WO2016194050A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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power
conductive
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賢太郎 秦
山上　滋春
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日産自動車株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter that converts direct current power of a battery into alternating current power or a voltage of direct current power.
  • a power electronics system for automobiles used in electric vehicles and hybrid cars is mainly composed of a battery for supplying direct current power, an inverter for converting direct current to alternating current, and a motor that obtains driving force by electrical output from the inverter. Is done.
  • the inverter in this case becomes a power converter.
  • the power conversion device has a built-in switch made of a power semiconductor element, and in the case of an inverter, DC power is converted into AC power by opening and closing the switch. In the case of a converter, the voltage is converted by opening and closing a switch.
  • common mode noise that has escaped to the ground potential may leak into the casing of the power converter.
  • the path of common mode noise that leaks into the housing serves as an antenna, and unnecessary electromagnetic waves (radiated noise) are radiated, which causes a problem that other devices such as an in-vehicle radio may malfunction.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device that reduces common mode noise leaking to the housing.
  • a power conversion device includes a first power supply bus, a second power supply bus, a switching element, a first capacitor, a second capacitor, a ground member, and a conductive member.
  • the first power supply bus is provided from the positive side of the power supply
  • the second power supply bus is provided from the negative side of the power supply
  • the switching element is provided between the first power supply bus and the second power supply bus.
  • One end of the first capacitor is connected to the first power supply bus
  • one end of the second capacitor is connected to the second power supply bus.
  • the ground member is connected between the other end of the first capacitor and the other end of the second capacitor.
  • the conductive member is routed along at least one of the first power supply bus and the second power supply bus, and the conductive member is connected between the ground member and the ground potential.
  • FIG. 9A shows the dimensions of two plate-like conductors
  • FIG. 9B is a graph showing the tendency of the change in mutual inductance M with respect to the dimensions. It is a figure which shows the structural example of the power converter device 5 of 4th Embodiment. It is a figure which shows the other structural example of the power converter device 5 of 4th Embodiment. 3 is a cross-sectional view showing an example of a wiring relationship among the conductive member 14, the first power supply bus 10, and the second power supply bus 11.
  • FIG. 12 is a graph showing a relationship between a balance CL BAL of electrical characteristics of each conductive line (10, 11, 14) in FIG. 11 and noise intensity of common mode noise. It is a figure which shows the structural example of the power converter device 6 of 5th Embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing an example of a wiring relationship among conductive members 14a, 14b, a first power supply bus 10, and a second power supply bus 11.
  • FIG. FIG. 6 is a cross-sectional view showing another example of the wiring relationship of the conductive members 14a, 14b, the first power supply bus 10, and the second power supply bus 11. It is a figure which shows the structural example of the power converter device 7 of 6th Embodiment. It is a figure explaining the effect which made the length of the electroconductive member 14 the length of (lambda) / 4 of wavelength (lambda) of the high frequency signal of a common mode voltage (electric current).
  • FIG. 1 the structural example of the power converter device 1 of 1st Embodiment is shown.
  • the power converter device 1 of this embodiment is shown by the example of the inverter which converts the direct current power of a battery into alternating current power, for example in the power electronics system for motor vehicles.
  • the power conversion device 1 includes a first power supply bus 10, a second power supply bus 11, a power module 12 (switching element), a ground potential member 13, and a housing 15.
  • the first power supply bus 10 supplies the power conversion device 1 with a positive power source (positive electrode side) of a power source 16 (battery) that supplies DC power.
  • the second power supply bus 11 supplies the negative power source (negative electrode side) of the power source 16 to the power conversion device 1.
  • the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 can be disposed from anywhere in the power supply system.
  • the power module 12 is provided between the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11, and DC power is supplied from the power supply 16.
  • the power module 12 is an inverter that converts DC power into AC power, for example, by repeatedly opening and closing an internal switch according to a control signal (not shown).
  • the ground potential member 13 connects the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 to the housing 15 connected to the ground potential.
  • the connection here means an AC connection through reactance. Details will be described later.
  • the conductive member 14 is routed along at least one of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 and connects between the ground potential member 13 and the casing 15 in the vicinity of the power module 12.
  • the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 are connected to the ground potential by the ground potential member 13 and the conductive member 14.
  • the “routing along” means that the conductive member 14 is extended over a certain range without leaving a distance along at least one side of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 extended in a linear shape. Means that. Specific examples will be described later.
  • Common mode noise is defined as noise that propagates in common in a certain device, noise that propagates on a ground potential surface (ground surface), or the like.
  • the common mode noise is generated when the switching element in the power module 12 is connected and disconnected, and is a noise that flows in the same direction in the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11.
  • a common mode current for charging and discharging the stray capacitance between the output node of the power module 12 and the ground potential which is omitted in FIG. 1 flows.
  • the common mode current flows through the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 at the same time, and passes through the first loop R 1 (one-dot chain line) that passes through the conductive member 14 and the second current that passes through the housing 15. It flows in two paths with the loop R 2 (broken line).
  • the common mode current increases as the stray capacitance between the output node and the ground potential increases.
  • the common mode current is a high frequency, and the path of the common mode current flowing through the second loop R 2 becomes a loop antenna, and unnecessary electromagnetic waves (common mode noise) may be radiated from the housing 15.
  • the conductive member 14 of the present embodiment is routed along at least one of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11. Therefore, the inductance of the conductive member 14 can be reduced by the action of the mutual inductance M therebetween. As a result, the impedance of the conductive member 14 decreases, the common mode current that causes the generation of common mode noise flows preferentially through the conductive member 14, and leaks to the housing 15 and the like, and the common mode current of the second loop R2 leaks out. Decrease. Details of the mutual inductance M will be described later.
  • the power conversion device 1 reduces the common mode current leaking to the casing 15, it suppresses the emission of unnecessary electromagnetic waves due to the common mode noise generated by the propagation path.
  • the housing 15 that houses the power module 12 and the like may be omitted.
  • the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 may be grounded using a conductive wire or a conductive plate instead of the housing 15.
  • Fig. 2 shows a diagram representing Fig. 1 with circuit symbols.
  • the power module 12 shown in FIG. 2 is an example of an inverter that includes, for example, a switching element 12a that connects a collector electrode to a positive power source and a switching element 12b that connects an emitter electrode to a negative power source.
  • the emitter electrode of switching element 12a and the collector electrode of switching element 12b are connected to form output node 12c.
  • Diodes D1 and D2 are connected to switching elements 12a and 12b in antiparallel orientation, respectively.
  • the ground potential member 13 includes a first capacitor 13a, a second capacitor 13b, and a ground member 13c. One end of the first capacitor 13 a is connected to the first power supply bus 10. One end of the second capacitor 13 b is connected to the second power supply bus 11.
  • the other ends of the first capacitor 13a and the second capacitor 13b are connected to a grounded ground member 13c.
  • the grounding member 13c is represented by a rectangle, the shape may be anything.
  • the conductive member 14 connects the ground member 13 c and the inside of the bottom surface of the housing 15 near the output node 12 c of the power module 12.
  • the conductive member 14 is routed along at least one of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11.
  • being close to the output node 12c means being close to a semiconductor chip described later on which the switching elements 12a and 12b are formed.
  • a stray capacitance C pm2 is formed between the output node 12c and the casing 15 to which the conductive member 14 is connected.
  • Switching elements 12a, the common mode current through the stray capacitance C pm2 when opening and closing the 12b flows to the first loop R 1 shown by the one-dot chain line, and a second loop R 2 shown by the broken line.
  • the common mode current also flows through the second power supply bus 11.
