JP2010252628A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
電動機を駆動する電力変換装置において、例えばファンモートルを駆動する場合に、モートル中性点電位のシャフトへの（軸電圧）放電がベアリングの電食を引き起こし、モートル寿命を著しく低下させた事例が数多く見られた。
従って、本発明においては、インバータ装置における、モートル軸電圧放電に対して、従来よりも改善することを課題とする。
【解決手段】
上記課題に対して、電力変換装置の該逆変換部の制御部には、一般的に、高性能マイコンを使用し、ソフト処理にてPWM論理信号を生成することが可能であるので、各相（U、V、W）について零ベクトルの出現を低減するように、各相（U、V、W）の論理組み合わせを演算するようにするものである。これによって、従来よりも、軸電圧放電の発生の低減を狙うものである。
【選択図】 図５

Description

本発明は、電力変換装置、インバータ装置を提供する技術に関するものである。

従来、電動機の電食防止について、特許文献１に記載がある。特許文献１では、交流変位電流が、電動機接地線、軸受を流れることによって、軸受が電食することに対し、軸部に磁束発生部材を設け、軸受部へ流れる電流を減少させて、上記軸受などの電食の対策を図ろうとするものである。

特開平０６−２３３４９２号公報

電動機を駆動する電力変換装置について、例えば、該逆変換部に上下アームのみを有する2レベルインバータ装置において、例えばファンモートルを駆動する場合に、モートル中性点電位のシャフトへの（軸電圧）放電がベアリングの電食を引き起こし、モートル寿命を著しく低下させた事例が数多く見られた。

本事例の対策としては、モートルベアリングにシリコン系樹脂を使用し軸電圧の放電を抑制するか、モートル軸をブラシなどを使用してアースへ電位を接続することや、特許文献１に記載などの対策を行っていた。

一方、インバータ装置自体の対策としては、キャリア周波数を下げることが最も効果的であるが、完全な対策には至らず放電確率を下げるにとどまっていた。

上記の如く、従来のインバータ装置自体では、モートル軸電圧放電に関して、必ずしも良好な対策が行われているとは言えず、無秩序な軸電圧放電を発生させている場合があった。

従って、本発明においては、インバータ装置における、モートル軸電圧放電に対して、従来よりも改善することを課題とする。

上記課題に対して、電力変換装置の該逆変換部の制御部には、一般的に、高性能マイコンを使用し、ソフト処理にてPWM論理信号を生成することが可能であるので、各相（U、V、W）について零ベクトルの出現を低減するように、各相（U、V、W）の論理組み合わせを演算するようにするものである。これによって、従来よりも、軸電圧放電の発生の低減を狙うものである。

そして、上記課題を解決するために、例えば、 フライホイールダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子を有する上アーム部と下アーム部とを有し、該上アーム部と該下アーム部とが直列接続される直列接続部を複数含む逆変換部と、
上記上アーム部または上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する駆動回路と
前記駆動回路に上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する論理駆動ＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御部と、
を有し、直流電力を多相の交流電力に変換し、電動機に出力する電力変換装置であって、
前記制御部は、前記上アーム部の各相が同時にＯＮ状態となる零ベクトル状態になること、または、前記上アーム部の各相が同時にＯＦＦ状態となる零ベクトル状態になること、を抑制するに際し、電動機に印加する線間電圧の上ピーク部、または線間電圧の下ピーク部において零ベクトル状態を無くすように制御するという構成をとる。

以上、本発明の構成によれば信頼性の向上した電力変換装置、インバータ装置が提供可能となるものである。

一般的なインバータ装置の回路図 図1のインバータ装置における演算説明図 図1のインバータ装置におけるモートル駆動時の各部電位説明図 図3の零ベクトル状態時の各部電位変動説明図 本発明の一実施例である零ベクトルを削除した場合の各部電位変動説明図

以下、本発明に係わる実施例のインバータ装置について、図1ないし図5を参照して詳に説明する。図1は一般的なインバータ装置の回路図、図2は図1のインバータ装置における演算説明図、図3は図1のインバータ装置におけるモートル負荷を接続時の各部の電位説明図、図4は軸電圧発生のメカニズムの説明図、図5は、本実施例による零ベクトル対応についてのメカニズムの説明図である。

図1は、一般的なＰＷＭ方式インバータ装置の一実施形態ブロック構成図が示されている。ＰＷＭ方式は、一定周期毎に方形波出力電圧のパルス幅を変化させることにより、この周期間の出力電圧を変化させるものである。

以下の説明でのＩＧＢＴとは、”Insulated Gate Bipolar Transistor”の略であり、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタのことである。また、ＦＷＤとは、“Fly Wheel Diode”との略であります。

