WO2013046458A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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良 横堤
章浩 村端
拓志 地道
東　聖
白木　康博
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • an inverter that receives power from a DC power supply system and drives a motor that is a load, a fin that is a cooling means for cooling the inverter, a high-voltage wiring that connects the DC power supply system and the inverter, and a grounding wiring that grounds the inverter are passed.
  • a first core having a through hole; a first ground line for grounding the fin; a second ground line for grounding the motor; and a second core having a through hole.
  • the first core is connected to the ground wiring on the DC power supply system side, and the inverter, the fin, the first ground line, the common ground point of the first ground line and the second ground line, the motor, 2 and the resonance path circulating through the inverter are arranged so as to pass through the through-hole of the second core to increase the high-frequency impedance of the resonance path, thereby reducing noise in the power converter.
  • Current suppressing technique is disclosed (for example, Patent Document 1).
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power conversion device that can further reduce noise source current, harmonic current, and resonance current.
  • a power conversion device receives an electric power from a DC power supply system and drives a motor that is a load; a cooler that cools the inverter; A first core having a positive-side conductor connecting a DC power supply system and the inverter, and a through-hole through which a negative-electrode conductor grounding the inverter passes, and the DC power supply system side of the first core A first grounding conductor connected to the negative electrode side conductor for grounding the cooler; a first grounding conductor connected to the negative electrode side conductor on the DC power supply system side with respect to the first core; and the motor via a capacitive element One end of the second grounding conductor that is grounded in an AC manner, and the negative electrode side conductor on the DC power supply system side or the first grounding conductor with respect to the first core, and the other end grounded Third done Characterized by comprising a ground conductor.
  • the noise source current, harmonic current and resonance current can be further reduced.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an electric vehicle drive system including a power conversion device according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a first noise path that can occur in the power conversion device of the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a second noise path that can occur in the power conversion device of the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a third noise path that can occur in the power conversion device of the present embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a fourth noise path that can occur in the power conversion device of the present embodiment.
  • FIG. 6 is a perspective view showing a general shape of a ring-shaped ferrite core which is an example of the first core and the second core according to the present embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of impedance characteristics suitable for the first core and the second core according to the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an electric vehicle drive system including a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • the electric vehicle drive system according to the present embodiment includes a pantograph 1, a reactor 2, a power conversion unit 30, and a motor 6.
  • the power conversion unit 30 stores the DC power received from the DC power supply system via the pantograph 1 and the reactor 2, and converts the DC voltage of the filter capacitor 3 into an AC voltage to convert the motor 6 that is a load.
  • a fin 5 serving as a cooler for cooling and a capacitor 10 serving as a capacitive element for connecting the input side ground potential of the inverter 4 and the ground potential of the motor 6 in an alternating manner are configured.
  • two wires are connected by a positive conductor 21 connecting the reactor 2 and the inverter 4 and a negative conductor 22 connecting the inverter 4 to the ground 7. Is provided.
  • the positive electrode side conductor 21 and the negative electrode side conductor 22 are arranged so as to pass through the through hole of the first core 8 and are connected to the inverter 4.
  • load conductors 23 (23a, 23b, 23c) for connecting the inverter 4 and the motor 6 as a load are provided on the output side (motor 6 side) of the power conversion unit 30. These load conductors 23 are arranged so as to pass through the through holes of the second core 9 and are connected to the motor 6.
  • a ground 41 for grounding the motor 6 as a device is provided on the periphery of the motor 6, and the motor yoke 6 ⁇ / b> A that is a part of the structure constituting the motor 6 and the ground 41 are electrically connected. ing.
  • the ground conductor 50 which is a first ground conductor (conductor such as a ground wire or a bus bar), is connected to the fin 5 and the first core 8 on the DC power supply system side. Is connected to a connection point 27, which is an arbitrary point on the negative electrode-side conductor 22 located in That is, the fin 5 is grounded to the same potential (equal potential) as the ground 7 through the ground conductor 50 and the negative-side conductor 22.
  • the ground conductor 59 as the second ground conductor is disposed on the negative-side conductor 22 on the DC power supply system side of the motor yoke 6A grounded to the ground 41 via the capacitor 10 with respect to the first core 8.
  • the connection point 28 is connected.
  • connection point 29 which is an arbitrary point on the ground conductor 50 and the ground 40 via an arbitrary connection point 30B of the housing 30A of the power conversion unit 30.
  • connection points 27 and 28 may be connected to any part (outside the housing 30 ⁇ / b> A) as long as they are closer to the DC power supply system than the core 8 in the power conversion unit 30.
  • connection point 29 which is an arbitrary point of the ground conductor 50, but the fin 5 located at one end of the ground conductor 50 or in the vicinity thereof is shown.