  • the common mode current flowing through the second power supply bus 11 is not shown because the figure is difficult to see.
  • the stray capacitance C pm2 formed between the power module 12 and the housing 15 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 3 shows a cross-sectional structure of the power module 12.
  • the power module 12 includes, for example, a semiconductor chip 120 on which an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or the like is formed, a copper pattern 121 on which the semiconductor chip 120 is mounted, a ceramic substrate 122 for wiring the copper pattern 121, and a ceramic substrate. And a copper base 123 for fixing 122.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the capacitance of the stray capacitance Cpm2 between the output node 12c of the power module 12 and the ground potential is calculated between the copper pattern 121 and the copper base 123 by the following equation.
  • S is an area where the copper pattern 121 and the copper base 123 face each other
  • d is a distance between the copper pattern 121 and the copper base 123
  • ⁇ r is a relative dielectric constant of the ceramic substrate 122.
  • the first loop R 1 is a path that passes through the first power supply bus 10, the second power supply bus 11, the first capacitor 13 a, the second capacitor 13 b, and the conductive member 14.
  • Loop R 2 of the second has a first supply bus 10 and the second power feeder buses 11, and the first capacitor 13a and a second capacitor 13b, a grounding member 13c, capacitance floating in portions of the ground member 13c or the ground potential member 13 is a route that passes through the housing 15 via 13.
  • Impedance Z 1 includes a reactance due to the capacitance of the floating ground member 13c, and the reactance due to the inductance of the ground potential member 13. Also, the impedance of the conductive member 14 and Z 2. Also, the impedance of the housing 15 and Z 3.
  • the power conversion device 1 routes the conductive member 14 along at least one of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 to change the relationship between the impedances to the relationship expressed by the following equation and leaks to the housing 15. Reduces the common mode current that exits.
  • FIG. 4 shows an example in which common mode noise is compared with the case where the present embodiment is not applied.
  • FIG. 4 shows an example of common mode noise that leaks into the housing 15.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents noise level.
  • the waveform ⁇ (broken line) shown in FIG. 4 indicates the noise level leaking to the casing of the power conversion device of the comparative example.
  • the noise level leaked into the casing 15 of the power conversion device 1 of the present embodiment is indicated by a waveform ⁇ (solid line).
  • the power conversion device 1 according to the present embodiment reduces the noise level by reducing the common mode current leaking to the housing 15.
  • FIG. 5 shows an example in which the present embodiment is modified to a boost converter.
  • FIG. 5 shows a configuration example of the power conversion device 2 that converts (boosts) the voltage of the power supply 16 to a higher voltage.
  • FIG. 5 shows that the first power supply bus 10 is connected to the output node 12c to which the emitter electrode of the switching element 12a and the collector electrode of the switching element 12b are connected. Is different. In this case, the collector electrode of the switching element 12a becomes a boosted output.
  • the power converter 2 makes the impedance Z 2 of the first loop R 1 through which the common mode current flows smaller than the impedance (Z 1 + Z 3 ) of the second loop R 2 including the housing 15. The common mode current leaking into the casing 15 is reduced.
  • FIG. 6 the structural example of the power converter device 3 of 2nd Embodiment is shown.
  • the power conversion device 3 of the present embodiment is different from the power conversion device 1 (FIG. 1) in that it includes a cooling member 30.
  • the power conversion device 3 may be cooled by the cooling member 30 because the power module 12 generates heat.
  • the cooling member 30 is insulated from the power module 12 and is disposed in the vicinity thereof.
  • the cooling member 30 is disposed between, for example, the copper base 123 and the housing 15 in FIG.
  • the surface of the cooling member 30 is grounded and has a portion 30a to which the conductive member 14 is connected.
  • the part 30 a is provided on the surface of the cooling member 30 that is closer to the power module 12 than the housing 15.
  • the part 30 a is located at a position raised from the bottom surface of the housing 15 close to the power module 12. Therefore, the length of the conductive member 14 connecting the part 30a and one end of the grounding member 13c can be made shorter than the shortest length from the ground potential member 13 to the part 30a via the housing 15. This means that Z 3 that is the impedance of the housing 15 is relatively increased.
  • FIG. 7 shows a diagram representing FIG. 6 with circuit symbols. 6 differs from FIG. 2 only in that a cooling member 30 is provided. Since the cooling member 30 is inserted and disposed between the power module 12 and the housing 15, the length thereof can be made shorter than that of the conductive member 14 of FIG. That is, the relationship of Z 3 > Z 2 is strengthened.
  • the power conversion device 3 further strengthens the relationship of the above-described formula (1), the common mode current leaking to the housing 15 is further reduced. Further, since the conductive member 14 is connected to the portion 30a of the cooling member 30, a member for securing a ground potential dedicated to the conductive member is not necessary. Therefore, the power converter 3 has an effect of reducing the number of members and easily securing the ground potential of the conductive member 14.
  • FIG. 8 the structural example of the power converter device 4 of 3rd Embodiment is shown.
  • the configuration of the power conversion device 4 of the present embodiment is the same as that of the power conversion device 1 (FIG. 2).
  • the power conversion device 4 has a configuration in which the relationship between the inductances can be expressed by Expression (3) when the impedances of the ground potential member 13, the conductive member 14, and the housing 15 are inductances L1, L2, and L3. In this respect, it differs from the power conversion device 1.
  • the inductance L2 of the conductive member 14 By making the inductance L2 of the conductive member 14 smaller than the total inductance (L1 + L3) of the ground potential member 13 and the casing 15, the common mode current leaking to the casing 15 is reduced.
  • Inductances L1, L2, and L3 are not lumped constants.
  • Equation (4) shows the inductance obtained when the cross-sectional shapes of the ground potential member 13 and the conductive member 14 are, for example, plate-like.
  • l is the length of the plate-like conductor
  • h is the thickness of the plate-like conductor
  • w is the width of the plate-like conductor
  • ⁇ 0 is the magnetic permeability.
  • FIG. 9 (a) shows the dimensions when two plate-like conductors are routed with a distance d therebetween.
  • One conductor has a width w, a thickness h, and a length l.
  • the other conductor has the same width and thickness, and is arranged facing the one conductor with a distance d.
  • FIG. 9B shows the tendency of the change in mutual inductance M between the two conductors.
  • the horizontal axis represents the ratio (l / w) of the length l to the width w of the conductor
  • the vertical axis represents the mutual inductance M.
  • the parameter (0.25, 0.5, 1.0, 2.5, 5, 10) is a ratio (d / w) between the distance d and the width w.
  • the ratio (h / w) of the thickness h to the width w of the conductor is constant at 0.25.
  • the mutual inductance M increases as the length l of the conductor increases (l / w ⁇ large).
  • the width w of the conductor is large and the distance d between the conductors is short (d / w ⁇ small)
  • the conductor becomes large.
  • the power conversion device 4 suppresses radiation of unnecessary electromagnetic waves due to common mode noise.
  • the conductive member 14 is preferably connected to the central portion of the grounding member 13c.
  • the conductive member 14 is not necessarily limited thereto, and may be routed along at least one of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11. For example, you may make it connect to parts other than the center part of the grounding member 13c.
  • the conductive member 14 is routed along at least one of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 so that the inductance of the conductive member 14 is reduced regardless of the connection portion of the conductive member 14. It can be made smaller than the inductance of 13c. As a result, a common mode current that is a source of common mode noise can be preferentially passed through the conductive member 14.
  • FIG. 10 the structural example of the power converter device 5 of 4th Embodiment is shown.
  • the above equation (3) is expressed by the following equation.
