CN1317873A - 变换器模块 - Google Patents

Abstract

一种变换器模块，由整流器电路、开关器件和二极管构成的斩波器电路和控制电路构成，控制电路通过控制所述开关器件控制DC电压，变换器模块包含多个检测终端，根据外部信号选择各检测终端中的一个或多个，根据来自所选择的检测终端的检测值控制DC电压。所属变换器模块也可以包含多个DC电压指令值，根据外部信号选择其中一个电压指令值，由此控制DC电压。

Description

变换器模块

本申请是中国专利申请No.95197970.1的分案申请。

本发明涉及一种变换器模块，其由用于将AC电源变成DC电源的整流器电路、开关器件和二极管构成的斩波器电路和控制电路构成。

在日本公告的专利Hei6-105563中公开了一个电动机控制器，其为对AC电源整流用以变成DC电源的整流电路，并且通过综合利用一抑制在电源电流中产生的谐波的电源电路和电动机驱动电路对电动机进行速度控制。

该电动机控制器由一改进功率因数的变换器电路和用于驱动电动机的逆变器电路构成，前一变换器电路采用升压斩波器电路，同时进行对电源电流中的谐波抑制和对DC电压的控制，在低负载时，该电动机控制器控制DC电压使之取为能改善功率因数的最低电压值并利用该逆变器电路通过PWM控制来对电动机进行转速控制，以及在高负载时，中止由逆变器进行的PWM控制，而是通过利用变换器的DC电压控制即PAM控制对电动机进行速度控制。

在上述现有技术中，电动机速度控制电路在低负载时的结构与在高负载时的结构是不同的，需要根据负载状态进行不同的速度控制操作。即，在低负载时，由速度偏差计算用于逆变器的PWM信号的占空比，而在高负载时，由速度偏差计算对于变换器的DC电压指令。

此外，根据对于逆变器的PWM信号的占空比对应的DC电压值指令速度值和当时的速度在低负载时控制电路和在高负载时的控制电路之间进行转换。

然而，在上述现有技术中，需要用于低负载运行和高负载运行的两种速度控制电路，因此控制电路变得复杂。

此外，由于利用很多不同的信号来确定用于低负载运行和高负载运行的两种控制电路的转换，需要很多检测器电路。

本发明的目的是解决现有技术存在的上述问题，并提供一种电动机控制器，其能利用一个简单的速度控制器电路进行电动机速度控制，而不管是低负载还是高负载。

本发明的电动机控制器包含：用于将AC电源变换为DC电源的整流器电路和滤波电路；由斩波器电路构成的变换器电路，用于通过利用开关操作和电抗器的储能作用控制DC电压；电动机驱动装置，由连接到变换器电路输出端和电动机上的逆变器电路构成；用于控制斩波器电路的开关操作的变换器控制电路；用于控制驱动电动机的逆变器电路的开关操作的逆变器控制电路；速度检测器电路，用于检测电动机转子位置和计算电动机速度；速度控制电路，接收计算的速度值和速度指令值，用于通过逆变器控制电路对电动机进行速度控制；DC电压控制电路，接收速度控制回路的输出信号用于根据该输出信号通过变换器控制电路控制DC电压。