  • the fin 5 may be directly connected to the housing 30 ⁇ / b> A of the power conversion unit 30. By doing in this way, it becomes unnecessary to insulate the fin 5 from the housing
  • connection point 30B of the housing 30A and the connection point 30B is connected to the ground 40.
  • the ground point of the housing 30A is the connection point 30B. It is not necessary that the housing 30A is grounded at a place other than the connection point 30B. In this case, electrical grounding is achieved by connecting the ground conductor 61 to the housing 30A.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a first noise path that can occur in the power conversion device of the present embodiment. More specifically, FIG. 2A is a diagram showing the first noise path on the configuration diagram of FIG. 1, and FIG. 2B is an equivalent circuit of the noise path in the electric vehicle drive system. FIG.
  • point A is the connection point 28 (or connection point 27)
  • point B is the output end of the inverter 4
  • point C is the fin 5 (or connection point 29)
  • point D is the connection point of the housing 30A.
  • the points 30B and E mean the motor yoke 6A.
  • a noise source 73 is provided as a common mode noise generation source.
  • a fin stray capacitance 86 which is a stray capacitance of the fin 5, is disposed between the points B and C, and the impedance of the ground conductor 50 is simulated between the points A and C.
  • a circuit part 74 is arranged, a circuit part 76 for simulating the impedance of the ground conductor 61 is arranged between the point C and the point D, and an impedance of the vehicle body is simulated between the point D and the point E.
  • a circuit unit 77 is arranged, and between the points A and E, the circuit unit 80 that simulates the impedance of the wiring in the box of the ground conductor 59, the capacitance 79 that is the capacitance value of the capacitor 10, and the ground conductor 59
  • a circuit part 78 for simulating the impedance of the cable outside the vehicle is disposed, and between the point B and the point E, the circuit part 81 for simulating the impedance of the in-box conductor of the load conductor 23, the second core Circuit part that simulates 9 impedance 2, a circuit unit 83 for simulating the impedance of the cable outside the load conductor 23, a circuit unit 84 for simulating the impedance of the motor winding of the motor 6, and a motor stray capacitance 85 which is a stray capacitance of the motor 6 are arranged.
  • the equivalent circuit of the electric vehicle drive system can be represented by the equivalent circuit shown in FIG. 2B, and there are a plurality of noise paths that can occur in the electric vehicle drive system.
  • 2A and 2B show a first noise path that is one of a plurality of noise paths that may exist.
  • the first noise path is a path of inverter 4 ⁇ fin 5 ⁇ first core 8 ⁇ inverter 4 with the inverter 4 as a starting point and an ending point, as indicated by a thick broken line in FIG.
  • a resonance circuit is formed, and the impedance is reduced at a specific frequency.
  • the first noise path includes the first core 8 having a larger impedance than the other impedance elements in the path, so that the resonance frequency can be reduced and the impedance reduction in the high frequency band is suppressed. can do.
  • the switching frequency for the switching element provided in the power converter shifts to the high frequency side, and these currents are increased even in a situation where the noise source current, harmonic current, and resonance current in the higher frequency region increase. Can be suppressed.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a second noise path that may occur in the power conversion device of the present embodiment, and the path is shown on the configuration diagram and the equivalent circuit diagram as in FIG.
  • the second noise path is the inverter 4 ⁇ fin 5 ⁇ earth 40 ⁇ earth 41 ⁇ motor yoke 6A ⁇ capacitor 10 ⁇ first with the inverter 4 as a starting point and an ending point.
  • the path of the core 8 to the inverter 4 is as follows. Also in this second noise path, as shown in FIG. 3B, since a resistance component, an inductance component and a capacitance component are included in the path, a resonance circuit is formed, and the impedance is lowered at a specific frequency. Noise current may increase.
  • the second noise path also includes the first core 8 having a larger impedance than the other impedance elements in the path, so that the resonance frequency can be lowered, and the impedance can be lowered in the high frequency band. Can be suppressed.
  • the switching frequency for the switching element provided in the power converter shifts to the high frequency side, and these currents are increased even in a situation where the noise source current, harmonic current, and resonance current in the higher frequency region increase. Can be suppressed.
  • the second noise path shown in FIG. 3 is a new noise path due to the connection of the ground conductor 61.
  • the first core 8 exists in the second noise path, and Since the first noise path shown in FIG. 2 has a lower impedance, there is almost no adverse effect due to the second noise path.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a third noise path that may occur in the power conversion device of the present embodiment, and the path is shown on the configuration diagram and the equivalent circuit diagram as in the case of FIGS. 2 and 3. ing.