  • the power conversion device 5 can reduce leakage of the common mode current to the housing 15 in a specific frequency band by satisfying the following expression.
  • the stray capacitance C b in FIG. 10 there is shown to be connected in series with the inductance L1 of the ground potential member 13, not necessarily limited to it, as shown in FIG. 11, to be connected in parallel with the inductance L1
  • the stray capacitance Cb may be described.
  • the power conversion device 5 includes the first power supply so that the distance between the conductive member 14 and the first power supply bus 10 and the distance between the conductive member 14 and the second power supply bus 11 are equal.
  • the conductive member 14 is routed along the bus 10 and the second power supply bus 11.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view (corresponding to the AA cross section in FIG. 10) in a direction orthogonal to the extending direction of each conductive wire (10, 11, 14).
  • FIG. 12 shows an example in which the shape of each conductive wire (10, 11, 14) is a flat plate shape, and one surface of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 is arranged facing one surface of the conductive member 14. It is.
  • the balance CL BAL is 0 if the sizes of C11 and C22 or L11 and L22 are the same. If the balance between the sizes of C11 and C22 or L11 and L22 is poor, the value of the balance CL BAL increases.
  • FIG. 13 shows the relationship between the balance CL BAL and the noise intensity of common mode noise.
  • the horizontal axis represents the balance CL BAL value
  • the vertical axis represents the noise intensity.
  • the noise intensity increases linearly when the value of the balance CL BAL exceeds 1, and shows a characteristic that saturates at 2.5 or more.
  • the noise intensity can be reduced by setting the value of the balance CL BAL to CL BAL ⁇ 2. That is, the power converter 5 can further reduce common mode noise by reducing the value of the balance CL BAL .
  • FIG. 14 the structural example of the power converter device 6 of 5th Embodiment is shown.
  • the power converter 6 of this embodiment is different from the power converter 3 (FIG. 7) in that the conductive member 14 includes two conductive members 14a and 14b.
  • the conductive members 14a and 14b are, for example, flat conductive wires. By using the two conductive members 14a and 14b, the line capacitance (C11) between the first power supply bus 10 and the conductive member 14a, and the line capacitance (C22) between the second power supply bus 11 and the conductive member 14b, To make it even.
  • FIG. 15 is a cross-sectional view (corresponding to the BB cross section in FIG. 14) in a direction orthogonal to the extending direction of each conductive wire (10, 11, 14a, 14b). As shown in FIG. 15, the cross-sectional shapes of the conductive members 14a, 14b, the first power supply bus 10, and the second power supply bus 11 are the same.
  • the conductive member 14a, the first power supply bus 10, the second power supply bus 11, and the conductive member 14b are arranged horizontally at intervals so as to form one plane in that order.
  • the distance between the conductive member 14a and the first power supply bus 10 and the distance between the conductive member 14b and the second power supply bus 11 are routed to be equal.
  • the capacitive coupling between the first power supply bus 10 and the conductive member 14a and the second power supply bus 11 and the conductive member 14b can be reduced. Further, the inductance of the conductive members 14a and 14b can be reduced by the action of the mutual inductance M of each set.
  • the power converter 6 further reduces the noise intensity.
  • the conductive members 14a, 14b, the first power supply bus 10, and the second power supply bus 11 may be routed.
  • the power converter 6 uses the action of the mutual inductance M more effectively.
  • the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 shown in FIG. 16 are flat conductive wires.
  • One surface of the first power supply bus 10 faces the conductive member 14 a and also faces the second power feed bus 11.
  • One surface of the second power supply bus 11 faces the first power feed bus 10 and also faces the conductive member 14b.
  • the first power supply bus 10 and the conductive member 14 a are opposed to each other, and the second power supply bus 11 and the conductive member 14 b are opposed to each other, thereby increasing the mutual inductance M between the two (formula (5) )).
  • the power converter 6 reduces the inductance of the conductive members 14a and 14b by the action of the mutual inductance M, and suppresses the emission of unnecessary electromagnetic waves due to common mode noise.
  • each conductive wire (10, 11, 14a, 14b) is a housing 15. It is better to route them so that the distances from them are equal. That is, the distance of each conductive wire (10, 11, 14a, 14b) from the upper wall inside the housing 15 is y1, and the distance from the lower wall inside the housing 15 is y2, and the inside of the housing 15 of the conductive member 14a. The distance from one side wall is x1, and the distance from the other side wall inside the housing 15 of the conductive member 14b is x2.
  • each conductive wire (10, 11, 14a, 14b) is arranged in the central portion inside the housing 15.
  • Each conductive wire (10, 11, 14a, 14b) is arranged between the respective conductive wires (10, 11, 14a, 14b) and the housing 15 by being arranged in the central portion inside the housing 15.
  • the parasitic impedance can be balanced. As a result, the effect of reducing the value of the balance CL BAL (FIG. 13) can be used more effectively.
  • each conductive wire (10, 11, 14a, 14b) is routed as shown in FIG.
  • the distances of the conductive members 14a and 14b from the inner surface of the housing 15 are y1 and x1
  • the distances of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 from the inner surface of the housing 15 are y1 and x2.
  • the difference between x1 and x2 is set to a sufficiently small distance with respect to x1 (x2).
  • each conductive wire (10, 11, 14a, 14b) is arranged in the central portion inside the housing 15 by sufficiently reducing the proportion of the difference.
  • the value of the balance CL BAL can be reduced to reduce the noise intensity of common mode noise.
  • FIG. 17 the structural example of the power converter device 7 of 6th Embodiment is shown.
  • the length of the conductive member 14 of the power converter 3 (FIG. 6) is set to a quarter of the wavelength ⁇ of the high-frequency signal of the common mode voltage (current) generated by opening and closing the switching elements 12a and 12b. It is different in the one point.
  • the power converter 7 reduces the noise intensity of the common mode noise by setting the length of the conductive member 14 to a quarter of the wavelength ⁇ of the high frequency signal of the common mode voltage.
  • FIG. 18A is a diagram schematically illustrating a propagation route through which the common mode voltage Vn reaches the cooling member 30 through the conductive member 14.
  • FIG. 18B is a diagram conceptually showing attenuation of the common mode voltage Vn.
  • a standing wave indicated by a waveform ⁇ (solid line) corresponding to the size (dimension) of the cooling member is generated.
  • the standing wave propagates to the conductive member 14 and is reflected inside the conductive member 14. Therefore, by forming a branch path having a length of 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ of the standing wave, a reflected wave having a reverse phase is generated in the conductive member 14, and the standing wave and the reflected wave cancel each other, thereby standing wave. Can be suppressed.
  • the reflected waves cancel each other as shown by the waveform ⁇ (broken line) and the standing wave Can be suppressed.
  • the length of the conductive member 14 may be set to 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ of the resonance frequency due to the inductance component and the capacitance component of the first loop R 1 and the second loop R 2 .
  • the high-frequency signal of the common mode voltage that propagates through the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 is reflected inside the conductive member 14. Therefore, common mode noise can be suppressed by setting the length of the conductive member 14 to ⁇ / 4 of the wavelength ⁇ of the high frequency signal of the common mode voltage, as in the case of the standing wave.
  • the length of the conductive member 14 is 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ of the resonance frequency due to the inductance component and the capacitance component of the first loop R 1 and the second loop R 2 , or the surface of the cooling member 30. It may be any one-fourth of the wavelength ⁇ of the frequency of the standing wave generated in step (b). In short, the wavelength ⁇ may be a wavelength corresponding to the frequency of common mode noise generated by opening and closing the switching element. When the wavelength is ⁇ and the odd number is n, the same effect can be obtained by setting the length of the conductive member 14 to n ⁇ / 4.