作为一优选实施例，DC电压控制电路适于向变换器控制电路输出信号，当速度控制电路的输出达到预定值时，使DC电压增加或者降低。

作为一优选实施例，DC电压控制电路适于通过变换器控制电路控制DC电压，以使速度控制电路的输出取为预定值。

按照一优选实施例，提供占空比信号或计算的速度值与速度指令值的速度偏差信号作为速度控制电路的输出。

按照一优选实施例，电动机控制器还包含一DC电压波动校正电路，检测DC电压的波动分量，用于根据该波动分量改变到逆变器控制电路的输入信号。

在上述结构中，逆变器控制电路根据来自速度检测器电路的位置信号和来自速度控制电路的占空比信号驱动逆变器中的开关器件以便驱动电动机。速度检测器电路检测由电动机感应的电压并由该感应的电压计算转子的位置，以脉冲形式输出检测的位置信号，同时由计算的位置信号计算速度并向速度控制电路提供与检测的速度值相同的速度值。速度控制电路由外部速度指令值和检测速度值计算用于逆变器的PWM脉冲的占空比信号，以使速度偏差变为零。逆变器电路、电动机速度检测电路、逆变器控制电路和速度控制电路构成一电动机速度控制电路，根据外部速度指令值对电动机进行速度控制。变换器控制电路根据来自DC电压控制电路的信号控制斩波器电路的开关器件。DC电压控制电路检测DC电压和速度控制电路的输出信号例如占空比信号，以及这样控制DC电压，即当占空比信号达到预定值时例如达到占空比信号范围的上限值时将DC电压提供一预定值，以及当占空比信号达到下限值时将DC电压降低一预定值。变换器电路、变换器控制电路和DC电压控制电路构成变换器的DC电压控制电路、并借此控制DC电压。

通过综合电动机速度控制电路和变换器DC电压控制电路以及使两个电路相应工作，通过利用简单的结构就能实现对电动机的速度进行控制而与电动机的负载状态无关。

图1是根据本发明的第一实施例的电动机控制器的方块图，图2是表示作为电动控制器的一个构成部分的DC电压控制电路结构的示意图。

图3和4是用于解释根据本发明第一实施例的电动机控制器的工作特性的示意图。

图5、6、7、8是表示作为根据本发明的第一实施例的电动机控制器的一个构成部分的DC电压控制电路的其它结构的示意图；

图9和图10是用于解释根据本发明的第一实施例的电动机控制器的工作特性的示意图，其中控制器采用如图7和8所示的DC电压控制电路。

图11是表示作为根据本发明的第一实施例的电动机控制器的一个构成部分的DC电压控制电路的另一种结构的示意图。

图12是根据本发明的另一实施例的电动机控制器的方块图，图13是表示作为电动机控制电路的一个构成部分的DC电压控制电路结构的示意图。

图14是根据本发明的再一个实施例的电动机控制器的方块图，图15是解释在电动机控制器中进行的对DC电压脉动校正操作的示意图。

图16是采用本发明的电动机控制器的空调器的方块图。

图17是表示作为本发明的电动机控制器结构的一部分的模块化的变换器模块结构的示意图。

下面参照附图对本发明进行详细介绍。

图1和图2是用于解释本发明的电动机控制器的第一实施例的示意图。图1是由电动机控制器的总体结构图，其包含：采用整流器电路和升压斩波器电路的变换器电路以及由逆变器电路构成的电动机驱动电路以及电动机。

AC电源1连接到变换器电路2并通过变换器电路2输出DC电压，该变换器电路2由整流器电路和一由电抗器、二极管和晶体管构成的升压斩波器电路组成。在变换器电路2中的升压斩波器电路连接到在变换器电路2中的整流器电路的输出侧，并且利用晶体管的开关作用控制输入电流的流动，以及利用电抗器的储能作用来升高电压。被升压的DC电压提供到滤波电容器，由其输出稳定的直流电压。

与同步电动机4相连的逆变器3连接到在变换器电路2内的滤波电容器，并将由滤波电容器提供的DC电压变换为AC电压以便驱动同步电动机4。

速度检测器电路5根据由同步电动机4产生的电压计算磁极的位置，并将位置信号输出到逆变器控制电路6。其还根据计算的位置信号进行速度计算，并将检测的速度值输出到速度控制电路7。

速度控制电路7根据来自速度检测器电路5的检测速度值和外部速度指令向逆变器控制电路6输出占空比信号，以使速度偏差变为零。

逆变器控制电路6根据来自速度检测器电路5的检测位置信号和来自速度控制电路7的占空比信号产生驱动信号，驱动在逆变器3中的晶体管，以此对于同步电动机4的速度控制。

变换器控制电路8根据来自DC电压控制电路9的电流指令值驱动在变换器电路2内的晶体管，并控制输入到变换器2的电流，使之具有正弦波形，以此改善电源的功率因数，同时控制DC电压。

