JP2009213220A - 逆流検出方法及び装置並びにモータ駆動方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同期整流式のＰＷＭモータ駆動に好適な相電流の逆流検出を実現する。さらに、そのような逆流検出を応用して低振動性及び低騒音性を維持しつつ電源への相電流の回生を抑制することができるモータ駆動を実現する。
【解決手段】逆流検出装置（２０）は、モータ（１００）におけるモータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきタイミングを示すタイミング信号及びパワ段（１９）におけるハーフブリッジに対する制御信号から、モータコイルに対する通電制御が所定の状態にあるか否かを判定し、パワ段（１９）の出力電圧と閾値とを比較し、これら結果に基づいて相電流の逆流の有無を検出する。モータ（１００）をＰＷＭ駆動するモータ駆動装置は、そのような逆流検出装置（２０）及びその検出結果に基づいて整流方式を切り替える整流切替部（３０）を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動に関し、特に、ＰＷＭ駆動されるモータに流れる相電流の逆流検出及びその検出に基づく整流方式の切り替えに関する。

消費電力を節減するモータ駆動方法として同期整流式のパルス幅変調（ＰＷＭ）駆動が広く用いられている。同期整流駆動には、高位電源と低位電源との間に直列接続された二つのトランジスタが同時にオン状態となって貫通電流が生じるタイミングがないようにデッドタイムを設けなければならないという設計上の制約がある。しかし、これらトランジスタのオン電圧が低い場合には、同期整流によりさらなる省電力を図ることができる。また、正弦波変調のように滑らかなデューティ変化を付けたＰＷＭ駆動をすることで理想的な相電流波形を得ることができ、モータの低振動化及び低騒音化を図ることができる。

モータに対するトルク指令の急減や一定回転速度に引き込む時のトルク変動の際、同期整流中に相電流の還流方向が発電電圧によって逆転すると、次の付勢期間に相電流が回生して電源電圧が上昇する可能性がある。これはシステムの耐圧破壊を引き起こし、さらには破壊に対する耐圧マージンを要求してコストアップの要因となる。

上記問題の対策として、（１）トルク指令の変化から減速指令を判断し、減速期間中は同期整流を行わないようにするものがある（例えば、特許文献１参照）。（２）モータ駆動装置の出力端子電圧が電源電圧以上ならば低位電源側トランジスタをオンにし、グランド電圧以下ならば高位電源側トランジスタをオンにすることで、相電流の逆流が検出された相を強制的に付勢状態に戻すものがある（例えば、特許文献２参照）。（３）出力段のトランジスタを所定のパルスに同期してオンにし、シャント抵抗で検出したモータ電流がトルク指令に達したタイミングでオフにするモータ駆動装置において、当該トランジスタのオン電圧の極性に基づいて相電流の逆流を検出すると同期整流を停止するものがある（例えば、特許文献３参照）。
米国特許第６５２８９６８号明細書 米国特許第６７１３９７９号明細書 特開２００７−１１０７７８号公報

対策（１）では、トルク指令の変化から判断した減速指令の期間と実際に相電流の回生が生じる期間とが正確に一致する保証はない。また、減速検出手段がモータ電流の引き込み時の回生に対しても有効に働くとは限らない。したがって、減速検出手段の反応が鈍ければ、相電流の回生を抑制できずに電源上昇ひいてはデバイス破壊に至る可能性がある。逆に、破壊を防止するために減速検出手段の反応を敏感にすれば、電源上昇を生じない期間であっても同期整流を停止して低振動性及び低騒音性を犠牲にすることとなる。

対策（２）では、例えば、二つの相の低位電源側トランジスタがオンとなる還流期間中に相電流が逆流して出力端子電圧がグランド電圧を下回った場合、一方の相の高電位側トランジスタがオンにされて強い逆転制動が生じてしまう。これはトルク指令と合致しないため、消費電流を増加させ、一定回転速度への引き込みを遅らせることとなる。したがって、対策（２）は同期整流駆動には向いていない。

対策（３）は、シャント抵抗で検出したモータ電流に基づいてＰＷＭ制御をして電流の位相遅れをなくしたモータ駆動装置において相電流の回生抑止を狙ったものであり、電流位相が電圧位相よりも遅れる通常のモータ駆動装置にそのまま適用することは困難である。また、トランジスタのオン電圧が低いとノイズなどによって相電流の逆流を誤検出してしまい、同期整流を頻繁に停止して低振動性及び低騒音性を犠牲にすることとなる。