  • the third noise path is the inverter 4 ⁇ second core 9 ⁇ motor 6 ⁇ motor yoke 6A ⁇ capacitor 10 ⁇ first with the inverter 4 as a starting point and an ending point.
  • the path of the core 8 to the inverter 4 is as follows. Also in this third noise path, as shown in FIG. 4B, since a resistance component, an inductance component, and a capacitance component are included in the path, a resonance circuit is formed, and the impedance is reduced at a specific frequency. Noise current may increase.
  • the third noise path includes the first core 8 and the second core 9 having higher impedance than the other impedance elements in the path, the resonance frequency can be lowered, and the high frequency band can be reduced. It is possible to suppress a decrease in impedance at the point. As a result, the switching frequency for the switching element provided in the power converter shifts to the high frequency side, and these currents are increased even in a situation where the noise source current, harmonic current, and resonance current in the higher frequency region increase. Can be suppressed. Further, in the third noise path, the impedance of the second core 9 is added in series in addition to the first core 8, so that the effect of suppressing the impedance drop in the high frequency band can be increased.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a fourth noise path that can occur in the power conversion device of the present embodiment, and the path is shown on the configuration diagram and the equivalent circuit diagram in the same manner as in FIGS. ing.
  • the fourth noise path is the inverter 4 ⁇ second core 9 ⁇ motor 6 ⁇ motor yoke 6A ⁇ earth 41 ⁇ earth 40 starting from the inverter 4.
  • ⁇ First core 8 Inverter 4
  • FIG. 4B since a resistance component, an inductance component, and a capacitance component are included in the path, a resonance circuit is formed, and the impedance is reduced at a specific frequency. Noise current may increase.
  • the fourth noise path also includes both the first core 8 and the second core 9 having a larger impedance than other impedance elements in the path, as in the third noise path.
  • the resonance frequency can be reduced, and the impedance reduction in the high frequency band can be suppressed.
  • the switching frequency for the switching element provided in the power converter shifts to the high frequency side, and these currents are increased even in a situation where the noise source current, harmonic current, and resonance current in the higher frequency region increase. Can be suppressed.
  • the impedance of the second core 9 is added in series in addition to the first core 8 in the same manner as the third noise path. can do.
  • the fourth noise path is a path generated by connecting the ground conductor 61 between the connection point 29 on the ground conductor 50 and the ground 40, and is in a parallel relationship with the third noise path.
  • both the first core 8 and the second core 9 are arranged on the path, while the motor stray capacitance is compared in the low frequency band. Such a concern can be eliminated because of the large impedance.
  • the third noise path is relatively longer than other noise paths, there is a concern that the amount of noise radiated in proportion to the area of the loop created by the path will also be relatively large.
  • the ground conductor 61 between the connection point 29 on the ground conductor 50 and the ground 40, the potential at the point C of the fin 5 can be further stabilized with respect to the point E of the motor yoke 6A. Therefore, the current flowing through the third noise path is reduced. Therefore, the amount of noise radiated by the third noise path can also be reduced, and the concern is eliminated.
  • FIG. 6 is a perspective view showing an outline shape of a ring-shaped ferrite core which is an example of the first core 8 and the second core 9 according to the present embodiment.
  • a through hole 92 is provided as shown.
  • the load conductor 23 (23 a, 23 b, 23 c) is inserted through the through hole 92.
  • the ratio of the effective area Ae to the effective magnetic path length Le (the effective disconnection with respect to the effective magnetic path length Le). It is effective to increase the ratio of the area Ae.
  • the inner diameter R2 may be reduced, the thickness H may be increased, and the outer diameter R1 may be increased.
  • Si element a semiconductor transistor element made of silicon (Si) is generally used.
  • SiC elements semiconductor switching elements (hereinafter referred to as “SiC elements”) using silicon carbide (SiC) as a material have been attracting attention in place of the Si elements.
  • the SiC element is capable of high-speed switching operation because SiC can be used at a high temperature and has high heat resistance, so that the allowable operating temperature of the module on which the SiC element is mounted is increased. This is because the size of the cooler can be suppressed even if the carrier frequency is increased and the switching speed is increased.
  • the use of the SiC element increases the high-frequency component of the output voltage of the inverter, and the high-frequency current caused by the high-frequency voltage becomes a noise source, causing malfunction of a traffic light or the like.
  • the high-frequency component of the output voltage increases due to the use of the SiC element.
  • SiC is a wide gap semiconductor
  • the structure of a unipolar device can be adopted, and the number of stored carriers is substantially zero. Therefore, while switching loss can be reduced, dv / dt and di / dt increase and noise increases.
