JP2015065742A - インバータ制御装置およびインバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を好適に抑制しながら、サージ電圧を極力低減可能とするインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、電流の大きさのより高レベル側よりもスイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源出力をスイッチングすることにより交流負荷に供給する電力を生成するインバータ装置の制御に関するものである。

車両走行用モータを始め、各種動力負荷に供給する単相あるいは多相の交流電圧を、直流電源電圧のスイッチングにより生成するインバータ装置は広く普及している。インバータ装置を駆動する制御装置により、インバータ装置から交流負荷に出力する波形を所望に制御することができるので、負荷の状態に合わせた出力可変制御が可能である。

インバータ装置ではスイッチング素子の動作を利用することから、ターンオン時間およびターンオフ時間というスイッチング時間の間において主にスイッチング素子の電圧降下と電流との積の積分で決まるスイッチング損失が発生する。スイッチング損失はスイッチング時間が長い方が大きくなることから、スイッチング時間の短いＩＧＢＴなどの素子が用いられることが多い。しかし、スイッチング時間が短いと、素子電流が急峻に変化することから、回路のインダクタンス分Ｌと電流変化率ｄｉ／ｄｔに起因する起電力ΔＶ＝Ｌｄｉ／ｄｔがサージ電圧となる。発生したサージ電圧は、モータのステータコイルの絶縁や素子耐圧を脅かす他、機器の誤動作を引き起こすノイズの原因となり得る。従って、このトレードオフの関係下においてそれぞれの用途に応じた高効率の電力変換手法を達成するための技術開発が盛んに行われている。

例えば特許文献１には、モータのコイル間の絶縁強度が環境によっては低下することに鑑み、当該絶縁強度が低下する環境において、モータの同一相内で近接するコイル導体間が、過渡過電圧（サージ電圧）による電圧ストレスを受けて相内分担電圧に基づく電位差が拡大することにより絶縁破壊することのないように、過渡過電圧を軽減するための技術が開示されている。かかる技術として、例えば、モータに流れる電流が大きくなるとインバータのスイッチング素子を遅いスイッチング速度で制御することが挙げられている。

特開２０１２−２３１６４４号公報

インバータ装置では、スイッチング素子と逆並列に接続された還流ダイオードにおいて、転流時にリカバリサージ電圧が発生することが知られている。リカバリサージ電圧は、電流が小さいほど大きくなるという特性を有している。従って、電流が小さい場合に、サージ電圧ΔＶに重畳されるリカバリサージ電圧が大きくなり、サージ電圧全体が特に大きくなる。このときにコイル間の絶縁強度が不足していると、サージ電圧が印加される同一相内の互いに近接したコイル導体間で絶縁破壊を起こす。当該絶縁破壊が起こるとモータに大電流が流れ、車両停止にまで至る故障を引き起こす。

このようなコイル導体間の絶縁破壊を防止するために、現状レベルのサージ電圧に対して、コイルの絶縁樹脂を高耐圧の樹脂に変更したり、厚くしたりすることが考えられるが、この方法ではコストが上昇したりモータの体格が大きくなったりする。

また、当該絶縁破壊を防止するために、サージ電圧を抑制して瞬時電圧でみたモータコイルの分担電圧を常時絶縁耐圧以下にするという観点から、インバータのスイッチング速度を一律に低下させて電流変化率ｄｉ／ｄｔを抑制することも考えられる。しかしこの方法では、スイッチング時間が長くなることからスイッチング損失が増大してエネルギー効率が低下し、例えば車両では燃費の悪化をきたす。また、スイッチング損失が増大すると発熱量も増大するため、スイッチング素子の温度が耐熱保証温度を超えないように絶縁材料の種別に高温仕様のものを選定するとコストが上昇する。

上述したようにリカバリサージ電圧は電流が小さいときに大きくなるため、スイッチングオン時に発生する同一相内のコイル導体間の電位差は、コイルに印加される電圧が高くコイルに流れる電流が小さいときに、大きくなる。つまり、モータコイル内の分担電圧が大きくなるのは電流が小さいときであって、耐熱保証温度が問題となるような大電流状態は当該分担電圧の増大とは直接には関係ない。

このように、従来のインバータ装置の制御では、スイッチング損失を適度に抑制しながら、モータコイル内の分担電圧の増大を効果的に抑制するサージ電圧低減手法が確立されていなかった。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、スイッチング損失を好適に抑制しながら、サージ電圧を極力低減可能とするインバータ制御装置およびインバータ装置の制御方法を提供するものである。

本発明の第１の局面は、交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とする。

また、本発明の第２の局面は、交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、前記インバータ装置の入力電圧が所定電圧値を超えると、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とする。

また、本発明の第３の局面は、交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、周囲環境の大気圧が所定気圧以下になると、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とする。

また、本発明の第４の局面は、交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、前記インバータ装置の入力電圧が所定電圧値を超え、かつ、周囲環境の大気圧が所定気圧以下になると、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とする。