上記問題に鑑み、本発明は、同期整流式のＰＷＭモータ駆動に好適な相電流の逆流検出を実現することを課題とする。さらに、そのような逆流検出を応用して低振動性及び低騒音性を維持しつつ相電流の回生を抑制することができるモータ駆動を実現することを課題とする。

上記課題を解決するために本発明では次のような手段を講じた。まず、高位電源側トランジスタと低位電源側トランジスタとが直列接続されてなるハーフブリッジをＰＷＭ駆動することでこれらトランジスタの接続点からモータコイルに供給される相電流が逆流していることを検出する方法として、モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきタイミングを示すタイミング信号及びハーフブリッジに対する制御信号から、モータコイルに対する通電制御が所定の状態にあるか否かを判定するステップと、上記接続点の電圧と閾値とを比較するステップと、比較結果に基づいて、上記接続点の電圧が上記所定の状態における理想値からずれているか否かを判定するステップと、モータコイルに対する通電制御が上記所定の状態にあると判定され、かつ、上記接続点の電圧が上記理想値からずれていると判定されたとき、相電流が逆流していると判定するステップとを備えたものとする。また、これに対応する逆流検出装置として、モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきタイミングを示すタイミング信号及びハーフブリッジに対する制御信号を受け、これら信号から、モータコイルに対する通電制御が所定の状態にあるか否かを判定する状態判定部と、上記接続点の電圧と閾値とを比較する比較器と、状態判定部の判定結果及び比較器の比較結果に基づいて、相電流が逆流しているか否かを判定する逆流判定部とを備えたものとする。

また、モータをＰＷＭ駆動するモータ駆動方法として、上記の逆流検出方法に従って、モータにおける少なくとも一つのモータコイルに供給される相電流の逆流を検出する第１のステップと、記相電流の逆流が検出されたとき、モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式を同期整流から非同期整流に切り替える第２のステップとを備えたものとする。また、これに対応するモータ駆動装置として、上記の逆流検出装置と、逆流検出装置による検出結果に基づいて、当該モータ駆動装置における整流方式として同期整流と非同期整流とを切り替える整流切替部とを備えたものとする。

本発明によると、モータコイルに対する通電制御に係る各種信号及びモータコイルに生じている電圧から相電流の逆流を検出するため、同期整流式のＰＷＭモータ駆動において信頼度の高い相電流逆流検出が可能となる。また、そのような高信頼度の相電流逆流検出をＰＷＭモータ駆動に応用することで、通常は同期整流によって低振動性及び低騒音性を維持しつつ、真に相電流の逆流が発生するときにのみ非同期整流に切り替えて電源電圧上昇を有効に回避することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、一実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す。誤差増幅部１１は、トルク指令ＴＱとシャント抵抗１２の電圧との誤差を増幅する。転流制御部１３は、ロータ位置センサ１４の出力に基づいて周期情報及び位相情報を生成する。プロファイル作成部１５は、これら誤差増幅信号、周期情報及び位相情報に基づいて、モータ１００に印加すべき平均電圧形状として複数相の電圧プロファイルを生成する。デューティ作成部１６は、電圧プロファイルに基づいてＰＷＭ信号を生成する。通電制御部１７は、ＰＷＭ信号に従ってプリ駆動部１８を駆動する。プリ駆動部１８は、ＰＷＭ信号をレベル変換してパワ段１９における図示しないトランジスタのスイッチング制御をしてモータ１００を駆動する。逆流検出装置２０は、プリ駆動部１８、パワ段１９及び転流制御部１３の出力に基づいて、モータ１００において相電流が逆流しているか否かを判定する。整流切替部３０は、逆流検出装置２０の判定結果に基づいて、プロファイル作成部１５及び通電制御部１７を制御する。

図２（ａ）〜（ｆ）は、モータ１００に印加すべき電圧プロファイルと転流制御部１３が逆流検出装置２０に対して出力するタイミング信号との関係を示す。なお、便宜のため、モータ１００は三相モータであるとしている。図２（ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、二相変調及び三相変調に係るモータ１００のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧プロファイルを示す。二相変調は、三相変調において最低電位となる相の電位をゼロとしたものである。したがって、両者は等価であるが、二相変調の方が変調相数が少なく、また、最大トルクを大きくとることができる。