  • the conductive member 14 Since the conductive member 14 is routed along at least one of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11, mutual connection between the conductive member 14 and the first power supply bus 10 or the second power supply bus 11 is performed.
  • the inductance of the conductive member 14 can be reduced by the action of the inductance M. For this reason, the impedance of the conductive member 14 is reduced, and the common mode current flows preferentially through the conductive member 14, so that the common mode current leaking to the housing 15 is reduced.
  • the power conversion device 1 suppresses the emission of unnecessary electromagnetic waves due to common mode noise, and thus does not adversely affect the operation of surrounding electronic devices.
  • the power conversion device 3 including the cooling member 30 connects the conductive member 14 to the grounded portion 30a of the cooling member 30, a member only for securing the ground potential of the conductive member 14 is unnecessary. That is, the power conversion device 3 also has an effect of facilitating securing of the ground potential in addition to the effect of reducing the common mode current.
  • the power conversion device 3 including the cooling member 30 can shorten the length of the conductive member 14 by the thickness of the cooling member 30. That is, the length of the conductive member 14 can be made shorter than the length from the ground member 13 c and the housing 15 to the part 30 a. Therefore, the impedance of the conductive member 14 is reduced, the common mode current can be preferentially passed through the conductive member 14, and the common mode current leaking to the housing 15 is reduced.
  • the power conversion device 4 sets the inductances of the ground member 13c, the conductive member 14, and the housing 15 to L1, L2, and L3.
  • the power conversion device 4 reduces the common mode current leaking to the housing 15 by making the inductance L2 of the conductive member 14 smaller than the total value (L1 + L3) of the inductance of the grounding member 13c and the housing 15.
  • the power converter 5 with the capacitance C b of floating by satisfying the above expression (6), the common mode current at a particular frequency band Leakage to the housing 15 is reduced.
  • the power converter 5 having a configuration in which the shape of each conductive wire is a flat plate, and one surface of the first power supply bus 10 and the second power supply bus 11 is arranged to face one surface of the conductive member 14,
  • CL BAL of electrical characteristics that can be calculated by the impedance of each conductive line can be reduced.
  • the power converter 5 can reduce the noise intensity of the common mode noise (FIG. 12).
  • the power converter 6 reduces the inductance of the conductive members 14a and 14b by the action of the mutual inductance M.
  • the noise intensity of the common mode noise due to the cancellation of the reflected waves can be reduced.
  • an embodiment in which the action of the mutual inductance M is effectively used by using the two conductive members 14a and 14b may be applied to any of the power conversion devices 1 to 5 described above.
  • the embodiment in which the length of the conductive member 14 is set to n ⁇ / 4 of the wavelength ⁇ of the high-frequency signal of the common mode voltage (current) may be applied to any of the power conversion devices 1 to 6.
  • inventions of the present invention described above can be applied to inverters and converters, and can be widely used for power converters for applications that need to suppress the emission of unnecessary electromagnetic waves.

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Abstract

正電源を供給する第一給電母線１０と負電源を供給する第二給電母線１１との間に設けられるパワーモジュール１２と、第一給電母線１０に一端を接続する第一コンデンサ１３ａと、第二給電母線１１に一端を接続する第二コンデンサ１３ｂと、第一コンデンサ１３ａの他端と第二コンデンサ１３ｂの他端との間に接続される接地部材１３ｃと、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索され、接地部材１３ｃと接地電位との間を接続する導電部材１４とを具備する。

Description

電力変換装置