図1において、交流電源1からの交流電力をコンバータ部2で整流し、直流電圧に変換
る。該直流電圧を電解コンデンサ3にて平滑し、逆変換部4にて交流電力へ変換する。

前期逆変換部4のブリッジ回路は、ＩＧＢＴのＳ1と逆並列に接続されたＦＷＤのＤ１からなるスイッチング素子、ＩＧＢＴのＳ3と逆並列に接続されたＦＷＤのＤ3からなるスイッチング素子、ＩＧＢＴのＳ5と逆並列に接続されたＦＷＤのＤ5からなるスイッチング素子で構成される上アーム、ＩＧＢＴのＳ2と逆並列に接続されたＦＷＤのＤ2からなるスイッチング素子、ＩＧＢＴのＳ4と逆並列に接続されたＦＷＤのＤ4からなるスイッチング素子、ＩＧＢＴのＳ6と逆並列に接続されたＦＷＤのＤ6からなるスイッチング素子で構成される下アームとからなっている。

前記上アームの３組の各スイッチング素子にはそれぞれ駆動回路Ｒ1、Ｒ3、Ｒ5が付設されており、前記下アームの３組の各スイッチング素子にはそれぞれ駆動回路Ｒ2、Ｒ4、Ｒ6が付設されている。

なお、ＳＷは電源投入時の瞬時過電流突入防止用のスイッチであり、マグネットコンタクタでも良いし、サイリスタでも差し支えない。

また、制御部5で出力電圧および出力周波数を演算し、それに応じたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号が、駆動回路Ｒ1、Ｒ2、…Ｒ6にＯＮ/ＯＦＦ信号として出力される。

図2には、制御部5から各ＩＧＢＴの駆動回路R1、R2、…R6へ出力される出力論理信号の
一般的な演算イメージを示している。図1に示すＰＷＭ方式のインバータ装置では、図2に
示す如く、各相電圧指令（変調波）と三角波の搬送波信号を比較してＩＧＥＴへのスイッチング信号を出力している。

該搬送波信号と該相電圧指令の比較により、該相電圧指令信号が前記搬送波信号より大きい場合に上アームへＯＮ信号、小さい場合にＯＦＦ信号を出力する。しかし、実際には前記比較により、デットタイムを考慮し上アームと下アームのＯＮ/ＯＦＦ信号を決定するが、本発明では、説明を簡略化するためデットタイムを無視して説明を続ける。

このようにして、前記スイッチング信号により、ＩＧＢＴのＳ1、ＩＧＢＴのＳ2、…ＩＧＢＴのＳ6のＯＮ/ＯＦＦを行うことにより、その平均値が前記相電圧指令信号（変調波）に比例した高周波の方形波出力を得ることができる。ここで、搬送波に三角波を用いているが鋸波でも差し支えない。

Ａ部間の上アームへのＰＷＭ信号では、Ｕ相の相電圧指令が正ピーク付近でＵ相電流は負の方向の説明図である。Ａ部間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームへのＰＷＭ信号で各相において同時にＯＦＦしている区間がある。それを上アーム同時ＯＦＦ（この時、下アーム同時ＯＮ）零ベクトル状態と言う。また、Ｂ部間の上アームへのＰＷＭ信号では、Ｕ相の相電圧指令が負のピーク付近でＵ相電流は負の方向の説明図である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームへのＰＷＭ信号で各相において同時にＯＮしている区間がある。それを上アーム同時ＯＮ（この時、下アーム同時ＯＦＦ）零ベクトル状態という。

次に、第3図にて該インバータ装置でモートル駆動を行う場合の各部電位について説明する。図1に示す交流電源1が中性点接地と想定し、該電解コンデンサ3の電位をＥとして、それを2分割し、その中性点をアースとする。アースからのモートルの中性点電圧をen、アースからＵ相端子電圧をeu、アースからＶ相端子電圧をev、アースからＷ相端子電圧をewとする。また、Ｕ相電流をiuとし該インバータ装置から出る方向を正、該インバータ装置に入る方向を負する。Ｖ相からＵ相までのモートル線間電圧をＶuvとする。

図4にて、図1の（a）Ａ部詳細図および（b）Ｂ部詳細図を元に軸電圧放電のメカニズムについて説明する。前述のように、上アームのＩＧＢＴのＳ1、ＩＧＢＴのＳ2、ＩＧＢＴのＳ3は、図４に示すように与えられる論理駆動ＯＮ/ＯＦＦ信号によって、ＯＮ/ＯＦＦ変化する。そのときのアースからの各端子電圧eu、ev、ewは、ＯＮ時はＥ/2へ、ＯＦＦ時は-Ｅ/2となる。参考までにＶ相からみたＵ相のモートル端子電圧Ｖuvを示す。また、各端子電圧eu、ev、ewによりモートル中性点電圧enが得られる。このとき、Ａ部零ベクトル状態の(３)部では、enが論理的に0Ｖとなる。また、Ｂ部零ベクトル状態の(８)部でも論理的に0Ｖとなる。各端子電圧eu、ev、ewとモートル中性点電圧enの差（eu-en）、（ev- en）、（ew- en）は、モートル相電圧を示す。