また、本発明の第５の局面は、前記第１ないし第４のいずれかの局面において、前記交流負荷はモータであることを特徴とする。

また、本発明の第６の局面は、交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ装置の制御方法であって、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくすることを特徴とする。

第１の局面によれば、交流負荷に流れる電流が低いレベルである場合にスイッチング素子のスイッチング速度を低下させるので、回路のインダクタンス分と電流変化率との積による起電力が抑制される分だけ、還流ダイオードに発生するリカバリサージ電圧が重畳したサージ電圧全体の大きさを抑制できる。一方、交流負荷に流れる電流が、リカバリサージ電圧が小さくサージ電圧全体があまり大きくならないその他のレベルである場合には、スイッチング素子のスイッチング速度を低下させないので、スイッチング損失を抑制することができる。従って、インバータ動作時間の全体を通してスイッチング損失を好適に抑制しながらサージ電圧を極力低減可能とするインバータ制御装置を提供することができる。

第２の局面によれば、負荷の印加電圧が特に大きくなる、インバータ装置の入力電圧が高い場合に、サージ電圧を低減することができる。

第３の局面によれば、絶縁強度が低下する、周囲環境の大気圧の低下時に、サージ電圧を低減することができる。

第４の局面によれば、負荷の印加電圧が特に大きくなる、インバータ装置の入力電圧が高い場合であって、かつ、絶縁強度が低下する、周囲環境の大気圧の低下時に、サージ電圧を低減することができる。

第５の局面によれば、従来、モータ電流が小さい場合に同一相内のモータコイル導体間で分担電圧に起因した電位差の拡大により起こりやすかった絶縁樹脂の絶縁破壊を、防ぐことができる。

第６の局面によれば、インバータ動作時間の全体を通してスイッチング損失を好適に抑制しながらサージ電圧を極力低減可能とするインバータ装置の制御方法を提供することができる。

本発明の実施形態に係るインバータ制御装置が行う制御手順を説明するフローチャート 本発明の実施形態に係るインバータ制御装置を備えたモータ駆動システムの構成を示す回路ブロック図 本発明の実施形態に係るインバータ制御装置によるスイッチング速度の切り換え制御を説明するための駆動波形図 本実施形態を説明するものであり、インバータ制御装置を備えたモータ駆動システムの構成を示す回路ブロック図 本実施形態を説明するものであり、リカバリサージ電圧を説明するための電圧および電流の時間変化を示す図 本実施形態に係るインバータ制御装置の構成を示し、（ａ）はコンピュータ構成によりスイッチング速度制御を行う場合のブロック図、（ｂ）はハードウェア構成によりスイッチング速度制御を行う場合のブロック図

本発明の実施形態について図面を用いて説明すれば以下の通りである。

まず、インバータ装置において発生するリカバリサージ電圧について説明を行う。図４に、車両走行用の３相交流モータに供給する交流電力を生成する電圧形インバータの構成例を示す。当該インバータ装置１０１は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなるスイッチング素子Ｔ１０１〜Ｔ１０６と還流ダイオードＤ１０１〜Ｄ１０６とを備えている。バッテリＥの出力電圧はＤＣ−ＤＣコンバータ１０２で昇圧され、入力コンデンサ１０３で平滑化される。インバータ制御装置１０４は、入力コンデンサ１０３の端子間電圧を入力として、例えばＰＷＭ制御によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各レッグにおける上アームのスイッチング素子（Ｔ１０１・Ｔ１０３・Ｔ１０５）と下アームのスイッチング素子（Ｔ１０２・Ｔ１０４・Ｔ１０６）とを相間で位相差を有するようにオン・オフ動作させて、モータＭの各相電圧を生成する。図４ではインバータ制御装置１０４の出力がＵ相レッグのスイッチング素子Ｔ１０１・Ｔ１０２のゲート・エミッタ間に接続されている様子が示されているが、Ｖ相レッグのスイッチング素子Ｔ１０３・Ｔ１０４およびＷ相レッグのスイッチング素子Ｔ１０５・Ｔ１０６にも個別に同様の接続が行われている。

このような構成のインバータ装置において、各レッグに備えられる２つのスイッチング素子の一方がオン、他方がオフとなる状態が交互に繰り返される。例えば図４のＵ相について、インバータ制御装置１０４からスイッチング素子Ｔ１０１・Ｔ１０２にゲート駆動パルス信号が入力され、Ｖ相、Ｗ相でも順次２／３πずつ移相がずれるように同様にゲート駆動が行われる。しかし、各レッグの上下アーム間でターンオン期間とターンオフ期間とが重複して大きな貫通電流が流れないように、スイッチング素子Ｔ１０１・Ｔ１０２をともにオフの状態とするデッドタイムが設けられるため、３相分の電流和を保持すべく、デッドタイムには電流の向きに応じた上下アームのいずれかの還流ダイオードを通して電流が流れ得るようになっている。