二相変調又は三相変調における各相について最大デューティ区間をＨレベルとしてタイミングチャートを描くと図２（ｃ）のようになる。このように、三相モータの駆動では、パワ段１９において電流ソースとなる相が電気角１２０度ごとに切り替わる。転流制御部１３は、図２（ｃ）のタイミングチャートで表される信号をタイミング信号として逆流検出装置２０に対して出力する。なお、通常は電流位相は電圧位相よりも遅れるため、図２（ｄ）のタイミングチャートに示したようにタイミング信号の位相を若干遅らせてもよい。遅らせるべき位相量は、モータ１００の回転速度に応じて決定してもよいし、モータコイル定数に基づいて決定してもよい。また、図２（ｅ）に示したようにタイミング信号を電気角１２０度よりも狭い期間で各相がＨレベルとなるようにしてもよい。さらには、図２（ｆ）に示したようにタイミング信号の位相を若干遅らせた上で電気角１２０度よりも狭い期間で各相がＨレベルとなるようにしてもよい。いずれにせよ、これら各種タイミング信号はロータ位置センサ１４の出力に基づいて自由に生成することができる。

次に、相電流の逆流検出について説明する。図３（ａ）及び（ｂ）は、ソース電流で付勢されるときの相電流の向きを示す。図中、高位電源側トランジスタ１９１と低位電源側トランジスタ１９２で構成されるハーフブリッジはパワ段１９におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のいずれか一つに係るものである。トランジスタ１９１とトランジスタ１９２との接続点が当該相の出力端子であり、当該接続点にはモータ１００におけるモータコイル１０１が接続される。また、トランジスタ１９１及び１９２には還流ダイオード１９３及び１９４がそれぞれ並列接続される。

なお、高位電源電位をＶＨ、低位電源電位をＶＬ、還流ダイオード１９３及び１９４の順方向降下電圧をＶｄとする。モータコイル１０１、トランジスタ１９１及び１９２並びに還流ダイオード１９３及び１９４を流れる電流をそれぞれＩ１０１、Ｉ１９１、Ｉ１９２、Ｉ１９３及びＩ１９４とする。また、便宜のため、トランジスタ１９１及び１９２のオン電圧はいずれもＶｏｎとする。

図３（ａ）において、付勢期間ではトランジスタ１９１のみがオン状態であり、相電流Ｉ１０１としてトランジスタ電流Ｉ１９１が流れる。このときのパワ段１９における当該相の出力電圧はＶＨ−Ｖｏｎである。付勢期間の後の貫通電流防止のための高インピーダンス期間（以下、ＨＺ期間と称する。）であるダイオード還流期間ではトランジスタ１９１及び１９２はいずれもオフ状態であり、相電流Ｉ１０１としてダイオード電流Ｉ１９４が流れる。このときの出力電圧はＶＬ−Ｖｄである。次の同期整流還流期間ではトランジスタ１９２のみがオン状態であり、相電流Ｉ１０１としてトランジスタ電流Ｉ１９２が流れる。このときの出力電圧はＶＬ−Ｖｏｎである。

トルク指令の急減などによってトランジスタ１９２のオン状態が長時間続くと、モータコイル１０１の逆起電圧の作用で相電流Ｉ１０１が反転し、トランジスタ電流Ｉ１９２が低位電源方向に流れる（図３（ｂ）参照）。このときの出力電圧はＶＬ＋Ｖｏｎである。これに続くダイオード還流期間では、トランジスタ１９１及び１９２はいずれもオフ状態であり、相電流Ｉ１０１として高位電源方向にダイオード電流Ｉ１９３が流れて電源電圧上昇の原因となる。このときの出力電圧はＶＨ＋Ｖｄである。さらにこれに続く期間は、本来はトランジスタ１９１のみがオン状態となる付勢期間となるのだが、相電流Ｉ１０１として高位電源方向にトランジスタ電流Ｉ１９１が流れてやはり電源電圧を上昇させてしまう。このときの出力電圧はＶＨ＋Ｖｏｎである。高位電源にはシンク能力がないため、電流の流入は電圧上昇に直結してＶＨの値自体が上昇する。