ここで、（a）Ａ部詳細において、（ev- en）、（ew- en）は、零ベクトル状態(３)において大きな電位変動が見られないが、（eu-en）ではＥ2/3から-Ｅ/2と-Ｅ7/6の変動を起こしている。図1に示すようにＡ部の電流は、負方向であり、電位変動も負方向であることから問題は生じない。

しかしながら、（b）Ｂ部詳細での零ベクトル状態(８)部では、（eu-en）が-Ｅ2/3からＥ/2とＥ7/6の変動を起こしている。この場合は、電流方向が負に対し、電圧変動が正のため、enはeu＝Ｅ/2に対しそれ以上の電位でなければ継続する電流を維持できない。

以上から、相電圧指令とその線電流（相電流）が同一方向で、相電圧のピーク付近の零ベクトルでは、モートル中性点電圧に論理的に0ＶではなくＥ/2以上または-Ｅ/2以下の電圧を発生させる現象となる。

本発明では、相電圧指令のピーク付近にて零ベクトル状態を削除することを提案する。

図5にて、図4（ｂ）Ｂ部詳細の(８)部の零ベクトルを削除した実施例を説明する。図4に示す(８)部が削除され、(７)部と(９)部が同様な電位となっている。ここで、Ｕ相の相電圧（eu-en）は、図4の(８)部に示すような急峻な電位変動がみられない。

ここで、(８)部の零ベクトルを削除する方法の実施例について、概説する。

図４の(ｂ)Ｂ部詳細に示すように、ＩＧＢＴのＳ１には、時間ＴのＯＮ期間があり、他のＩＧＢＴのＳ２、Ｓ３もＯＮ期間となっており、各相（U、V、W）について零ベクトルが出現している。このＩＧＢＴのＳ１における時間ＴのＯＮ期間が(８)部となっている。

そこで、図５に示すＩＧＢＴのＳ１〜Ｓ３の信号波形となるような処理を行うものとする。上記(８)部のＯＮ期間を削除する為に、スイッチング信号のＯＮ期間のＴ時間分だけ、処理をスキップさせて短くする。次に、短くしたＴ時間分を補う為に、ＯＮ期間からＯＦＦ期間へ変化するタイミングを見かけ上、Ｔ時間だけ早めるものとする。結局ＯＦＦ期間がＴ時間分長くなるので、全体としては、時間軸上での伸張は相殺されるものとする。

この処理は、ＩＧＢＴのＳ２、Ｓ３でも同様に、ＯＮ期間をＴ時間分削除し、ＯＮ期間からＯＦＦ期間へ変化するタイミングを見かけ上Ｔ時間だけ早め、ＯＦＦ期間をＴ時間分長くし、全体として、時間軸上での伸張は相殺されるようにするものとする。

これらのＯＮ期間のＴ時間のスキップ、及びスキップに伴うその他の期間での伸張による相殺処理は、上記にて実施例を説明したものである。従って、別途他の方法によって、相殺処理などが行われるものでも良い。例えば、上述のＯＮ期間からＯＦＦ期間へ変化するタイミングをＴ時間だけ早めるのを、Ｔ／２時間だけ、早めるものとし、残りのＴ/２時間は、ＯＦＦ期間からＯＮ期間へ変化するタイミングをＴ／２時間だけ見かけ上遅らせるようにするものであっても良い。即ち、図５のＩＧＢＴのＳ２、Ｓ３のＯＮ期間の立上り時期がＴ／２時間時間遅れ、ＯＮ期間からＯＦＦ期間への立下り時期がＴ／２時間早めるようにすることで、ＯＦＦ期間をＴ時間分長くし、全体として、時間軸上での伸張は相殺されるようにするものとする。

但し、誤解の無いように念のため、説明を繰り返すが、図５のＳ１、Ｓ２、Ｓ３のタイムチャートにて点線を用いて、ＯＮ期間からＯＦＦ期間へ変化するタイミングをＴ時間だけ早めているように見かけ上例示しているが、時間軸上では、Ｔ時間分のＯＦＦ期間を挿入するようにする。「見かけ上」と説明しているのは、図５では、点線で示すＯＮ期間の信号の大きさがＯＦＦ期間の信号の大きさに単純に切替わっているように見えるが、実際には、ＯＦＦ期間がＴ時間分挿入される処理を行っているから、注意的に「見かけ上」と記載しているのである。