Ｕ相において、スイッチング素子Ｔ１０１がオン、スッチング素子Ｔ１０２がオフの状態から、上記デッドタイムを経て、スイッチング素子Ｔ１０１がオフ、スッチング素子Ｔ１０２がオンの状態へとスイッチングが行われる場合を取り上げると、デッドタイムで還流ダイオードＤ１０１にダイオード電流Ｉｄが流れ始め、これがスイッチング素子Ｔ１０２のコレクタ電流Ｉｃへと移行する転流が行われることになる。

前述のサージ電圧の発生により、当該サージ電圧が侵入する相のモータコイルでは、ステータに巻きつけられていることにより同一相内で近接することとなるコイル導体間の電位差が、通常の分担電圧に起因する電位差よりも大きくなる。例えば図４に示したように、Ｗコイルに印加された電圧のうち、ＰＱ間、ＱＲ間、ＲＯ間の分担電圧は、順にｖａ、ｖｂ、ｖｃとなる。点Ｕ、点Ｑ、点Ｒが巻回されたコイル上で互いに近接しているとすると、発生したサージ電圧がＷ相に侵入してＷ相コイルの印加電圧に重畳した瞬間には分担電圧ｖａ、ｖｂ、ｖｃが通常より大きくなるので、例えばＰＲ間の電位差ｖａ＋ｖｂがこれらの点間で特に大きな電位差となる。このような過渡過電圧時にコイル導体間に発生する当該電位差は、コイル間を絶縁するために使用している樹脂の耐圧以下に抑える必要がある。

ここで、インバータ装置におけるサージ電圧の発生メカニズムについて簡単に説明する。サージ電圧はインバータ装置のスイッチングオン時とスイチングオフ時とに発生するが、スイッチングオン時には、前述の起電力Ｌｄｉ／ｄｔの他に、転流元の還流ダイオードにリカバリサージ電圧が発生する。例えば図４のＵ相について言えば、一方のアームが有するスイッチング素子Ｔ１０２のオン時に、他方のアームの還流ダイオードＤ１０１にリカバリサージ電圧が発生する。図５に示すように、前述のデッドタイムからスイッチング素子（Ｔ１０２）のオン移行動作が開始されると、当該スイッチング素子（Ｔ１０２）のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが低下してコレクタ電流Ｉｃが立ち上がるとともに、還流ダイオード（Ｄ１０１）の順方向（縦軸のプラス側で示す）に流れていたダイオード電流Ｉｄが遮断される。その後、還流ダイオード（Ｄ１０１）内部では、逆バイアスによる正負キャリアの蓄積が行われることによる逆回復電流が流れるため、ダイオード電流Ｉｄは逆方向の領域（縦軸のマイナス側の領域）に入る。逆回復電流は、正負キャリアどうしの結合消滅も加わり、ある時点で大きさが最大となってから０へと減衰する。この逆回復電流の減衰過程でリカバリサージ電圧が発生し、還流ダイオード（Ｄ１０１）に印加される電圧Ｖｄが急速に立ち上がって、インバータ装置（１０１）の入力電圧ＶＨを超えるような尖頭波形を形成する。

図４の構成では、例えばＵ相の還流ダイオードＤ１０１で発生したリカバリサージ電圧が重畳したサージ電圧が、オン状態にあるスイッチング素子Ｔ１０５を進行する経路でＷ相に侵入し、Ｗ相内のコイル導体間で絶縁破壊が生じる、といった現象が起こる。

次に、図２に、本実施形態に係るインバータ制御装置を備えたモータ駆動システムの構成を示す。当該モータ駆動システムは、インバータ装置１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２、入力コンデンサ３、インバータ制御装置４、バッテリＥ、電圧センサＳＶ、電流センサＳＩ、および大気圧センサＳＰを備えている。駆動されるモータＭは例えばハイブリッド車（ＨＶ）に用いられる同期電動機や誘導電動機からなり、ここでは３相交流モータとして示す。

インバータ装置１は、モータＭの駆動電圧を生成する３相ブリッジ回路をなす。Ｕ相レッグの上アームにスイッチング素子Ｔ１および還流ダイオードＤ１、Ｕ相レッグの下アームにスイッチング素子Ｔ２および還流ダイオードＤ２、Ｖ相レッグの上アームにスイッチング素子Ｔ３および還流ダイオードＤ３、Ｖ相レッグの下アームにスイッチング素子Ｔ４および還流ダイオードＤ４、Ｗ相レッグの上アームにスイッチング素子Ｔ５および還流ダイオードＤ５、Ｗ相レッグの下アームにスイッチング素子Ｔ６および還流ダイオードＤ６が、それぞれ設けられている。各スイッチング素子は、ここではＩＧＢＴである。各アームの還流ダイオードは、対をなすスイッチング素子と逆並列に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、バッテリＥの直流出力電圧を電圧可変に昇圧する昇圧回路である。例えば定格電圧６５０Ｖに対して、５００Ｖやその他の電圧値に設定できるよう昇圧比が可変となっている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に並列に接続された入力コンデンサ３に入力されて平滑化される。入力コンデンサ３の出力電圧ＶＨはインバータ装置１の入力電圧となる。