以上のことから、次の３つの方法で相電流の逆流を検出することができる。すなわち、
（１）トランジスタ１９１のみがオン状態のときには、パワ段１９の出力電圧とＶＨ±Ｖｏｎの範囲内の閾値とを比較して、前者の方が大きければ相電流は逆流している。
（２）トランジスタ１９１及び１９２がいずれもオフ状態のときには、パワ段１９の出力電圧とＶＬ−ＶｄからＶＨ＋Ｖｄの範囲内の閾値とを比較して、前者の方が大きければ相電流は逆流している。
（３）トランジスタ１９２のみがオン状態のときには、パワ段１９の出力電圧とＶＬ±Ｖｏｎの範囲内の閾値とを比較して、前者の方が大きければ相電流は逆流している。

モータコイルがシンク電流で付勢される場合にも上記と同様の逆流検出方法が導き出せる。図４は、シンク電流で付勢されるときの相電流の向きを示す。図４（ａ）において、付勢期間ではトランジスタ１９２のみがオン状態であり、相電流Ｉ１０１としてトランジスタ電流Ｉ１９２が流れる。このときのパワ段１９における当該相の出力電圧はＶＬ＋Ｖｏｎである。次のダイオード還流期間ではトランジスタ１９１及び１９２はいずれもオフ状態であり、相電流Ｉ１０１としてダイオード電流Ｉ１９３が流れる。このときの出力電圧はＶＨ＋Ｖｄである。次の同期整流還流期間ではトランジスタ１９１のみがオン状態であり、相電流Ｉ１０１としてトランジスタ電流Ｉ１９１が流れる。このときの出力電圧はＶＨ＋Ｖｏｎである。ここで、トランジスタ電流Ｉ１９１及びダイオード電流Ｉ１９３は本来の方向に還流しており、電源電圧の上昇に寄与しない。

トルク指令の急減などによってトランジスタ１９１のオン状態が長時間続くと、モータコイル１０１の逆起電圧の作用で相電流Ｉ１０１が反転し、接続点方向にトランジスタ電流Ｉ１９１が流れる（図４（ｂ）参照）。このときの出力電圧はＶＨ−Ｖｏｎである。これに続くダイオード還流期間では、トランジスタ１９１及び１９２はいずれもオフ状態となり、相電流Ｉ１０１として接続点方向にダイオード電流Ｉ１９４が流れる。この電流は図示しない多相のハーフブリッジにおける高位電源側トランジスタを経由して高位電源に流れて電源電圧を上昇させてしまう。このときの出力電圧はＶＬ−Ｖｄである。さらにこれに続く期間は、本来はトランジスタ１９２のみがオン状態となる付勢期間となるのだが、相電流Ｉ１０１として接続点方向にトランジスタ電流Ｉ１９２が流れてやはり電源電圧を上昇させてしまう。このときの出力電圧はＶＬ−Ｖｏｎである。

以上のことから、モータコイルがシンク電流で付勢される場合には次の３つの方法で相電流の逆流を検出することができる。すなわち、
（１’）トランジスタ１９２のみがオン状態のときには、パワ段１９の出力電圧とＶＬ±Ｖｏｎの範囲内の閾値とを比較して、前者の方が小さければ相電流は逆流している。
（２’）トランジスタ１９１及び１９２がいずれもオフ状態のときには、パワ段１９の出力電圧とＶＬ−ＶｄからＶＨ＋Ｖｄの範囲内の閾値とを比較して、前者の方が小さければ相電流は逆流している。
（３’）トランジスタ１９１のみがオン状態のときには、パワ段１９の出力電圧とＶＬ±Ｖｏｎの範囲内の閾値とを比較して、前者の方が小さければ相電流は逆流している。

トランジスタ１９１及び１９２のオン電圧は、通常、還流ダイオード１９３及び１９４の順方向降下電圧（およそ０．８Ｖ）よりも小さく設定される。例えば、０．４Ｖ程度である。したがって、上記６つの検出方法において閾値の取り得る範囲は、方法（１）、（３）、（１’）及び（３’）では狭く、方法（２）及び（２’）では広い。特に、方法（２）及び（２’）はパワ段１９におけるトランジスタのオン電圧が低い場合に有利である。

図２（ａ）に示した二相変調では非変調相の低位電源側トランジスタはオン状態に固定される。一方、図２（ｃ）〜（ｆ）に示したタイミングチャートにおいてＨレベルとなっている相は電流ソースとなる。したがって、タイミング信号がＨレベルとなっている相については、方法（１）〜（３）のいずれかあるいは組み合わせによって相電流の逆流を検出することができる。一方、上記Ｈレベルから電気角１８０度だけずれた期間では各相は電流シンクとなる。したがって、低位電源側トランジスタのみがオン状態となっている当該期間では方法（１’）によって相電流の逆流を検出することができる。なお、非変調相の高位電源側トランジスタがオン状態に固定される二相変調では、タイミング信号がＨレベルとなっている相については方法（１’）〜（３’）のいずれかあるいは組み合わせによって、電流ソースとなる期間では方法（１）によって相電流の逆流を検出することができる。