こうすることで、上記ＯＮ期間でスキップされ、無くなったＴ時間分が補われるようになり、タイムチャートでの時間軸上の過不足が無くなり、他の処理系との時間タイミング、同期のズレ、矛盾などが生じないように図られるのである。これは、上記のＴ／２時間づつ見かけ上で、ＯＮ/ＯＦＦの変化タイミングを補正するものでも同様で、時間軸上の過不足が無くなるように適宜スキップした時間を挿入、補うものであっても良い。

これらの時間に伴う補正、調整処理は、例えば、遅延時間を調整可能である遅延素子、シフトレジスター等の論理素子や、マイクロコンピュータ等に代表される制御部、制御装置、メモリーなどの記憶手段、記憶装置等を用いることで、ハード処理、ソフトウェア処理等によって、実現することが出来る。

上述の(８)部の削除等の、零ベクトルの出現を低減する方法は、一つの実施例であり、他の方法によっても、実現することは可能であり、適宜実施するものでよい。

上述の処理は、Ｕ相を例として、説明したが、残りの相である例えば、Ｖ相、Ｗ相等でも同様に零ベクトル状態を抑制、低減するように処理を実施するものであっても良い。

なお、図5に示す零ベクトルの削除は、各相電圧の正負ピーク３０°付近のみ行っても良いし、また、負側のみ、または正側のみ行っても軸電圧放電の確率を半減できる。

この様に、零ベクトル状態の抑制、低減の実施については、複数相の内で実施する相の数、実施する時期を適宜選択して、実施可能である。但し、設計上、使用する素子の性能を考慮して、実施する処理を増やすことで、軸電圧放電が発生する確率をより低減出来るものと予想される。

以上説明したように、本発明に基づく上記実施例によれば、従来よりも、軸放電電圧の低減が可能となるので、従来と比較して信頼性の向上した電力変換装置、インバータ装置が提供可能となるものである。

１…交流電源、２…コンバータ部、３…電解コンデンサ、４…逆変換部
ＩＧＢＴＳ1、ＩＧＢＴＳ3、ＩＧＢＴＳ5…上アームのＩＧＢＴ
ＦＷＤ１、ＦＷＤ3、ＦＷＤ5…上アームのＦＷＤ
ＩＧＢＴＳ2、ＩＧＢＴＳ4、ＩＧＢＴＳ6…下アームのＩＧＢＴ
ＦＷＤ2、ＦＷＤ4、ＦＷＤ6…下アームのＦＷＤ
Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5、Ｒ6…駆動回路

Claims (3)

1. フライホイールダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子を有する上アーム部と下アーム部とを有し、該上アーム部と該下アーム部とが直列接続される直列接続部を複数含む逆変換部と、
   上記上アーム部または上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する駆動回路と
   前記駆動回路に上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する論理駆動ＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御部と、
   を有し、直流電力を多相の交流電力に変換し、電動機に出力する電力変換装置であって、
   前記制御部は、前記上アーム部の各相が同時にＯＮ状態となる零ベクトル状態になること、または、前記上アーム部の各相が同時にＯＦＦ状態となる零ベクトル状態になること、を抑制するに際し、電動機に印加する線間電圧の上ピーク部、または線間電圧の下ピーク部において零ベクトル状態を無くすように制御することを特徴とする電力変換装置。
2. フライホイールダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子を有する上アーム部と下アーム部とを有し、該上アーム部と該下アーム部とが直列接続される直列接続部を複数含む逆変換部と、
   上記上アーム部または上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する駆動回路と
   前記駆動回路に上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する論理駆動ＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御部と、
   を有し、直流電力を多相の交流電力に変換し、電動機に出力する電力変換装置であって、
   前記制御部は、前記上アーム部の各相が同時にＯＮ状態となる零ベクトル状態になること、または、前記上アーム部の各相が同時にＯＦＦ状態となる零ベクトル状態になること、を抑制するに際し、電動機に印加する線間電圧の上ピーク部と線間電圧の下ピーク部との両方において零ベクトル状態を無くすように制御することを特徴とする電力変換装置。
3. フライホイールダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子を有する上アーム部と下アーム部とを有し、該上アーム部と該下アーム部とが直列接続される直列接続部を複数含む逆変換部と、
   上記上アーム部または上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する駆動回路と
   前記駆動回路に上記下アーム部のスイッチング素子を駆動する論理駆動ＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する制御部と、
   を有し、直流電力を多相の交流電力に変換し、電動機に出力する電力変換装置であって、
   前記制御部は、前記上アーム部の各相が同時にＯＮ状態となる零ベクトル状態になること、または、前記上アーム部の各相が同時にＯＦＦ状態となる零ベクトル状態になること、を抑制するに際し、電動機に印加する複数相の各相についての線間電圧の上ピーク部、または線間電圧の下ピーク部において零ベクトル状態を無くすよう制御することを特徴とする電力変換装置。

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