インバータ制御装置４は、インバータ装置１の動作を制御する回路である。入力されるアクセル開度ＸからモータＭに与えるべきトルクを算出して、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の通電率を制御する。制御方法としてパルス幅変調方式（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）が挙げられ、これに変調を加えた制御も行われる。インバータ制御装置４は、例えばハイブリッドＥＣＵ、モータＥＣＵ、インバータ駆動回路を統合した回路で構成することができる。

また、インバータ制御装置４は、制御ドライバＦと、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれの駆動制御端子（ゲート端子）に個別に接続された抵抗回路ＲＧとを備えている。制御ドライバＦは、抵抗回路ＲＧの入力信号としての源駆動信号（後述の源ゲート駆動電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ６）と、抵抗回路ＲＧの制御信号（後述のゲート電圧Ｖｒｇ１およびＶｒｇ２）とを生成する。各抵抗回路ＲＧは、制御ドライバＦから入力される制御信号によって対応するスイッチング素子の駆動制御端子に接続される入力抵抗の大きさを変化させる。これにより、各抵抗回路ＲＧは、入力される源駆動信号を、対応するスイッチング素子の駆動制御端子に入力する駆動信号（後述のゲート駆動電圧Ｖｇ１’〜Ｖｇ６’）に波形変換して出力する。このように、制御ドライバＦから出力される駆動信号の波形は当該入力抵抗の大きさに応じて変化し、これによりスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング速度にしたがってスイッチング時間が変化する。

図２では、このように入力抵抗が可変の抵抗回路ＲＧを、概念的にＭＯＳトランジスタで示した（図示の便宜上、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２のみに示してある）。ＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を制御ドライバＦの駆動信号出力とスイッチング素子の駆動制御端子（ゲート端子）との間に挿入するように接続し、当該ＭＯＳトランジスタを線形領域（定抵抗領域）で駆動するようにする。スイッチング素子が高電圧素子である場合には、当該ＭＯＳトランジスタは高耐圧であることが望ましい。当該ＭＯＳトランジスタのゲート端子に制御ドライバＦから２種類のゲート電圧Ｖｒｇ１、Ｖｒｇ２を切り替えて印加することにより、ドレイン・ソース間抵抗すなわち入力抵抗をｒｇ１とｒｇ２との２通りに切り替える。これにより、制御ドライバＦが生成出力する源ゲート駆動電圧Ｖｇ（図２でＶｇ１、Ｖｇ２を示したがスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に順に対応するＶｇ１〜Ｖｇ６が存在する）は入力抵抗ｒｇ１またはｒｇ２を介してスイッチング素子の駆動制御端子容量（ゲ―ト・エミッタ間容量）に印加される。上記入力抵抗は、図２で例示したように駆動制御端子がゲート端子と呼ばれる場合にはゲート抵抗とも呼ばれる。以下では、図２の例に従って、スイッチング素子の駆動制御端子をゲート端子、入力抵抗をゲート抵抗と呼ぶ。

図３に示すように、源ゲート駆動電圧Ｖｇとして方形パルスを出力した場合に、ゲート駆動電圧Ｖｇ’（図２ではスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に順に対応するＶｇ１’〜Ｖｇ６’）の波形は、ゲート抵抗ｒｇ１またはｒｇ２を介したスイッチング素子の駆動制御端子容量の充電に伴う時定数的な変化を伴うものとなる。ｒｇ１＜ｒｇ２であるとすると、ゲート抵抗をｒｇ１に設定した場合により速く、入力抵抗をｒｇ２に設定した場合により遅く、ゲート駆動電圧Ｖｇ’が立ち上がり、かつ立ち下がる。つまり、ゲート抵抗がｒｇ１の場合にスイッチング素子のより大きいスイッチング速度（すなわち、より短いスイッチング時間）が得られ、ゲート抵抗がｒｇ２の場合にスイッチング素子のより小さいスイッチング速度（すなわち、より長いスイッチング時間）が得られる。

電圧センサＳＶは、インバータ装置１の入力電圧であるシステム電圧ＶＨを検出してインバータ制御装置４に伝達する。当該電圧センサＳＶは直流センサであり、インバータ装置１の入力電圧をサージ電圧などのノイズ分を含まない状態で検出する。電流センサＳＩは、モータ電流Ｉｍを検出してインバータ制御装置４に伝達する。大気圧センサＳＰは、車両の周囲などモータ駆動システムを含む装置／機器が晒される環境の大気圧Ｐａを検出してインバータ制御装置４に伝達する。

上記の構成のモータ駆動システムにおいて、インバータ制御装置４は、電流センサＳＩで検出されたモータ電流Ｉｍの大きさに応じてスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のゲート抵抗をｒｇ１とｒｇ２との間で切り替える。ここで、検出されるモータ電流Ｉｍの大きさは実効値、波高値、整流平均値などで表される。インバータ制御装置４は、モータ電流Ｉｍの大きさが１００Ａといった所定電流値で表される切替閾値以上である場合には、ゲート抵抗として用いるＭＯＳトランジスにゲート電圧Ｖｒｇ１を出力し、ゲート抵抗を小さい方の値であるｒｇ１に設定する。また、インバータ制御装置４は、モータ電流Ｉｍの大きさが上記切替閾値未満である場合には、ゲート抵抗として用いるＭＯＳトランジスにゲート電圧Ｖｒｇ２を出力し、ゲート抵抗を大きい方の値であるｒｇ２に設定する。