　本発明は、バッテリの直流電力を交流電力に、又は直流電力の電圧を変換する電力変換装置に関するものである。
　電気自動車やハイブリッドカーに用いる自動車用パワーエレクトロニクスシステムは、主に直流電力を供給するためのバッテリと、直流を交流に変換するインバータと、インバータからの電気的出力により駆動力を得るモータとから構成される。この場合のインバータは電力変換装置となる。
　電力変換装置は、パワー半導体素子から成るスイッチを内蔵しており、インバータの場合、そのスイッチを開閉することで直流電力を交流電力に変換する。また、コンバータの場合は、スイッチを開閉することで電圧を変換する。
　スイッチを開閉したことで生じる電圧変動が、コモンモードノイズとして放射され、車載ラジオの聴取や、他のディジタル機器に悪影響を与える場合がある。そこで従来は、電圧変換装置に電力を供給する配線と接地面との間をコンデンサで接続することで、コモンモードノイズを接地電位に逃がしていた（例えば特許文献１）。
特開２００４－７８８８号公報
　しかし、接地電位に逃がしていたコモンモードノイズが電力変換装置の筐体に漏れ出ることがある。筐体に漏れ出るコモンモードノイズの経路がアンテナとなり、不要電磁波（放射ノイズ）が放射され、この放射により車載ラジオ等の他の装置に誤動作が生じるといった課題がある。
　本発明は、上記課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、筐体に漏れ出るコモンモードノイズを減少させる電力変換装置を提供することである。
　本発明の一態様に係わる電力変換装置は、第一給電母線、第二給電母線、スイッチング素子、第一コンデンサ、第二コンデンサ、接地部材、及び導電部材を具備する。第一給電母線は電源の正極側から配設され、第二給電母線は電源の負極側から配設され、スイッチング素子は第一給電母線と第二給電母線との間に設けられる。第一コンデンサの一端は第一給電母線と接続し、第二コンデンサの一端は第二給電母線と接続する。接地部材は、第一コンデンサの他端と第二コンデンサの他端との間に接続される。そして、本発明に係る電力変換装置は、導電部材を第一給電母線と第二給電母線との少なくとも一方に沿って配索し、導電部材を接地部材と接地電位との間に接続する。
第１実施形態の電力変換装置１の構成例を示す図である。 電力変換装置１を回路記号で表した図である。 電力変換装置１の浮遊容量Ｃｐｍ２を説明する図である。 コモンモードノイズを比較した例を示すグラフである。 電力変換装置１を、コンバータに変形した電力変換装置２の構成例を示す図である。 第２実施形態の電力変換装置３の構成例を示す図である。 電力変換装置３を回路記号で表した図である。 第３実施形態の電力変換装置４の構成例を示す図である。 図９（ａ）は２個の板状の導電体の寸法を示し、図９（ｂ）は当該寸法に対する相互インダクタンスＭの変化の傾向を示すグラフである。 第４実施形態の電力変換装置５の構成例を示す図である。 第４実施形態の電力変換装置５の他の構成例を示す図である。 導電部材１４と第一給電母線１０と第二給電母線１１との配索関係の一例を示す断面図である。 図１１の各導電線（１０,１１,１４）の電気的特性のバランスＣＬＢＡＬと、コモンモードノイズのノイズ強度との関係を示すグラフである。 第５実施形態の電力変換装置６の構成例を示す図である。 導電部材１４ａ，１４ｂ、第一給電母線１０、及び第二給電母線１１の配索関係の一例を示す断面図である。 導電部材１４ａ,１４ｂ、第一給電母線１０、及び第二給電母線１１の配索関係の他の例を示す断面図である。 第６実施形態の電力変換装置７の構成例を示す図である。 導電部材１４の長さを、コモンモード電圧（電流）の高周波信号の波長λのλ/４の長さにした作用効果を説明する図である。
　図面を参照して、実施形態を説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
　図１に、第１実施形態の電力変換装置１の構成例を示す。本実施形態の電力変換装置１を、例えば自動車用パワーエレクトロニクスシステムにおいて、バッテリの直流電力を交流電力に変換するインバータの例で示す。
　電力変換装置１は、第一給電母線１０と、第二給電母線１１と、パワーモジュール１２（スイッチング素子）と、接地電位部材１３と、筐体１５とを具備する。
　第一給電母線１０は、直流電力を供給する電源１６（バッテリ）の正電源（正極側）を、電力変換装置１に供給する。第二給電母線１１は、電源１６の負電源（負極側）を、電力変換装置１に供給する。第一給電母線１０及び第二給電母線１１とは、給電系統のどこからでも配設することが可能である。
　パワーモジュール１２は、第一給電母線１０と第二給電母線１１との間に設けられ、電源１６から直流電力が供給される。パワーモジュール１２は、図示を省略している制御信号によって内部のスイッチが開閉を繰り返すことで、例えば直流電力を交流電力に変換するインバータである。
　接地電位部材１３は、第一給電母線１０及び第二給電母線１１と、接地電位に接続された筐体１５とを接続する。ここでの接続は、リアクタンスを介した交流的な接続を意味する。詳しくは後述する。
　導電部材１４は、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索され、接地電位部材１３とパワーモジュール１２の近傍の筐体１５との間を接続する。このように第一給電母線１０と第二給電母線１１とは、接地電位部材１３と導電部材１４とによって接地電位に接続される。
　ここで「沿って配索」とは、線状に延長された第一給電母線１０及び第二給電母線１１の少なくとも一方の脇を、導電部材１４が一定範囲にわたって距離を空けずに延長されることを意味する。具体例については後述する。
　ここで、コモンモードノイズについて簡単に説明する。コモンモードノイズとは、ある装置内の配線に共通して伝搬するノイズ、或いは接地電位面（接地面）を伝搬するノイズ等として定義される。さらに詳述するに、コモンモードノイズは、パワーモジュール１２におけるスイッチング素子の断接に際し発生するもので、第一給電母線１０及び第二給電母線１１において同方向に流れるノイズのことである。
　電力変換装置１においては、パワーモジュール１２のスイッチが開閉する際に、図１では省略しているパワーモジュール１２の出力ノードと接地電位との間の浮遊容量を充放電するコモンモード電流が流れる。そのコモンモード電流は、第一給電母線１０と第二給電母線１１とを同時に流れて、導電部材１４を経由する第１のループＲ１（一点鎖線）と、筐体１５を経由する第２のループＲ２（破線）との２つの経路で流れる。
　出力ノードと接地電位との間の浮遊容量が大きい程、コモンモード電流も大きくなる。コモンモード電流は高周波であり、第２のループＲ２を流れるコモンモード電流の経路がループアンテナとなり、筐体１５から不要電磁波（コモンモードノイズ）が放射される場合がある。
　本実施形態の導電部材１４は、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索されている。よって、その間の相互インダクタンスＭの作用で導電部材１４のインダクタンスを小さくできる。その結果、導電部材１４のインピーダンスが低下し、コモンモードノイズの発生原となるコモンモード電流が導電部材１４を優先的に流れ、筐体１５等に漏れ出る第２のループＲ２のコモンモード電流が減少する。相互インダクタンスＭについて詳しくは後述する。
　このように電力変換装置１は、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させるので、その伝搬経路によって生じるコモンモードノイズによる不要電磁波の放射を抑制する。なお、パワーモジュール１２等を収容する筐体１５は無くてもよい。筐体１５の代わりに導線や導電板を用いて第一給電母線１０と第二給電母線１１とを接地させてもよい。以降において、他の図面も参照して本実施形態の電力変換装置１の動作を詳しく説明する。
　図２に、図１を回路記号で表した図を示す。図２に示すパワーモジュール１２は、例えば正電源にコレクタ電極を接続するスイッチング素子１２ａと、負電源にエミッタ電極を接続するスイッチング素子１２ｂとで構成されるインバータの例である。スイッチング素子１２ａのエミッタ電極とスイッチング素子１２ｂのコレクタ電極とが接続されて出力ノード１２ｃを構成する。スイッチング素子１２ａと１２ｂとには、それぞれダイオードＤ１とＤ２とが逆並列の向きで接続される。
　接地電位部材１３は、第一コンデンサ１３ａと、第二コンデンサ１３ｂと、接地部材１３ｃとで構成される。第一コンデンサ１３ａの一端は第一給電母線１０に接続する。第二コンデンサ１３ｂの一端は第二給電母線１１に接続する。
　第一コンデンサ１３ａ及び第二コンデンサ１３ｂの他端は、接地された接地部材１３ｃに接続する。接地部材１３ｃを長方形で表しているが、その形状は何であってもよい。
　導電部材１４は、接地部材１３ｃと、パワーモジュール１２の出力ノード１２ｃに近い筐体１５の底面の内側とを接続する。導電部材１４は、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索される。ここで出力ノード１２ｃに近いとは、スイッチング素子１２ａ,１２ｂが形成された後述する半導体チップに近いことを意味する。