  • the loss per switching can be reduced by using the SiC element, the switching frequency can be increased with the aim of improving controllability and reducing motor loss. As a result, since the number of switching times per second increases, noise also increases.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of impedance characteristics suitable for the first core 8 and the second core 9 according to the present embodiment.
  • the waveform of the solid line part is the frequency characteristic related to the magnitude (absolute value) of the impedance
  • the waveform of the broken line part is the frequency characteristic related to the phase of the impedance.
  • the role of the first core 8 and the second core 9 is to increase the impedance of the first to fourth noise paths described above and reduce the noise current of these paths.
  • the absolute value of the impedance increases as the frequency increases, and the impedance phase approaches 0 (deg) as the frequency increases. That is, the characteristic shown in FIG. 7 shows a characteristic in which the absolute value of the impedance is increased while gradually changing from the induction (inductance) component to the resistance component as the frequency becomes higher. A damping effect can be obtained as the main component of the impedance is closer to the resistance, and a noise current can be reduced as the absolute value of the impedance is larger. Therefore, it can be said that the ferrite core having the characteristics as shown in FIG. 7 is an impedance element suitable for use as the first core 8 and the second core 9 according to the present embodiment.
  • the volume increases in order to increase the impedance.
  • the first core 8 and the second core 9 are built in. There is a tradeoff between performance and weight or volume between 8 and the second core 9.
  • the configuration using both the first core 8 and the second core 9 is disclosed.
  • the third and fourth noise paths described above are disclosed. Since the flowing current becomes small, in such a case, the second core 9 can be omitted.
  • a ferrite core (magnetic core) as shown in FIG. 6, for example, is used as an element for reducing the noise source current, harmonic current and resonance current.
  • an element such as a reactor or a common mode choke coil, that is, an impedance element having an inductance component may be used.
  • An impedance element may be used.
  • the present invention is useful as a power conversion device that enables further reduction of noise source current, harmonic current, and resonance current.

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Abstract

　直流電源系統から受電し、負荷であるモータ６を駆動するインバータ４と、インバータ４を冷却するフィン５と、直流電源系統とインバータ４とを接続する正極側導体２１およびインバータ４を接地する負極側導体２２を通過させる貫通孔を有する第１のコア８と、第１のコア８に対して直流電源系統側の負極側導体２２に接続されてフィン５を接地する接地導体５０と、第１のコア８に対して直流電源系統側の負極側導体２２に接続され、コンデンサ１０を介してモータヨーク６Ａを交流的に接地する接地導体５９と、第１のコア８に対して直流電源系統側の負極側導体２２または接地導体５０に一端が接続され、他端が接地される接地導体６１と、を備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　従来、直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、インバータを冷却する冷却手段であるフィンと、直流電源系統とインバータとを接続する高圧配線及びインバータを接地する接地配線を通す貫通孔を有する第１のコアと、フィンを接地する第１の接地線と、モータを接地する第２の接地線と、貫通孔を有する第２のコアとを備え、第１の接地線を第１のコアに対して直流電源系統側の接地配線に接続すると共に、インバータ、フィン、第１の接地線、これら第１の接地線および第２の接地線の共通の接地点、モータ、第２の接地線ならびに、インバータを循環する共振経路が第２のコアの貫通孔を通るように配置するようにして、この共振経路の高周波インピーダンスを増大させ、電力変換装置におけるノイズ源電流を抑制する技術が開示されている（例えば、特許文献１）。