このように、インバータ制御装置４では、モータ電流Ｉｍの大きさの低レベル側で、モータ電流Ｉｍの大きさのより高レベル側よりもスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング速度を小さくする制御を行う。上記低レベル側と上記より高レベル側との境界を示す閾値は、モータ電流Ｉｍの大きさが変化し得る範囲内で下限（例えばゼロ）に達するまでの値として設定されればよいし、環境条件下によって閾値を変動させてもよい。このことは、必ずしもモータ電流Ｉｍが低レベルになればなるほどスイッチング速度を小さくすることを意味しない。例えば、モータ電流Ｉｍの大きさが変化し得る範囲を相対的に高レベル側の領域と低レベル側の領域とに分けたときに、高レベル側の領域と低レベル側の領域との間では、低レベル側の領域のほうをスイッチング速度がより小さくなるようにするが、低レベル側の領域内においてモータ電流Ｉｍの大きさがより低レベルになった場合にスイッチング速度をより大きくするという場合が含まれていてもよい。これは、例えばモータ電流Ｉｍの大きさが低下するにつれ、サージ電圧の強度増大に極大値が存在するような場合に、限りなくスイッチング速度を小さくし続けることによるスイッチング損失の不必要な増大を招かずに済む点で役立つ。

インバータ制御装置４による当該制御により、還流ダイオードで発生するリカバリサージ電圧が小さい、従ってサージ電圧全体が比較的小さい場合には、小さなゲート抵抗ｒｇ１によりスイッチング速度を大きくしてスイッチング損失を抑制する。また、還流ダイオードで発生するリカバリサージ電圧が大きい、従ってサージ電圧全体が大きい場合には、大きなゲート抵抗ｒｇ２によりスイッチング速度を小さくしてコイル導体間の絶縁を確保する。このように、モータ電流が予め定めた低いレベルとなる場合にのみスイッチング速度を低下させてΔＶ＝Ｌｄｉ／ｄｔを抑制すると、リカバリサージ電圧の重畳したサージ電圧全体の大きさを抑制できるので、インバータ動作時間の全体を通してスイッチング損失を好適に抑制しながらコイル導体間で起こりやすい絶縁樹脂の絶縁破壊を防ぐことができる。特に、スイッチング素子のオン時に発生する大きなサージ電圧を抑制することができる点で、絶縁破壊を防ぐ効果が大きい。すなわち、駆動制御装置４は、スイッチング損失を好適に抑制しながら、特にスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のオン移行時におけるモータコイル内の分担電圧の増大を効果的に抑制するサージ電圧低減を可能とするインバータ制御装置である。

また、図４での分担電圧についての説明から分かるように、システム電圧ＶＨが大きいほどコイル印加電圧（ＰＯ間電圧）が大きくなることから、システム電圧ＶＨが大きいほどサージ電圧発生時のコイル導体間の電位差は大きくなる。従って、インバータ制御装置４は、モータ電流Ｉｍの大きさが所定値未満であっても、システム電圧ＶＨが所定電圧値を超えている場合にのみ、ゲート抵抗をｒｇ２に設定するようにしてもよい。例えば、大気圧が低いほどコイル導体間の絶縁強度が低下するため、ハイブリッド車で、標高Ｈにおいて大気圧でのシステム電圧ＶＨを制限する制御を行ってシステム電圧ＶＨを低下させるようにしているとする。この場合に、例えば標高Ｈでのシステム電圧ＶＨの最大電圧がＶｔｈ２であり、燃費動作点が最大となるシステム電圧ＶＨがＶｔｈ１（Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２）である、というように仕様が定められる。従って、このような標高の高い場所において、燃費が低下する領域で、かつ、電圧値が高い実使用範囲であるＶｔｈ１＜ＶＨ≦Ｖｔｈ２である場合に、ゲート抵抗をｒｇ２に設定するという制御を行うことができる。また、標高がＨ以上となったことは、例えば大気圧センサＳＰで計測される大気圧Ｐａが所定気圧Ｐｔｈ以下となったことで判定することができる。

次に、図１のフローチャートを用いて、インバータ制御装置４によるインバータ動作の制御手順の一例を説明する。このような制御は、インバータ制御装置４をプロセッサがメモリより読み出したプログラムを実行するように構成して実現することができる他、全てハードウェアで行われるように実現することもできるし、プログラムの実行とハードウェア動作との両方を使用して実現することもできる。

ステップＳ１では、インバータ制御装置４は、予め設定されたサンプリング周期で、電流センサＳＩから伝達されるモータ電流Ｉｍの検出値をモニタする。また、加えて、電圧センサＳＶから伝達されるシステム電圧ＶＨの検出値や、大気圧センサＳＰから伝達される大気圧Ｐａの検出値をモニタしてもよい。