　この出力ノード１２ｃと、導電部材１４が接続される筐体１５と、の間に浮遊容量Ｃｐｍ２が形成される。スイッチング素子１２ａ,１２ｂを開閉した時に浮遊容量Ｃｐｍ２を流れるコモンモード電流は、一点鎖線で示す第１のループＲ１と、破線で示す第２のループＲ２とを流れる。なお、第二給電母線１１にもコモンモード電流は流れる。第二給電母線１１を流れるコモンモード電流は、図が見難くなるのでその表記を省略している。
　図３を参照してパワーモジュール１２と筐体１５との間に形成される浮遊容量Ｃｐｍ２について説明する。図３は、パワーモジュール１２の断面構造を示す。パワーモジュール１２は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等が形成された半導体チップ１２０と、その半導体チップ１２０が実装された銅パターン１２１と、銅パターン１２１を配線するセラミック基板１２２と、セラミック基板１２２を固定する銅ベース１２３とを備える。
　パワーモジュール１２の出力ノード１２ｃと接地電位との間の浮遊容量Ｃｐｍ２の容量は、銅パターン１２１と銅ベース１２３との間で、次式で計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、Ｓは銅パターン１２１と銅ベース１２３とが対向する面積、ｄは銅パターン１２１と銅ベース１２３との距離、εｒはセラミック基板１２２の比誘電率である。
　第１のループＲ１は、第一給電母線１０と第二給電母線１１と、第一コンデンサ１３ａと第二コンデンサ１３ｂと、導電部材１４とを経由する経路である。第２のループＲ２は、第一給電母線１０と第二給電母線１１と、第一コンデンサ１３ａと第二コンデンサ１３ｂと、接地部材１３ｃと、接地部材１３ｃの部分に浮遊する容量もしくは接地電位部材１３を介して筐体１５とを経由する経路である。
　ここで、接地部材１３ｃと筐体１５との間のインピーダンスをＺ１とする。インピーダンスＺ１は、接地部材１３ｃに浮遊する容量によるリアクタンスと、接地電位部材１３のインダクタンスによるリアクタンスと、を含んでいる。また、導電部材１４のインピーダンスをＺ２とする。また、筐体１５のインピーダンスをＺ３とする。電力変換装置１は、導電部材１４を第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索することにより、各インピーダンスの関係を次式に示す関係にし、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図４に、コモンモードノイズを、本実施形態を適用しない場合と比較した例を示す。図４は、筐体１５に漏れ出るコモンモードノイズの例を示す。図４の横軸は時間、縦軸はノイズレベルである。
　図４に示す波形β（破線）は、比較例の電力変換装置の筐体に漏れ出るノイズレベルを示す。比較例のノイズレベルに対して、本実施形態の電力変換装置１の筐体１５に漏れ出たノイズレベルを波形α（実線）で示す。このように、本実施形態の電力変換装置１は、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させてノイズレベルを低減させる。
（変形例）
　図５に、本実施形態を昇圧コンバータに変形した例を示す。図５は、電源１６の電圧を、より高い電圧に変換（昇圧）する電力変換装置２の構成例を示す。
　インバータの例で示した図２の構成に対して、図５は、第一給電母線１０が、スイッチング素子１２ａのエミッタ電極とスイッチング素子１２ｂのコレクタ電極とが接続された出力ノード１２ｃに、接続されている点で異なる。この場合、スイッチング素子１２ａのコレクタ電極が昇圧出力となる。
　このように、コンバータに対しても上記の考えを適用することができる。つまり、電力変換装置２は、コモンモード電流が流れる第１のループＲ１のインピーダンスＺ２を、筐体１５を含む第２のループＲ２のインピーダンス（Ｚ１＋Ｚ３）よりも小さくすることで、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させる。
（第２実施形態）
　図６に、第２実施形態の電力変換装置３の構成例を示す。本実施形態の電力変換装置３は、冷却部材３０を具備する点で電力変換装置１（図１）と異なる。
　電力変換装置３は、パワーモジュール１２が発熱するため、冷却部材３０によって冷却される場合がある。冷却部材３０は、パワーモジュール１２とは絶縁した上で、その近くに配置される。冷却部材３０は、例えば図２の銅ベース１２３と筐体１５との間に配置される。
　冷却部材３０の表面は接地されており、導電部材１４が接続される部位３０ａを有している。部位３０ａは、筐体１５よりもパワーモジュール１２に近い冷却部材３０の表面に設けられる。
　部位３０ａは、パワーモジュール１２に近い筐体１５の底面から底上げされた位置に有る。したがって、部位３０ａと接地部材１３ｃの一端とを接続する導電部材１４の長さを、接地電位部材１３から筐体１５を介して部位３０ａに至るまでの最短長よりも短くすることができる。このことは、筐体１５のインピーダンスであるＺ３を相対的に大きくすることを意味する。
　図７に、図６を回路記号で表した図を示す。図６は、図２に対して冷却部材３０を具備する点でのみ異なる。パワーモジュ－ル１２と筐体１５との間に、冷却部材３０が挿入されて配置するので、図２の導電部材１４よりもその長さを短くできる。つまり、Ｚ３＞Ｚ２の関係を強化することになる。
　このように電力変換装置３は、上記の式（１）の関係を、より強化するので筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を更に低減する。また、導電部材１４が冷却部材３０の部位３０ａに接続されるため、導電部材専用の接地電位を確保する部材が不要である。よって、電力変換装置３は、部材の数を削減すると共に導電部材１４の接地電位を容易に確保する効果も奏する。
（第３実施形態）
　図８に、第３実施形態の電力変換装置４の構成例を示す。本実施形態の電力変換装置４の構成は、電力変換装置１（図２）と同じである。
　電力変換装置４は、接地電位部材１３、導電部材１４、及び筐体１５のそれぞれのインピーダンスを、インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３とした場合に、各インダクタンスの関係を式（３）で表せる構成にした点で、電力変換装置１と異なる。導電部材１４のインダクタンスＬ２を、接地電位部材１３と筐体１５とのインダクタンスの合計値（Ｌ１＋Ｌ３）よりも小さくすることで、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させる。なお、インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３は集中定数ではない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　接地電位部材１３と導電部材１４の断面形状を、例えば板状とした場合に得られるインダクタンスを式（４）に示す。ここで、ｌは板状導電体の長さ、ｈは板状導電体の厚さ、ｗは板状導電体の幅、μ０は透磁率である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　導電部材１４と第一給電母線１０との間の相互インダクタンスＭ、及び導電部材１４と第二給電母線１１との間の相互インダクタンスＭは次式で計算できる。図９（ａ）に、２個の板状導電体を、距離ｄの間隔を空けて重ねて配索した場合の各寸法を示す。一方の導電体の幅ｗ、厚みｈ、長さｌである。他方の導電体は、同じ幅と厚みであり、距離ｄを空けて一方の導電体と対向して配索されている。図９（ｂ）に、この２つの導電体間の相互インダクタンスＭの変化の傾向を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図９（ｂ）の横軸は、導電体の長さｌと幅ｗの比（ｌ/ｗ）、縦軸は相互インダクタンスＭである。また、パラメータ（0.25,0.5,1.0,2.5,5,10）は距離ｄと幅ｗの比（ｄ/ｗ）である。また、導電体の厚みｈと幅ｗの比（ｈ/ｗ）は0.25で一定である。相互インダクタンスＭは、導電体の長さｌが長くなると（ｌ/ｗ→大）大きくなる。また、導電体の幅ｗが大きくて導電体間の距離ｄが近い（ｄ/ｗ→小）と大きくなる。
　図９（ｂ）に示す関係から、導電部材１４と第一給電母線１０との間、或いは導電部材１４と第二給電母線１１との間の距離を近づけると、その間の相互インダクタンスＭの値を大きくできることが分かる。導電部材１４と、第一給電母線１０或いは第二給電母線１１との間の距離を近づけた状態で、コモンモードノイズによる同相電流が第一給電母線１０と第二給電母線１１とに流れると、第一給電母線１０或いは第二給電母線１１と導電部材１４に差動電流が流れる。この差動電流が流れた場合は、相互インダクタンスＭの作用により、導電部材１４のインダクタンスを低減することができる。ひいては、導電部材１４のインピーダンスを低減して、漏れ出るコモンモード電流を減少させることができる。