特開２００８－３０１５５５号公報
　上記特許文献１に示される技術によれば、ノイズ源電流に加え、高調波電流や、共振電流などを抑制することができるという効果が得られるが、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトしている現状において、これらのノイズ源電流、高調波電流および共振電流を更に低減することが求められている。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減を可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、前記インバータを冷却する冷却器と、前記直流電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを接地する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第１のコアと、前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続されて前記冷却器を接地する第１の接地導体と、前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続され、容量性素子を介して前記モータを交流的に接地する第２の接地導体と、前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体、または、前記第１の接地導体に一端が接続され、他端が接地される第３の接地導体と、を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減が可能になるという効果を奏する。
図１は、本実施の形態に係る電力変換装置を含む電気車駆動システムの一構成例を示す図である。 図２は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第１のノイズ経路を説明する図である。 図３は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第２のノイズ経路を説明する図である。 図４は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第３のノイズ経路を説明する図である。 図５は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第４のノイズ経路を説明する図である。 図６は、本実施の形態に係る第１のコアおよび第２のコアの一例であるリング状フェライトコアの概観形状を示す斜視図である。 図７は、本実施の形態に係る第１のコアおよび第２のコアに好適なインピーダンス特性の一例を示す図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
＜実施の形態＞
　図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を含む電気車駆動システムの一構成例を示す図である。本実施の形態に係る電気車駆動システムは、図１に示すように、パンタグラフ１、リアクトル２、電力変換部３０およびモータ６を備えて構成される。また、電力変換部３０は、パンタグラフ１およびリアクトル２を介して直流電源系統から受電した直流電力を蓄積するフィルタコンデンサ３、フィルタコンデンサ３の直流電圧を交流電圧に変換して負荷であるモータ６を駆動するインバータ４、インバータ４の入力側に設けられるインピーダンス要素としての第１のコア８、インバータ４の出力側に設けられるインピーダンス要素としての第２のコア９、インバータ４を構成する半導体素子４Ａを冷却する冷却器としてのフィン５および、インバータ４の入力側接地電位とモータ６の接地電位とを交流的に接続するための容量性素子としてのコンデンサ１０を備えて構成される。
　つぎに、電力変換部３０と外部の構成要素との間の接続構成および、電力変換部３０の内部接続構成について説明する。
　まず、電力変換部３０の入力側（直流電源系統側）には、リアクトル２とインバータ４とを接続する正極側導体２１と、インバータ４をアース７に接地する負極側導体２２による２本の配線が設けられている。これらの正極側導体２１および負極側導体２２は、第１のコア８の貫通孔を通過するように配置されてインバータ４と接続されている。
　一方、電力変換部３０の出力側（モータ６側）には、インバータ４と負荷であるモータ６とを接続する負荷導体２３（２３ａ，２３ｂ，２３ｃ）が設けられている。これらの負荷導体２３は、第２のコア９の貫通孔を通過するように配置されてモータ６と接続されている。モータ６の周辺部には、モータ６を機器として接地するためのアース４１が設けられており、モータ６を構成する構造物の一部であるモータヨーク６Ａとアース４１とが電気的に接続されている。
　電力変換部３０の内部に目を向けると、第１の接地導体（接地線やブスバ－などの導体）である接地導体５０は、フィン５と、第１のコア８に対して直流電源系統側に位置する負極側導体２２上の任意の点である接続点２７に接続されている。即ち、フィン５は、接地導体５０および負極側導体２２を介してアース７と同電位（等電位）に接地されている。第２の接地導体である接地導体５９は、コンデンサ１０を介して、アース４１に接地されているモータヨーク６Ａを、第１のコア８に対して直流電源系統側に位置する負極側導体２２上の接続点２８に接続している。第３の接地導体である接地導体６１は、接地導体５０上の任意の点である接続点２９とアース４０との間に電力変換部３０の筐体３０Ａの任意の接続点３０Ｂを介して接続されている。なお、接続点２７，２８は、電力変換部３０内のコア８より直流電源系統側であれば何れの部位（筐体３０Ａの外でも）に接続されていても構わない。
　なお、図１では、接地導体６１を接地導体５０の任意の点である接続点２９に接続する例を示しているが、接地導体５０の一方側の端部もしくはその近傍に位置するフィン５に接続してもよく、また、接地導体５０の他方側の端部である接続点２７もしくはその近傍に接続してもよい。即ち、フィン５もしくは、第１のコア８に対して直流電源系統側に位置する負極側導体２２上の任意の点は、接地導体６１を介してアース４０と同電位（等電位）に接地される。