続くステップＳ２では、インバータ制御装置４は各モニタ値から、モータ電流Ｉｍが例えばリカバリサージ電圧が大きくなりやすい所定電流値Ｉｔｈ（例えば１００Ａといった値に設定することができる）よりも小さいという条件を満たしているか否かを判定する。ステップＳ１でシステム電圧ＶＨの検出を行うならば、さらにシステム電圧ＶＨが例えば所定電圧値Ｖｔｈ１（例えば４００Ｖといった値に設定することができる）を超え上限電圧値Ｖｔｈ２（例えば５００Ｖといった値に設定することができる）以下の範囲内にあるという条件を満たしているか否かを判定してもよい。ステップＳ１で大気圧Ｐａの検出を行うならば、さらに大気圧Ｐａが所定気圧Ｖｔｈ以下であるという条件を満たしているか否かを判定してもよい。ステップＳ１でシステム電圧ＶＨおよび大気圧Ｐａの検出を行うならば、システム電圧ＶＨが例えば所定電圧値Ｖｔｈ１を超え上限電圧値Ｖｔｈ２以下の範囲内にあり、かつ、大気圧Ｐａが所定気圧Ｐｔｈ以下であるという条件を満たしているか否かをさらに判定してもよい。必要な条件が全て満たされている場合にはステップＳ３へ進み、必要な条件が満たされていない場合にはステップＳ４へ進む。なお、システム電圧ＶＨが上限電圧値Ｖｔｈ２を超えている場合に、システム異常として処理するステップを設けてもよい。

ステップＳ３では、インバータ制御装置４は、ゲート抵抗回路ＲＧが備えるＭＯＳトランジスタにゲート電圧Ｖｒｇ２を出力してゲート抵抗をｒｇ２に設定することにより、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のゲート駆動電圧Ｖｇ’を立ち上がりおよび立ち下がりの遅い波形とする、すなわちスイッチング速度を小さくする。

ステップＳ４では、インバータ制御装置４は、ゲート抵抗回路ＲＧが備えるＭＯＳトランジスタにゲート電圧Ｖｒｇ１を出力してゲート抵抗をｒｇ１に設定することにより、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のゲート駆動電圧Ｖｇ’を立ち上がりおよび立ち下がりの速い波形とする、すなわちスイッチング速度を大きくする。

こうして、モータＭを使用する期間中、ステップＳ１〜Ｓ４を繰り返し実行する。

なお、図６（ａ）に、インバータ制御装置４のスイッチング速度制御を行う構成の概念図の一例を示す。インバータ制御装置４はプロセッサ４ａ、メモリ４ｂ、駆動回路４ｃ、および抵抗回路ＲＧを備えており、これらが通信バス５０を介して互いに接続されている。プロセッサ４ａ、メモリ４ｂ、および駆動回路４ｃは図２の制御ドライバＦを構成している。

プロセッサ４ａは上記フローチャートの処理を実行する。プロセッサ４ａには、アクセル開度Ｘ、モータ電流Ｉｍの検出値が入力され、スイッチング速度制御に必要な場合にさらにシステム電圧ＶＨの検出値、大気圧の検出値Ｐａなどが入力される。プロセッサ４ａは、アクセル開度Ｘやその他必要に応じてフィードバックされるモータＭの回転位置や速度から、インバータ装置１を駆動するための信号波形を算出し、通信バス５０を介して駆動回路４ｃに指示を行う。また、プロセッサ４ａは、上記各検出値から、インバータ装置１のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に与えるスイッチング速度を算出し、通信バス５０を介して駆動回路４ｃに指示を行う。

メモリ４ｂは不揮発性メモリと揮発性メモリとを備えており、不揮発性メモリに上記フローチャートの処理プログラムが格納されている。揮発性メモリには、不揮発性メモリから読み出された処理プログラムが展開される他、外部から入力されるデータや演算処理上のデータなどが一時的に保持される。

駆動回路４ｃはコントローラ４１およびドライバ４２を備えている。コントローラ４１は、プロセッサ４ａから通信バス５０を介してインバータ装置１に出力すべき信号波形の指示を受け取り、内部のキャリア発生回路や比較器などを用いて駆動制御信号Ｖｐを生成してドライバ４２に出力する。当該駆動制御信号Ｖｐは、例えば、コントローラ４１とドライバ４２とを絶縁するためにフォトカプラやパルストランスなどを介してドライバ４２に入力される。ドライバ４２は駆動制御信号Ｖｐを基に源ゲート駆動電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ６を生成して抵抗回路ＲＧに出力する。また、ドライバ４２はスイッチ回路４２ａを備えている。スイッチ回路４２ａは、コントローラ４１から例えばフォトカプラを介して入力される切替信号Ｖｓに従って、電圧Ｖｒｇ１を出力する電圧源、または、電圧Ｖｒｇ２を出力する電圧源を選択して、抵抗回路ＲＧにゲート電圧Ｖｒｇ１またはＶｒｇ２を出力する。抵抗回路ＲＧは、源ゲート駆動電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ６から、インバータ装置１のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６へ出力するゲート駆動電圧Ｖｇ１’〜Ｖｇ６’を、ゲート電圧Ｖｒｇ１およびＶｒｇ２に応じた波形で生成する。