　つまり、導電部材１４を、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索することで、導電部材１４と、第一給電母線１０或いは第二給電母線１１との間の相互インダクタンスＭを大きくできる。その結果、導電部材１４に、コモンモード電流を優先的に流すことができ、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させる。その結果、電力変換装置４はコモンモードノイズによる不要電磁波の放射を抑制する。
　なお、導電部材１４は、接地部材１３ｃの中央部分と接続した方が好適であるが、必ずしもそれに限らず、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索されていれば、接地部材１３ｃの中央部分以外の部分に接続するようにしても良い。
　つまり、導電部材１４が、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索されることによって、導電部材１４の接続部位に関わらず、導電部材１４のインダクタンスを、接地部材１３ｃのインダクタンスよりも小さくできる。その結果、コモンモードノイズの発生源となるコモンモード電流を、導電部材１４に優先的に流すことができる。
（第４実施形態）
　図１０に、第４実施形態の電力変換装置５の構成例を示す。本実施形態の電力変換装置５において、電力変換装置４（図８）の接地部材１３ｃと筐体１５との間に浮遊している容量を、Ｃｂで表している。
　接地部材１３ｃと筐体１５との間の容量をＣｂとした場合、上記の式（３）は次式で表せる。電力変換装置５は、次式を満足することにより、特定の周波数帯域におけるコモンモード電流の筐体１５への漏れ出しを減少させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、図１０では浮遊容量Ｃｂを、接地電位部材１３のインダクタンスＬ１と直列に接続するように示したが、必ずしもそれに限らず、図１１に示すように、インダクタンスＬ１と並列に接続するように、浮遊容量Ｃｂを記載しても良い。
　また、電力変換装置５は、図１２に示すように、導電部材１４と第一給電母線１０との距離、及び導電部材１４と第二給電母線１１との距離が等しくなるように、第一給電母線１０と第二給電母線１１とに沿って導電部材１４を配索する。図１２は、各導電線（１０,１１,１４）の延長方向と直交する向きの断面図（図１０のＡ－Ａ断面に相当）である。図１２は、各導電線（１０,１１,１４）の形状を平板状とし、導電部材１４の一面に、第一給電母線１０及び第二給電母線１１の一面が対向して配索される例である。
　この例のように各導電線（１０,１１,１４）を配索すると、第一給電母線１０と導電部材１４との間の線間容量Ｃ１１と、第二給電母線１１と導電部材１４との間の線間容量Ｃ２２とは均等になる。第一給電母線１０のインダクタンスをＬ１１、第二給電母線１１のインダクタンスをＬ２２とすると、各導電線の電気的特性のバランスＣＬＢＡＬは次式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）から明らかなように、Ｃ１１とＣ２２、又は、Ｌ１１とＬ２２の大きさが同じであればバランスＣＬＢＡＬは０である。Ｃ１１とＣ２２、又は、Ｌ１１とＬ２２の大きさのバランスが悪いとバランスＣＬＢＡＬの値は大きくなる。
　図１３に、バランスＣＬＢＡＬとコモンモードノイズのノイズ強度との関係を示す。図１３の横軸はバランスＣＬＢＡＬの値、縦軸はノイズ強度である。ノイズ強度は、バランスＣＬＢＡＬの値が1を超えると直線的に増加し、2.5以上で飽和する特性を示す。バランスＣＬＢＡＬの値を、ＣＬＢＡＬ≦2とすることでノイズ強度を低くできる。つまり、電力変換装置５は、バランスＣＬＢＡＬの値を小さくすることで更にコモンモードノイズを低減させることができる。
　なお、バランスＣＬＢＡＬを小さくする点で、接地部材１３ｃの中央部分から導電部材１４を導出する意味がある。その導出部分を、図８の記号γで示す。接地部材１３ｃの中央部分から導電部材１４を導出することは、Ｃ１１とＣ２２と、Ｌ１１とＬ２２との大きさを揃えることに寄与する。
（第５実施形態）
　図１４に、第５実施形態の電力変換装置６の構成例を示す。本実施形態の電力変換装置６は、電力変換装置３（図７）に対して、導電部材１４が、２個の導電部材１４ａ，１４ｂで構成される点で異なる。
　導電部材１４ａと１４ｂは、例えば平板状の導線である。２個の導電部材１４ａ,１４ｂを用いることで、第一給電母線１０と導電部材１４ａとの線間容量（Ｃ１１）と、第二給電母線１１と導電部材１４ｂとの線間容量（Ｃ２２）とを均等にし易くする。
　図１５に、各導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）の延長方向と直交する向きの断面図（図１４のＢ－Ｂ断面に相当）を示す。図１５に示すように、導電部材１４ａ,１４ｂ、第一給電母線１０、第二給電母線１１の断面形状は同じである。
　導電部材１４ａ、第一給電母線１０、第二給電母線１１、及び導電部材１４ｂは、その順番で一つの平面を形成するように間隔を空けて水平に配列されている。また、導電部材１４ａと第一給電母線１０との距離と、導電部材１４ｂと第二給電母線１１との距離とが等しくなるように配索されている。
　このように配索すると、第一給電母線１０と導電部材１４ａ、第二給電母線１１と導電部材１４ｂの、それぞれの間の容量結合を小さくできる。また、それぞれの組の相互インダクタンスＭの作用で、導電部材１４ａと１４ｂのインダクタンスを低減させることができる。
　図１５に示したように、各導電線を配索することで、バランスＣＬＢＡＬの値を小さな値で均等にする。その結果、電力変換装置６は、ノイズ強度を更に低減させる。
　また、図１６に示すように、導電部材１４ａ，１４ｂと、第一給電母線１０と、第二給電母線１１とを配索してもよい。このように配索することで、電力変換装置６は、相互インダクタンスＭの作用をより有効に利用する。
　図１６に示す第一給電母線１０及び第二給電母線１１は、平板状の導線である。第一給電母線１０の一面が導電部材１４ａと対向すると共に、第二給電母線１１とも対向する。第二給電母線１１の一面は、第一給電母線１０と対向すると共に導電部材１４ｂとも対向する。
　図１６に示すように第一給電母線１０と導電部材１４ａとを対向させ、第二給電母線１１と導電部材１４ｂとを対向させることで、それぞれの間の相互インダクタンスＭを大きくする（式（５））。その結果、電力変換装置６は、相互インダクタンスＭの作用で導電部材１４ａ，１４ｂのインダクタンスを低減させ、コモンモードノイズによる不要電磁波の放射を抑制する。
　なお、導電部材１４ａ、第一給電母線１０、第二給電母線１１、及び導電部材１４ｂを一平面に配置した場合（図１５）、各導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）は筐体１５からの距離が等しくなるように配索するとよい。つまり、各導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）の筐体１５内部の上壁からの距離をｙ１、筐体１５内部の下壁からの距離をｙ２とし、導電部材１４ａの筐体１５内部の一方の側壁からの距離をｘ１、導電部材１４ｂの筐体１５内部の他方の側壁からの距離をｘ２とする。
　そして、ｙ１＝ｙ２、ｘ１＝ｘ２とすることで、各導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）を、筐体１５内部の中央部分に配置する。各々の導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）を、筐体１５の内部の中央部分に配置することで、各導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）と筐体１５との間に生じる寄生インピーダンスのバランスも取れる。その結果、バランスＣＬＢＡＬの値を小さくする効果（図１３）をより有効に利用できる。
　また、図１６に示すように各導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）を配索した場合も同様である。導電部材１４ａと１４ｂの筐体１５の内面からの距離をｙ１とｘ１とし、第一給電母線１０と第二給電母線１１の筐体１５の内面からの距離をｙ１とｘ２とする。そして、ｘ１とｘ２との差分をｘ１（ｘ２）に対して十分小さな距離にする。つまり、差分の占める割合を十分に小さくすることで、各導電線（１０,１１,１４ａ,１４ｂ）を筐体１５の内部の中央部分に配置する。その結果、バランスＣＬＢＡＬの値を小さくして、コモンモードノイズのノイズ強度を低減することができる。
（第６実施形態）
　図１７に、第６実施形態の電力変換装置７の構成例を示す。電力変換装置７は、電力変換装置３（図６）の導電部材１４の長さを、スイッチング素子１２ａ,１２ｂを開閉することで発生するコモンモード電圧（電流）の高周波信号の波長λの四分の一にした点で異なる。
　コモンモード電圧の高周波信号の周波数には、上記の第１のループＲ１及び第２のループＲ２のインダクタンス成分と容量成分とによる共振周波数と、当該共振周波数がトリガとなって冷却部材３０の面で生じる定在波の周波数との２つがある。電力変換装置７は、導電部材１４の長さをコモンモード電圧の高周波信号の波長λの四分の一にすることで、コモンモードノイズのノイズ強度を低減する。