DC电压控制电路9检测作为速度控制电路7的输出的占空比信号，并根据占空比信号的数值控制DC电压。

图2表示DC电压控制电路9的内部结构。DC电压控制电路9包含：选择器电路93和多路转换器95，它们根据占空比信号选择由DC电压指令值发生器电路96产生的多个DC电压指令值的其中之一并输出所选择的信号；检测器电路94，检测来自变换器2的DC输出电压，并将其变换为数值可用于控制电路2中的电压值，比例环节91和积分环节92。

比例环节91和积分环节92的运算使得与由DC电压指令值形成的dc电压检测值的偏差可以变为零，并且将该结果作为电流指令输出。

多路转换器95是一种根据外部信号选择多个所提供的DC电压指令值的其中之一并且仅输出所选择的DC电压指令值。在图2中所示的实例中，按照递增的数值顺序安排有从1到4的DC电压指令值。将DC电压指令值1设为由变换器2可控制的最低DC电压。

选择器电路93根据作为速度控制电路7的输出的占空比信号，向多路转换器95输出与占空比信号的数值相对应的开关信号。

利用该用于解释控制操作特性的图3介绍选择器电路93的控制特性。图3是一曲线图，沿横座标轴取电动机的转速，沿纵座标取DC电压、电动机电压和占空比。该曲线图表示在恒定的负载下电动机电压、DC电压和占空比随转速的变化。

在电动机处于低速度例如起动时，选择器93输出一开关信号以使DC电压指令值1被选中，以及DC电压控制电路9控制DC电压以取为选择的DC电压指令值。

由于在受控的DC电压的这个阶段电压低，在其增加旋转速度的早期阶段占空比达到100％，因此，不可能再增加电动机的转速(点A)。在这一点，选择器电路93输出一开关信号，以使选择DC电压指令值2输送到多路转换器95。多路转换器95选择DC电压取为DC电压指令值2。因此，占空比突然降低到60％，而电动机电压升高。虽然在所示的情况下，占空比最小值被定为60％，这一数值仅为了解释方便。实际上，根据负载状态，电动机的转速、速度控制电路7的响应速度以及其它量，占空比并不发生急剧的变化。

随着电动机转速增加，占空比再次变为100％(点B)。于是，再次进行上述控制，选择DC电压指令值3，因此，DC电压增加，占空比下降到60％。

通过重复上述控制操作，DC电压随转速的增加而增加，因此，可以进行电动机速度控制。

下面将介绍与上述相反的电动机速度降低的情况。

当电动机高速旋转，由于输入速度降低指令电动机转速降低时，占空比下降，电动机电压下降。当占空比变为60％(点C)时，与上述相反，DC电压指令值由DC电压指令值4转换到DC电压指令值3，因此DC电压下降。当DC电压下降时，占空比增加，所取数值接近100％。这里DC电压的降低必须设定，以使当DC电压下降时，这一个数值将不会引起占空比超过100％。

为了进一步降低转速，占空比下降，DC电压指令值在点B处由DC电压指令值3转换到该DC电压指令值2。通过重复这些操作，对电动机的转速进行控制。

通过重复上述操作，占空比保持始终接近100％，电动机电压也可以始终保持接近电动机所需的电压。因此，电动机和逆变器的状态在其中产生的损耗方面可以改善，以及电动机可以按照更高的电动机效率驱动，并且逆变器效率可以始终保持在良好的状态。此外，由于对变换器，DC电压不需上升大于所需值，变换器效率可以提高。

此外，由于DC电压根据电动机的转速可以改变，一个单一电路就可以保证电动机由低速上升到高速。换句话说，利用一个控制器也可以保证甚至在电动机设计工作点不同的各种电动机的运行，始终使之运行在高效的运行点。

图4是用于解释在某种情况下控制操作特性的示意图，即DC电压的转换点聚集在比在比图3所示情况中更高转速的一侧。这里的基本操作与在图3所示情况相同。与其不同的一点是，在DC电压转换点的占空比数值被定为100％和90％。