ここでは、コントローラ４１がプロセッサ４ａからの指示に応じてドライバ４２内でゲート電圧Ｖｒｇ１およびＶｒｇ２を切り替える制御を行っているが、スイッチ回路４２ａを設けずに、コントローラ４１がプロセッサ４ａからの指示に応じて、フォトカプラを介して伝達する駆動制御信号Ｖｐに抵抗回路ＲＧに与える制御信号をバイアス成分として重畳させるようにしてもよい。ドライバ４２内で当該バイアス成分を分離して電力増幅し、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧とする。

以上に述べた図６（ａ）の構成では、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング速度の切替制御を、プロセッサ４ａがプログラムを実行することにより全て行っている。

また、図６（ｂ）に、インバータ制御装置４のスイッチング速度制御を行う構成の概念図の他の例を示す。インバータ制御装置４はプロセッサ４０ａ、メモリ４０ｂ、駆動回路４０ｃ、および抵抗回路ＲＧを備えており、これらが通信バス１５０を介して互いに接続されている。プロセッサ４０ａ、メモリ４０ｂ、および駆動回路４０ｃは図２の制御ドライバＦを構成している。プロセッサ４０ａは、入力されるアクセル開度Ｘやその他必要に応じてフィードバックされるモータＭの回転位置や速度から、インバータ装置１を駆動するための信号波形を算出し、通信バス１５０を介して駆動回路４０ｃに指示を行う。

メモリ４０ｂは不揮発性メモリと揮発性メモリとを備えており、不揮発性メモリに上記信号波形を算出する処理プログラムが格納されている。揮発性メモリには、不揮発性メモリから読み出された処理プログラムが展開される他、外部から入力されるデータや演算処理上のデータなどが一時的に保持される。

駆動回路４０ｃはコントローラ１４１、ドライバ１４２、およびセレクタ１４３を備えている。コントローラ１４１は、プロセッサ４ａから通信バス１５０を介してインバータ装置１に出力すべき信号波形の指示を受け取り、内部のキャリア発生回路や比較器などを用いて駆動制御信号Ｖｐを生成してドライバ１４２に出力する。当該駆動制御信号Ｖｐは、例えば、コントローラ１４１とドライバ１４２とを絶縁するためにフォトカプラやパルストランスなどを介してドライバ１４２に入力される。ドライバ１４２は駆動制御信号Ｖｐを基に源ゲート駆動電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ６を生成して抵抗回路ＲＧに出力する。また、ドライバ１４２はスイッチ回路１４２ａを備えている。スイッチ回路１４２ａは、セレクタ１４３から例えばフォトカプラを介して入力される切替信号Ｖｓに従って、電圧Ｖｒｇ１を出力する電圧源、または、電圧Ｖｒｇ２を出力する電圧源を選択して、抵抗回路ＲＧにゲート電圧Ｖｒｇ１またはＶｒｇ２を出力する。抵抗回路ＲＧは、源ゲート駆動電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ６から、インバータ装置１のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６へ出力するゲート駆動電圧Ｖｇ１’〜Ｖｇ６’を、ゲート電圧Ｖｒｇ１およびＶｒｇ２に応じた波形で生成する。

ここでは、モータ電流Ｉｍのレベルが低いときや、さらに所定のシステム電圧ＶＨの範囲、所定の大気圧Ｐａの範囲の条件を満たしたときにゲート抵抗回路ＲＧに出力する制御電圧を切り替えればよいので、電流モニタＳＩ、電圧モニタＳＶ、大気圧モニタＳＰに条件を満たしたか否かの２値信号としてモータ電流Ｉｍ、システムＶＨ、大気圧Ｐａの各検出値を出力させてセレクタ１４３に与える。セレクタ１４３は、入力された検出値から、ドライバ１４２のスイッチ回路１４２ａの切替信号Ｖｓを生成する論理回路を有している。モータ電流Ｉｍの検出値のみを用いる場合にはモータ電流Ｉｍの検出値が大小いずれのスイッチング速度に対応しているかを出力するバッファゲートやＮＯＴゲートなどで構成することができる。システムＶＨ、大気圧Ｐａの各検出値がスイッチング速度の決定要素に加わる場合には、全検出値が条件を満たしか否かを出力するＡＮＤゲートやＮＯＲゲートなどの組合せ回路を用いることができる。また、モータ電流Ｉｍ、システムＶＨ、大気圧Ｐａの各検出値は２値化せずにそのままコントローラ１４１あるいはドライバ１４２に入力し、コントローラ１４１あるいはドライバ１４２内で比較器によってそれぞれを基準値と比較することによりスイッチ回路１４２ａの切替信号Ｖｓを生成するようにしてもよい。