　図１８を参照してλ/４の長さにした導電部材１４の作用効果を説明する。図１８（ａ）は、コモンモード電圧Ｖｎが導電部材１４を通って冷却部材３０に至る伝搬ルートを模式的に示す図である。図１８（ｂ）は、コモンモード電圧Ｖｎの減衰を概念的に示す図である。
　コモンモード電圧Ｖｎが、冷却部材３０に伝搬して来ると、冷却部材の大きさ（寸法）に応じた波形δ（実線）で示す定在波が生じる。定在波は、導電部材１４に伝搬し、導電部材１４の内部で反射する。そこで、定在波の波長λの１/４の長さの分岐路を形成することより、逆相の反射波が導電部材１４に生じ、定在波と反射波が互いに打ち消し合って定在波を抑制できる。つまり、導電部材１４の長さを、冷却部材３０に生じる定在波の波長λのλ/４にすることで、波形ε（破線）で示すように反射波同士が互いに打ち消しあって定在波を抑制できる。
　また、導電部材１４の長さは、第１のループＲ１及び第２のループＲ２のインダクタンス成分と容量成分とによる共振周波数の波長λの１/４に設定してもよい。第一給電母線１０と第二給電母線１１とを伝搬して来るそのコモンモード電圧の高周波信号は、導電部材１４の内部で反射する。したがって、上記の定在波と同様に、導電部材１４の長さを、コモンモード電圧の高周波信号の周波数の波長λのλ/４にすることで、コモンモードノイズを抑制できる。
　このように、導電部材１４の長さは、第１のループＲ１と第２のループＲ２のインダクタンス成分と容量成分とによる共振周波数の波長λの１/４、又は、冷却部材３０の面で生じる定在波の周波数の波長λの１/４の何れで有ってもよい。要するに波長λは、スイッチング素子を開閉することで発生するコモンモードノイズの周波数に対応する波長で有ればよい。なお、波長をλ、且つ、奇数ｎとした場合に、導電部材１４の長さをｎλ/４にすることで同様の作用効果を奏することができる。
　以上説明したように、実施形態によれば、以下の作用効果が得られる。
　導電部材１４が、第一給電母線１０と第二給電母線１１の少なくとも一方に沿って配索されるため、導電部材１４と、第一給電母線１０もしくは第二給電母線１１と、の間の相互インダクタンスＭの作用によって、導電部材１４のインダクタンスを低減させることができる。そのため、導電部材１４のインピーダンスが低下し、コモンモード電流が優先的に導電部材１４を流れるようになるため、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流が減少する。その結果、電力変換装置１はコモンモードノイズによる不要電磁波の放射を抑制するので、周辺の電子装置の動作に悪影響を与えない。
　また、冷却部材３０を備える電力変換装置３は、導電部材１４を、接地された冷却部材３０の部位３０ａに接続するため、導電部材１４の接地電位を確保するためだけの部材が不要である。つまり、電力変換装置３は、コモンモード電流を減少させる効果に加えの接地電位の確保を容易にする効果も奏する。
　また、冷却部材３０を備える電力変換装置３は、冷却部材３０の厚さ分だけ導電部材１４の長さを短くすることができる。つまりは、接地部材１３ｃと筐体１５とを介して部位３０ａに至るまでの長さに対して、導電部材１４の長さを短くすることができる。したがって、導電部材１４のインピーダンスが低減し、コモンモード電流を優先的に導電部材１４に流すことができ、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させる。
　また、電力変換装置４は、接地部材１３ｃ、導電部材１４、及び筐体１５のそれぞれのインダクタンスをＬ１，Ｌ２，Ｌ３とする。電力変換装置４は、導電部材１４のインダクタンスＬ２を、接地部材１３ｃと筐体１５とのインダクタンスの合計値（Ｌ１＋Ｌ３）よりも小さくすることで、筐体１５に漏れ出るコモンモード電流を減少させる。
　また、接地部材１３ｃと筐体１５との間に、浮遊している容量Ｃｂがある電力変換装置５は、上記の式（６）を満足することにより、特定の周波数帯域におけるコモンモード電流の筐体１５への漏れ出しを減少させる。
　また、各導電線の形状を平板状とし、導電部材１４の一面に、第一給電母線１０と第二給電母線１１との一面が対向して配索される構成とした電力変換装置５は、それぞれの導電線のインピーダンスで計算できる電気的特性のバランスＣＬＢＡＬを小さくできる。その結果、電力変換装置５はコモンモードノイズのノイズ強度を低くできる（図１２）。
　また、導電部材１４が、２個の導電部材１４ａ，１４ｂで構成される場合、導電部材１４ａ，１４ｂと第一給電母線１０と第二給電母線１１との間の相互インダクタンスＭを大きくすることができる。その結果、電力変換装置６は、相互インダクタンスＭの作用で導電部材１４ａ，１４ｂのインダクタンスを低減させる。
　また、導電部材１４の長さを、パワーモジュール１２のスイッチを開閉することで発生するコモンモードノイズの波長λのｎλ/４にすることにより、反射波の打消し合いによってコモンモードノイズのノイズ強度を低減させることができる。
　以上、実施例に沿って本発明の内容を説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変形及び改良が可能であることは、当業者には自明である。
　例えば、２個の導電部材１４ａ，１４ｂを用いて相互インダクタンスＭの作用を有効に利用する実施例は、上記の電力変換装置１乃至５の何れに対して適用してもよい。また、導電部材１４の長さをコモンモード電圧（電流）の高周波信号の波長λのｎλ/４にする実施例も、電力変換装置１乃至６の何れに対して適用してもよい。
　以上説明した本発明の実施例は、インバータ及びコンバータに適用することが可能であり不要電磁波の放射を抑制する必要のある用途の電力変換装置に広く利用できる。
　１，２，３，４，５，６，７　電力変換装置
　１０　第一給電母線
　１１　第二給電母線
　１２　パワーモジュール
　１２ａ，１２ｂ　スイッチング素子
　１３ａ　第一コンデンサ
　１３ｂ　第二コンデンサ
　１３ｃ　接地部材
　１４　導電部材
　１５　筐体
　１６　電源
　３０　冷却部材
　３０ａ　部位

Claims (7)

  1. 　電源の正極側から配設された第一給電母線と、
    　前記電源の負極側から配設された第二給電母線と、
    　前記第一給電母線と前記第二給電母線との間に設けられるスイッチング素子と、
    　一端を前記第一給電母線と接続する第一コンデンサと、
    　一端を前記第二給電母線と接続する第二コンデンサと、
    　前記第一コンデンサの他端と前記第二コンデンサの他端との間に接続される接地部材と、
    　前記第一給電母線と前記第二給電母線との少なくとも一方に沿って配索され、前記接地部材と前記接地電位との間を接続する導電部材と
    　を具備することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記スイッチング素子を冷却する冷却部材を備え、
    　前記冷却部材は、表面が接地され、当該表面に前記導電部材が接続される部位を有することを特徴とする請求項１に記載した電力変換装置。
  3. 　前記冷却部材を固定する筐体と、
    　前記接地部材と前記筐体とを接続する接地電位部材と、を備え、
    　前記導電部材の長さは、前記接地部材から前記筐体を介して前記部位に至るまでの最短長よりも短いことを特徴とする請求項２に記載した電力変換装置。
  4. 　前記導電部材は、
    　前記第一給電母線と当該導電部材との線間容量と、前記第二給電母線と当該導電部材との線間容量とが、均等になるように配索されることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載した電力変換装置。
  5. 　前記導電部材は、
    　前記第一給電母線と当該導電部材との距離と、前記第二給電母線と当該導電部材との距離とが、等しくなるように配索されることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載した電力変換装置。
  6. 　前記導電部材は、
    　２個の平板状の導線であって、
    　前記第一給電母線は、平板状の導線であって、前記導電部材の一方の導線と対向すると共に、前記導電部材と対向している面と同じ面で前記第二給電母線と対向し、
    　前記第二給電母線は、平板状の導線であって、前記第一給電母線と対向している面と同じ面で前記導電部材の他方の導線と対向する
    　ことを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載した電力変換装置。
  7. 　前記導電部材の長さは、
    　前記スイッチング素子を開閉することで発生するコモンモードノイズの波長をλ、且つ、奇数ｎとした場合にｎλ/４であることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載した電力変換装置。
     
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