述DC/AC转换器输入端处的DC电压之间。

8.一种用于将来自DC电压源的电力无线传输到DC电压负载的方法，包括以下步骤：

a.将一个初级线圈与一个次级线圈松散耦合，

b.给每个配备串联连接的谐振电容器，使得所述初级侧上的线圈在与所述次级侧上的线圈相同的频率下谐振；

c.布置所述初级侧和所述次级侧上的所述谐振线圈，使得相互移动是可能的；

d.提供DC/AC转换器，所述DC/AC转换器将初级侧处的DC电压转换为幅度和频率可控的AC电压；

e.提供整流器，所述整流器将所述次级侧处的谐振拾取线圈的端子处的AC电压转换成DC电压；

f.提供控制系统，所述控制系统调节所述初级线圈和所述次级线圈之间的功率流，并通过以协调的方式改变所述初级谐振线圈的端子处的AC电压的幅度和频率来自动适应所述两个线圈的机械位置的改变；

g.在拾取侧处提供具有恒压特性的负载。

9.如权利要求8所述的方法，其中，步骤g还包括将具有恒压特性的所述负载作为可充电电池来提供。

10.如权利要求8-9所述的方法，还包括以下步骤：将所述整流器装置配置成独立控制所述谐振拾取线圈的端子处的AC电压，以及提供附加控制电路，所述附加控制电路计算待被施加在所述次级侧处的所述谐振拾取线圈的端子处的电压幅度。

11.如权利要求8-10所述的方法，其中，步骤f中的所述控制系统将所述激励频率调节为总是等于或高于所述谐振频率。

12.如权利要求8-10所述的方法，其中，所述控制系统将所述激励频率调节为总是等于或低于所述谐振频率。

13.如权利要求8-12所述的方法，还包括以下步骤：提供基于被控制以生成起始于给定的DC侧电压的AC电压的任何期望值的四开关器件的H连接的所述DC/AC转换器。

14.如权利要求8-13所述的方法，还包括以下步骤：提供基于被控制以便生成由所述DC侧电压固定的幅度的方波电压的四开关器件的H连接的所述DC/AC转换器，以及在所述输入DC电压源和所述逆变器输入端处的DC电压之间的DC-DC转换器。