以上に述べた図６（ｂ）の構成では、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング速度の切替制御の全てを、プログラムを用いずにドライバ１４２やコントローラ１４１などのハードウェアのみにより行っている。

以上、本実施形態について説明した。

なお、以上の例ではインバータ装置１のスイッチング素子がＩＧＢＴであったが、ＬＤＭＯＳトランジスタなど他のスイッチング素子でもよいし、パワー素子にも限らない。また、以上の例ではスイッチング速度の変化は２段階であったが、３段階以上に設定してもよいし、連続的な変化でもよい。スイッチング速度を複数段階に変化させる場合に、例えば、モータ電流Ｉｍの大きさが下回る切替閾値のレベルが低いほどスイッチング速度を小さくするといった制御が可能である。また、上記連続的な変化をさせる場合には、例えば図２で説明した抵抗回路ＲＧのＭＯＳトランジスタのゲート電圧を連続的に変化させるようにすればよい。また、スイッチング速度制御に、モータ電流Ｉｍが小さくなるときの切替閾値と、モータ電流Ｉｍが大きくなるときの切替閾値とが異なるヒステリシス特性を与えてもよい。当該ヒステリシス特性として、例えば、モータ電流Ｉｍが大きくなるときの切替閾値をモータ電流Ｉｍが小さくなるときの切替閾値よりも大きく設定すると、一旦モータ電流Ｉｍが小さくなって絶縁強度が低下した状態から、安定に絶縁強度が回復する状態まで待ってからスイッチング速度を大きくすることができる。

また、以上の例ではインバータ装置１の負荷は交流モータであったが、これに限らず、一般に交流負荷であってよい。すなわち、交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、当該電流の大きさのより高レベル側よりもスイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行う。また、インバータ装置１は３相インバータ装置に限らず、単相あるいは２相以上のインバータ装置でよい。一般の交流負荷に適用する場合や、交流負荷がモータであっても必ずしもコイル導体間の絶縁破壊が問題とはならないような場合でも、従来設けられていたスナバ回路設置などのノイズ対策を軽減することができる。

本発明は、車両の走行用モータの制御や、エアコンのコンプレッサ用モータの制御などを含む、交流負荷を駆動するインバータ装置の制御装置一般に適用可能である。

１、１０１ インバータ装置
２、１０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３、１０３ 入力コンデンサ
４、１０４ インバータ制御装置
４ａ、４０ａ プロセッサ
４ｂ、４０ｂ メモリ
４ｃ、４０ｃ 駆動回路
４１、１４１ コントローラ
４２、１４２ ドライバ
４２ａ、１４２ａ スイッチ回路
１４３ セレクタ
５０、１５０ 通信バス
Ｅ バッテリ
Ｍ モータ
Ｆ 制御ドライバ
ＲＧ ゲート抵抗回路
Ｔ１〜Ｔ６、Ｔ１０１〜Ｔ１０６ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６、Ｄ１０１〜Ｄ１０６ 還流ダイオード
Ｕ、Ｖ、Ｗ 相
ＳＩ 電流センサ
ＳＰ 大気圧センサ
ＳＶ 電圧センサ
Ｉｍ モータ電流
Ｉｔｈ 所定電流値
Ｐａ 大気圧
Ｐｔｈ 所定気圧
ＶＨ システム電圧
Ｖｔｈ１ 所定電圧値
Ｖｔｈ２ 上限電圧値
Ｘ アクセル開度
Ｖｇ、Ｖｇ１、Ｖｇ２ 源ゲート駆動電圧
Ｖｇ’、Ｖｇ１’〜Ｖｇ６’ ゲート駆動電圧
ｒｇ１、ｒｇ２ ゲート抵抗
Ｖｄ 還流ダイオードに印加される電圧
Ｉｄ ダイオード電流
Ｖｃｅ コレクタ・エミッタ間電圧
Ｉｃ コレクタ電流
Ｌ インダクタンス分
ｄｉ／ｄｔ 電流変化率
Ｐ、Ｑ、Ｒ 点
ｖａ、ｖｂ、ｖｃ 分担電圧

Claims (6)

1. 交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、
   前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータ装置の入力電圧が所定電圧値を超えると、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とするインバータ制御装置。
3. 交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、
   周囲環境の大気圧が所定気圧以下になると、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とするインバータ制御装置。
4. 交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータ装置の入力電圧が所定電圧値を超え、かつ、周囲環境の大気圧が所定気圧以下になると、前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくする制御を行うことを特徴とするインバータ制御装置。
5. 前記交流負荷はモータであることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
6. 交流負荷の駆動電圧を還流ダイオードが接続されたスイッチング素子のスイッチング動作により生成するインバータ装置を制御するインバータ装置の制御方法であって、
   前記交流負荷に流れる電流の大きさの低レベル側で、前記電流の大きさのより高レベル側よりも前記スイッチング素子のスイッチング速度を小さくすることを特徴とするインバータ装置の制御方法。

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