由于在变换器电路2中使用升压斩波器电路以及DC电压不能降低到接收的电压的21/2倍之下，在图4中所示的控制操作方式比在图3中所示的在实际操作方面更有效。此外，在对本实施例介绍中虽然所述变换器电路采用升压斩波器电路，即使当变换器电路采用升压/降压斩波器电路或类似电路和也可进行相同的控制操作并能采用可降低DC电压的变换器电路。

在上述部分中，对控制操作的实例是按照DC电压指令值的选择电平为4种的情况介绍的。然而，可以将DC电压指令值更精细地确定。此外，由于DC电压可以在更宽的范围内控制，只要电路结构允许最好增加可选择的DC电压指令值的数目。

虽然，在图2中所示的DC电压控制电路的实例中，电流指令值是由DC电压的偏差计算的，DC电压指令值可以直接计算。

图5是表示与在图2中所示DC电压控制电路不同的DC电压控制电路的实施例的内部结构的示意图。其与图2的不同点是DC电压指令发生器电路98和DC电压检测器电路97。在图5所示的系统中，仅有一个DC电压指令值并设有多个检测器电路97。其它电路功能与图2相同。

在图5所示实例中，利用选择器电路93收到占空比信号时产生的开关信号转换多路转换器95，因此多个检测器中的一个被选中。根据来自所选择的检测器电路的检测信号，控制DC电压。此外，在这一系统中，可以进行如在图3和图4中所示的各种控制操作，并可以得到相同的效果。这里，检测器电路97是一用于将DC电压变换为可以利用控制电路处理的电压电平，以及该电路的构成能使当达到预定DC电压电平时，产生具有与DC电压指令值相同电平的电压。

最近，已经提出很多种类型的装置，例如这种类型的变换器电路控制用IC，其中通过调节在检测器电路中的增益来控制DC电压。在采用这种变换器控制用IC的电动机控制器中，在图5所示的系统可以有效地使用。

图6是表示图5所示结构采用固体电路结构的示意图。在图6中，在图5中所示的选择器电路93是通过微机70采用的软件实现的。此外，在图5中所示的比例环节91和积分环节92是通过采用运算放大器71的模拟电路实现的。DC电压检测器电路96是由如图6中所示的多级电阻电路72构成的。这里，微机70还具有如在图1中所示的速度检测器电路5和速度控制电路7的功能。

图2、5和6中所示的DC电压控制电路是通过利用多路转换器95之类选择DC电压指令值或DC电压检测值进行DC电压控制。然而，在这些系统中，指令值或检测值被继续转换。因此，在这些转换点，会产生很大的DC电压变化。

图7表示DC电压控制电路的结构，该电路采用一用于连续改变如图2中所示DC电压指令值的DC电压指令计算电路96。此外，图8表示图5中所示的DC电压检测器电路97由DC电压检测和计算电路99的实例。

DC电压指令计算电路90检测占空比信号，并计算能使占空比取一预定值的DC电压指令值。另一方面，DC电压检测和计算电路99检测占空比信号并计算能使占空比取一预定值的DC电压检测增益，然后根据检测增益输出DC电压检测值。

通过所述电路结构，DC电压指令值或DC电压检测值变为连续输出，使对DC电压能线性控制。

图9表示当采用图7或8中所示DC电压控制电路时的DC电压，占空比和电动机电压与所得到的转速的关系曲线。根据这种系统，可以线性控制DC电压。因此，可以实现对电动机的平稳控制。

由于当在图1中所示的变换器电路2中采用升压/降压斩波器电路时DC电压可控制变得低于电源电压。由图10中所示的低转速阶段起，可以实现按照大的占空比数值进行控制。因而，即使当转速较低时，也变得能够实现有效的电动机控制。图10表示当采用能自由控制DC电压的换器时的DC电压，占空比和电动机电压与转速的关系曲线。