　また、フィン５は、電力変換部３０の筐体３０Ａに直接接続されていてもよい。このようにすることで、フィン５を電力変換部３０の筐体と絶縁する必要がなくなり、製造工程を簡素化することが可能となる。
　また、図１では、接地導体６１を筐体３０Ａの任意の接続点３０Ｂに接続し、その接続点３０Ｂをアース４０に接続する例を示しているが、筐体３０Ａの接地点が接続点３０Ｂである必要はなく、筐体３０Ａが接続点３０Ｂ以外の箇所で接地されていればよい。この場合、接地導体６１を筐体３０Ａに接続することにより、電気的な接地がとれていることになる。
　つぎに、図１のように構成した本実施の形態に係る電力変換装置が固有に有するノイズ電流の低減効果について図２～図５の図面を参照して説明する。
　図２は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第１のノイズ経路を説明する図である。より詳細に説明すると、図２（ａ）は、第１のノイズ経路を図１の構成図上に示した図であり、図２（ｂ）は、電気車駆動システムにおけるノイズ経路の等価回路を示す図である。
　ここではまず、図２（ｂ）の等価回路を説明する。図２（ｂ）において、Ａ点は接続点２８（もしくは接続点２７）、Ｂ点はインバータ４の出力端、Ｃ点はフィン５（もしくは接続点２９）、Ｄ点は筐体３０Ａの接続点３０Ｂ、Ｅ点はモータヨーク６Ａを意味している。Ａ点とＢ点との間には、第１のコア８のインピーダンスを模擬する回路部７１、接続点２８よりも右側（インバータ４側）にある負極側導体２２のインピーダンスを模擬する回路部７２および、コモンモードノイズの発生源としてのノイズ源７３が配されている。以下同様に、Ｂ点とＣ点との間には、フィン５が有する浮遊容量であるフィン浮遊容量８６が配され、Ａ点とＣ点との間には、接地導体５０のインピーダンスを模擬する回路部７４が配され、Ｃ点とＤ点との間には、接地導体６１のインピーダンスを模擬する回路部７６が配され、Ｄ点とＥ点との間には、車体のインピーダンスを模擬する回路部７７が配され、Ａ点とＥ点との間には、接地導体５９のうちの箱内配線のインピーダンスを模擬する回路部８０、コンデンサ１０の容量値である容量７９および、接地導体５９のうちの車外ケーブルのインピーダンスを模擬する回路部７８が配され、Ｂ点とＥ点との間には、負荷導体２３のうちの箱内導体のインピーダンスを模擬する回路部８１、第２のコア９のインピーダンスを模擬する回路部８２、負荷導体２３のうちの車外ケーブルのインピーダンスを模擬する回路部８３、モータ６のモータ巻線のインピーダンスを模擬する回路部８４および、モータ６が有する浮遊容量であるモータ浮遊容量８５が配される。
　上記のように、電気車駆動システムの等価回路は、図２（ｂ）に示す等価回路にて表すことができ、電気車駆動システムに生じ得るノイズ経路は複数存在する。図２（ａ）、（ｂ）は、複数存在し得るノイズ経路のうちの一つである第１のノイズ経路を示している。この第１のノイズ経路は、図２（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→フィン５→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第１のノイズ経路では、図２（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。一方、この第１のノイズ経路では、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。
　図３は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第２のノイズ経路を説明する図であり、図２のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。
　第２のノイズ経路は、図３（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→フィン５→アース４０→アース４１→モータヨーク６Ａ→コンデンサ１０→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第２のノイズ経路においても、図３（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第２のノイズ経路においても、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。なお、図３に示す第２のノイズ経路は、接地導体６１を接続したことによる新たなノイズ経路であるが、前記のように第１のコア８が第２のノイズ経路に存在し、かつ、図２に示す第１のノイズ経路の方が低インピーダンスとなるため、第２のノイズ経路による悪影響はほとんどない。
　図４は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第３のノイズ経路を説明する図であり、図２および図３のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。
　第３のノイズ経路は、図４（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→第２のコア９→モータ６→モータヨーク６Ａ→コンデンサ１０→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第３のノイズ経路においても、図４（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第３のノイズ経路では、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８および第２のコア９を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。また、この第３のノイズ経路では、第１のコア８に加え、第２のコア９のインピーダンスも直列に加わるため、高周波帯域におけるインピーダンス低下の抑制効果を大きくすることができる。
　図５は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第４のノイズ経路を説明する図であり、図２～図４のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。
　第４のノイズ経路は、図５（ａ）において太破線で示すように、インバータ４を起点および終点とする、インバータ４→第２のコア９→モータ６→モータヨーク６Ａ→アース４１→アース４０→第１のコア８→インバータ４という経路となる。この第４のノイズ経路においても、図４（ｂ）に示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第４のノイズ経路においても、第３のノイズ経路と同様に、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第１のコア８および第２のコア９の双方を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。また、この第４のノイズ経路でも、第３のノイズ経路と同様に、第１のコア８に加え、第２のコア９のインピーダンスも直列に加わるため、高周波帯域におけるインピーダンス低下の抑制効果を大きくすることができる。