虽然，在图3、4、9和10所示的用于解释控制操作的附图中如上所述沿横座标轴取为转速，如果沿横座标轴取为电动机负载和电动机输出，也可得到相似的曲线。

图11表示一DC电压控制电路的结构。该电路包含由占空比指令值发生器电路80、比例环节81和积分环节82构成的占空比控制电路，用于线性输出与图7中所示电路相似的DC电压指令值。通过利用这种占空比控制电路，可以计算使占空比保持为常数的DC电压指令值。即使当采用图11中所示的DC电压控制电路时，也可实现与图9和图10中所示的那些相似的控制操作。

在图12和13中表示根据本发明的另一实施例的电动同控制器的结构。图12是电动机控制器的总体结构图，图13是图12中所示的DC电压控制电路11的内部结构图。本实施例与图1所示实施例的不同点在于DC电压控制电路11，即在于在图12中所示的速度控制电路12内的占空比信号和速度偏移信号可供在DC电压检测电路97中选择。

下面参照图3对图13所示的选择电路110的操作进行介绍。当占空比已经达到100％以及速度偏差趋于使占空比进一步增加时，选择器电路10将DC电压检测电路97的输出转换到增加DC电压的那一侧。相反，当占空比已降低到60％和速度偏差趋于进一步降低占空比时，其将DC电压检测器电路97的输出转换到降低DC电压那一侧，因此，本发明的电动机控制器按照图3所示的特性控制操作。

当采用图1所示的电动机控制器时，由于选择器电路93仅取占空比信号作为它选择的标准，即使当电动机负载和电动机输出在100％或60％的占空比下平衡时，其也能控制DC电压。

根据上述观点，本实施例进行了改进。即其检测与占空比信号不同的信号，以便检测电动机负载和电动机输出是否是平衡的，以及检测速度偏差信号(在出现在情况下)，以便防止DC电压值的不必要的转换。虽然，在这一实施例中检测的是速度偏差信号，倘若另一种信号表示电动机负载和电动机输出之间的平衡状态，则可使用该信号。

虽然，在该实施例中，DC电压检测器电路97适于选择其中一个DC电压。但其可适于提供多个DC电压指令值，并由其选择一个DC电压指令值。

下面参照图14和图15介绍根据本发明的再一实施例的电动机控制器。图14表示能校正DC电压波动的电动机控制器，其由图1所示的电动机控制器和附加到其上的电压波动校正电路10构成。图15是用于解释图14所示的DC电压波动校正式电动机控制器的控制特性的示意图。

图14中所示的DC电压波动校正式电动机控制器中的每一电路除了DC电压波动校正电路10之外，其工作与图1中所示的第一实施例中相同。DC电压波动校正电路10是这样一种电路，其检测在DC电压中的各波动部分，并且将在速度控制电路7中产生的占空比信号与检测的波动部分反相的波动信号相乘，因此产生校正占空比信号。

图15表示当进行DC电压波动校正时的占空比随时间的变化。在图15中，横座标轴表示时间，纵座标轴表示DC电压、占空比和校正的占空比。应认识到校正的占空比是与DC电压的波动部分按反相关系变化的。

根据这一实施例，即使在DC电压中存在波动部分，电动机控制可以进行不受影响。然而在这一系统中，DC电压控制电路9必须受控使占空比保持在100％以下。

图16表示本发明的电动机控制器可适用的空调器控制器的结构。这一实施例是变频式空调器，其检测室温并控制室温使之保持在设定的温度下。

该空调器控制器包括：用于检测室温的室温传感器203；温度控制电路202，用于计算压缩机200的转速指令值，以使室温检测值与室温设定值的偏差为零；压缩机转速控制电路201，其响应于用于控制压缩机200转速的转速指令；致冷循环控制电路206，其检测转速指令值并计算和输出用于控制构成致冷循环的室外风扇204、室内风扇210和膨胀阀208的控制信号；以及控制电路(室外通风量控制电路205、室内通风量控制电路209以及膨胀阀打开控制电路207)，其响应来自致冷循环控制器206的控制信号，用于控制致冷循环中的每一构成部分(室外风扇204、室内风扇210和膨胀阀208)。