　なお、第４のノイズ経路は、接地導体６１を接地導体５０上の接続点２９とアース４０との間に接続したことにより生じた経路であり、第３のノイズ経路と並列関係にあるため、インピーダンスの低下が懸念される。しかしながら、上述のように、これら第３および第４の経路では、第１のコア８および第２のコア９の双方が経路上に配置される一方で、モータ浮遊容量は、低周波帯域では比較的大きなインピーダンスを奏するので、このような懸念は払拭できる。
　また、第３のノイズ経路は、他のノイズ経路よりも相対的に長いため、経路が作るループの面積に比例して放射されるノイズ量も相対的に大きくなることが懸念される。しかしながら、接地導体６１を接地導体５０上の接続点２９とアース４０との間に接続したことにより、モータヨーク６ＡのＥ点に対して、フィン５のＣ点の電位をより安定させることができるので、第３のノイズ経路に流れる電流が軽減される。したがって、第３のノイズ経路によって放射されるノイズ量も軽減することができ、前記懸念は払拭される。また、従来のように、フィン５と筐体３０Ａの絶縁を必ずしも確保する必要がなく、機械的な構造の簡素化も可能となる。
　つぎに、第１のコア８および第２のコア９が有するインピーダンスについて説明する。図６は、本実施の形態に係る第１のコア８および第２のコア９の一例であるリング状フェライトコアの概観形状を示す斜視図である。このリング状フェライトコア９０では、図示のように貫通孔９２が設けられている。リング状フェライトコア９０を第１のコア８として用いる場合、貫通孔９２には、正極側導体２１および負極側導体２２が挿通される。また、リング状フェライトコア９０を第２のコア９として用いる場合、貫通孔９２には、負荷導体２３（２３ａ，２３ｂ，２３ｃ）が挿通される。
　リング状フェライトコア９０のインピーダンスは、下記（１）式および下記（２）式に示す関係が知られている。
　｜Ｚ｜∝（Ａｅ／Ｌｅ）　　　　　　　　　　　　……（１）
　Ａｅ／Ｌｅ＝（Ｈ／２π）・ＬＮ（Ｒ１／Ｒ２）　……（２）
　ここで、上記（１），（２）式に含まれる各記号の意味は、以下の通りである。
　｜Ｚ｜：インピーダンスの絶対値、Ａｅ：実効断面積、Ｌｅ：実効磁路長、Ｈ：厚さ、Ｒ１：外径、Ｒ２：内径
　上記（１）、（２）式から理解できるように、リング状フェライトコア９０のインピーダンスを大きくするには、実効断面積Ａｅと実効磁路長Ｌｅとの比（実効磁路長Ｌｅに対する実効断面積Ａｅの比）を大きくすることが効果的である。具体的には、内径Ｒ２を小さく、厚さＨを大きく、外径Ｒ１を大きくすればよい。
　ところで、インバータに具備されるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体トランジスタ素子（以下「Ｓｉ素子」という）を用いることが一般的である。
　一方、近年、このＳｉ素子に代え、炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とする半導体スイッチング素子（以下「ＳｉＣ素子」という）が注目されている。
　ここで、ＳｉＣ素子が高速のスイッチング動作が可能であるのは、ＳｉＣは、高温度での使用が可能であり、耐熱性も高いため、ＳｉＣ素子を搭載するモジュールの許容動作温度を高温側に引き上げることができ、キャリア周波数を高めてスイッチング速度を増加させても、冷却器が大きくなるのを抑制することができるからである。
　しかしながら、ＳｉＣ素子の利用によって、インバータの出力電圧の高周波成分が増加し、その高周波電圧によって引き起こされる高周波電流がノイズ源となって、信号機等の誤動作を引き起こすことが懸念される。ここで、ＳｉＣ素子の利用によって、出力電圧の高周波成分が増加する理由としては、主に以下の２点がある。
（１）ＳｉＣは、ワイドギャップ半導体であるので、ユニポーラデバイスの構造を採用でき、蓄積キャリアが略零である。故に、スイッチング時の損失を低減できる一方で、ｄｖ／ｄｔおよびｄｉ／ｄｔが増加し、ノイズが増加する。
（２）ＳｉＣ素子の利用によって、１回のスイッチング当りの損失が低減できるので、制御性の向上やモータ損失の低減を狙って、スイッチング周波数を増加させることができる。その結果、１秒あたりのスイッチング回数が増加するので、ノイズも増加する。
　上記のように、インバータに具備されるスイッチング素子としてＳｉＣ素子を用いる場合、インバータの出力電圧の高周波成分によって引き起こされる高周波電流がノイズ源となって、車上信号機器、地上信号機器等の誤動作を引き起こすことが懸念される。
　そこで、上記のようなＳｉＣ素子を利用する場合においても好適な第１のコア８および第２のコア９に係るインピーダンス特性について説明する。図７は、本実施の形態に係る第１のコア８および第２のコア９に好適なインピーダンス特性の一例を示す図である。図７において、実線部の波形がインピーダンスの大きさ（絶対値）に関する周波数特性であり、破線部の波形がインピーダンスの位相に関する周波数特性である。
　第１のコア８および第２のコア９の役割は、上述した第１～第４のノイズ経路のインピーダンスを高くし、これらの経路のノイズ電流を低減させることにある。図７に示すインピーダンス特性に目を向けると、インピーダンスの絶対値は高周波になるに従って大きくなり、また、インピーダンスの位相は高周波になるに従って、０（ｄｅｇ）に近づく特性が示されている。即ち、図７に示す特性は、高周波になるに従って、誘導（インダクタンス）成分から抵抗成分に徐々に変化すると共に、インピーダンスの絶対値が大きくなる特性を示している。インピーダンスの主成分が抵抗に近くなればなるほどダンピング効果が得られるのと共に、インピーダンスの絶対値が大きければ大きい程、ノイズ電流を小さくできる。このため、図７に示すような特性を有するフェライトコアは、本実施の形態に係る第１のコア８および第２のコア９として用いる場合に好適なインピーダンス要素であると言うことができる。
　なお、第１のコア８および第２のコア９として、例えば図６に示すようなフェライトコアを用いる場合、図６の説明から理解できるように、インピーダンスを大きくするには、容積も大きくなる。一方、本実施の形態の構成の場合、図１などに示すように、第１のコア８および第２のコア９を内蔵する構成のため、重量制限等がある場合には、第１のコア８と第２のコア９との間で性能、重量または容積に関するトレードオフが生ずる。
　ここで、第１のコア８と第２のコア９の作用を考えると、上記した第１～第４のノイズ経路の全てが第１のコア８を通過しているのに対し、第２のコア９を通過しているのは、第３および第４のノイズ経路のみである。よって、総合的なノイズ電流の低減という観点で言えば、第２のコア９のインピーダンスよりも第１のコア８のインピーダンスの方を大きくする方が効果的である。なお、上記の例のように、フェライトコアのインピーダンスは、容積の大きい方がインピーダンスが大きくなる。よって、同じ素材のものを用いる場合、第２のコア９の重量または容積よりも第１のコア８の重量または容積の方を大きくする方が効果的である。
　なお、本実施の形態では、第１のコア８および第２のコア９の双方を用いる構成を開示したが、モータ浮遊容量の大きさ如何によっては、上述した第３および第４のノイズ経路に流れる電流が小さくなるため、このような場合には、第２のコア９を省略することも可能である。
　また、本実施の形態では、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流を低減するための要素として、例えば図６に示すようなフェライトコア（磁性体コア）を用いるようにしているが、磁性体コアに代えて、例えばリアクトル、コモンモードチョークコイルなどの要素、すなわちインダクタンス成分を有するインピーダンス要素を用いることも可能である。肝要な点は、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流が流れる際の共振周波数を、例えば車上信号機器、地上信号機器等に影響を与えない周波数帯にシフトすることができれば、どのようなインピーダンス要素を用いても構わない。
　以上のように、本発明は、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減を可能とする電力変換装置として有用である。
　１　パンタグラフ
　２　リアクトル
　３　フィルタコンデンサ
　４　インバータ
　４Ａ　半導体素子
　５　フィン
　６　モータ
　６Ａ　モータヨーク
　７，４０，４１　アース
　８　第１のコア
　９　第２のコア
　１０　コンデンサ
　２１　正極側導体
　２２　負極側導体
　２３　負荷導体
　２７，２８，２９，３０Ｂ　接続点
　３０　電力変換部
　３０Ａ　筐体
　５０　接地導体（第１の接地導体）
　５９　接地導体（第２の接地導体）
　６１　接地導体（第３の接地導体）

Claims (11)

  1. 　直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、
    　前記インバータを冷却する冷却器と、
    　前記直流電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを接地する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第１のコアと、
    　前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続されて前記冷却器を接地する第１の接地導体と、
    　前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続され、容量性素子を介して前記モータを交流的に接地する第２の接地導体と、
    　前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体、または、前記第１の接地導体に一端が接続され、他端が接地される第３の接地導体と、
    　を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記第１のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記冷却器、前記第１の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記冷却器、前記第３の接地導体、前記モータ、前記容量性素子、前記第２の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記インバータと前記モータとを接続する負荷導体を通過させる貫通孔を有する第２のコアとを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記第１および第２のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記負荷導体、前記モータ、前記容量性素子、前記第２の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアおよび前記第２のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１および第２のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記負荷導体、前記モータ、前記第３の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第１のコアおよび前記第２のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１のコアのインピーダンスが前記第２のコアのインピーダンスよりも大きいことを特徴とする請求項１～６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記インバータを収納する筐体は接地され、前記第３の接地導体は、当該接地された筐体に接続されていることを特徴とする請求項１～６の何れか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　筐体内に配置され、直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、
    　前記インバータを冷却する冷却器と、
    　前記直流電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを接地する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第１のコアと、
    　前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体と前記冷却器とを接続する第１の接地導体と、
    　前記第１のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体を容量性素子を介して前記モータに接続させる第２の接地導体とを備え、
    　前記冷却器を接地したことを特徴とする電力変換装置。
  10. 　前記筐体は接地されており、前記冷却器が前記筐体に接続されていることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
  11. 　前記インバータが備えるスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１～６、９、１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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