压缩机转速控制电路201是一电动机控制器，其响应于来自温度控制电路202的转速指令值，用于控制与压缩机直接耦合的电动机的速度，对于该电动机使用上述实施例中的电动机控制器。

室外通风量控制电路205和室内通风量控制电路209也以与电动机控制器中的压缩机转速控制电路201相似的方式构成，用以控制直接耦合到室外风扇和室内风扇上的电动机的速度。由致冷循环控制电路206输出的信号是用于室内风扇和室外风扇的转速指令信号。

膨胀阀打开控制电路207直接与膨胀阀208相连接，其是步进电动机的控制器，用于调节膨胀阀的开度和根据由致冷循环控制电路206输出的开度信号产生步进信号，借此驱动步进电动机。膨胀阀208是一由电动机驱动的膨胀阀，该膨胀阀的开度与步进电动机的旋转角度成比例变化。

致冷循环控制器206计算用于控制致冷循环中的各构成部分(室外风扇204、室内风扇210和膨胀阀208)的控制信号，作为温度控制器202的输出的转速指令值为预定值，并向各对应的控制器输出转速指令和开度指令。计算用于致冷循环中的各构成部分的控制信号使得致冷循环作为整体在最高效率下运行。

根据变频式空调器的运行状态改变在致冷循环控制电路206中先前设定的转速指令的数值。

通过使用该实施例的空调器控制器，可以防止压缩机在过高的速度下旋转，并可以延长压缩机的使用寿命。此外，由于致冷循环作为整体在最高效率下运行，提高了致冷和加热的能力，可以节省运行所需电费。

图17表示根据本发明的一个实施例的变换器模块的结构。这一实施例是一将该变换器电路2、变换器控制电路8以及在第一实施例中所介绍的DC电压控制电路9整体包含在一模块中的变换器模块。在这一模块中采用升压斩波器。

变换器电路是由整流器电路101、电抗器102、晶体管104、二极管103以及滤波电容器105构成的，其中整流器电路101、晶体管104以及二极管105中的半导体器件按照模块构成。

变换器控制电路106具有与在图2中所示的变换器控制电路8相同的功能。选择器电路108根据外部信号选择DC电压检测电路107的其中一个DC电压值。此外，选择器电路110根据外部信号选择DC电压指令电路109中的其中一个DC电压指令值。

按照本实施例，可以以紧凑的形式易于制造能控制DC电压的变换器装置。

根据本发明的电动机控制器，如上所述，能够降低在电动机、逆变器中产生的损耗，以及采用简单结构的变换器并使控制器高效运行。此外，由于DC电压能够根据电动机的转速改变，一个控制器就能保证从低速运行到高速运行的运行范围。换句话说，即使对于几种类型的电动机设计工作点不同的电动机，也能利用一个控制器进行控制并且在工作点运行时始终具有高效率。此外，可以易于对于DC电压的波动进行校正，可以实现稳定的电动机速度控制。

当将本电动机控制器应用于变频式空调器时，可以实现高效的致冷循环控制并可以节省电费。

再者，通过将在本发明的电动机控制器中的变换器电路模块化，可以易于制造紧凑的电动机控制器。

Claims (2)

1．一种变换器模块，由用于将AC电源变成DC电源的整流器电路，开关器件和二级管构成的斩波器电路和控制电路构成，该控制电路通过控制所述开关器件控制DC电压；所述变换器模块包含多个具有不同DC电压检测增益的检测终端，根据外部信号选择各所述检测终端中的一个或多个，以及根据来自所选择的检测终端的检测值控制DC电压。

2．一种变换器模块，由用于将AC电源变换为DC电源的整流器电路、开关器件和二极管构成的斩波器电路以及一控制电路构成，该控制电路用于通过控制所述开关器件控制DC电压，所述变换器模块包含多个DC电压指令值，根据外部信号选择其中一个所述电压指令值，并根据选择的DC电压指令值控制DC电压。

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