図１に戻り、逆流検出装置２０は、上記の逆流検出方法に従って相電流の逆流を検出する。具体的には、逆流検出装置２０は、プリ駆動部１８の出力信号及びパワ段１９の出力信号を受けるとともに及び転流制御部１３からタイミング信号を受け、これら信号からモータ１００において相電流が逆流していることを検出すると逆流検出信号を出力する。図５は、逆流検出装置２０及びその周辺回路の構成を示す。当該逆流検出装置２０は、モータ１００におけるいずれか一つの相について方法（２）又は（２’）に従って相電流の逆流を検出するものである。逆流検出装置２０において、状態判定部２１は、タイミング信号及びパワ段１９における高位電源側トランジスタ１９１及び低位電源側トランジスタ１９２のそれぞれに対する制御信号を受け、これら信号から、これらトランジスタの接続点に接続されたモータコイルに対する通電制御が所定の状態にあるか否かを判定する。所定の状態は逆流検出方法に応じて一意に決まる。例えば、方法（２）の場合、所定の状態は、モータコイルにソース電流を通電すべきことが指令されており、かつ、高位電源側トランジスタ１９１及び低位電源側トランジスタ１９２に対してターンオフ制御が指令されている状態のことである。所定の状態は入力された信号の論理演算をすることで判定することができる。

パワ段１９におけるトランジスタ１９１及び１９２の入力容量は比較的大きく、また、これらトランジスタのスイッチングによる輻射ノイズを抑制するために、プリ駆動部１８から出力される制御信号はなだらかな変化をする。そこで、スライサ２２及び２３によってこれらトランジスタに対する制御信号を二値化して状態判定部２１に入力することが好ましい。スライサ２２及び２３に入力する閾値Ｖ１及びＶ２は、それぞれの制御信号が取り得る値の中間レベルに設定するとよい。

比較器２４は、トランジスタの接続点の電圧と閾値Ｖｔｈとを比較する。逆流判定部２５は、状態判定部２１の判定結果及び比較器２４の比較結果に基づいて、相電流が逆流しているか否かを判定する。閾値Ｖｔｈの取り得る範囲及び逆流判定方法は上述したとおりである。そして、逆流判定部２５は、相電流が逆流していると判定したとき、逆流検出信号を出力する。

なお、逆流検出装置２０で方法（１）又は（３’）を実行する場合、スライサ２３及び状態判定部２１への低位電源側トランジスタ１９２に対する制御信号入力は不用である。また、逆流検出装置２０で方法（３）又は（１’）を実行する場合、スライサ２２及び状態判定部２１への高位電源側トランジスタ１９１に対する制御信号入力は不用である。

いずれか一相に係るモータコイルを監視して相電流の逆流を検出するよりも、複数相、例えばすべての相を監視した方がより精度の高い逆流検出が可能となる。図６は、モータ１００におけるすべての相を監視する逆流検出装置２０及びその周辺回路の構成を示す。モータ１００におけるすべての相について相電流の逆流を検出する場合、各相ごとにスライサ２２（２２ｕ、２２ｖ、２２ｗ）及び２３（２３ｕ、２３ｖ、２３ｗ）並びに比較器２４（２４ｕ、２４ｖ、２４ｗ）を設ければよい。

また、監視する相を電気角１２０度ごとに切り替えることでスライサ２２及び２３並びに比較器２４をそれぞれ１個にすることができる。図７は、スライサ及び比較器を削減した逆流検出装置２０及びその周辺回路の構成を示す。スイッチ２６は、電気角１２０度ごとに、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に係る高位電源側トランジスタに対する制御信号の中からいずれか一つを選択する。スイッチ２７は、電気角１２０度ごとに、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に係る低位電源側トランジスタに対する制御信号の中からいずれか一つを選択する。スイッチ２８は、電気角１２０度ごとに、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に係る出力電圧の中からいずれか一つを選択する。

三相すべてを監視する場合、各相に係るタイミング信号がＨレベルとなる期間を少なくとも電気角１２０度に設定する（例えば、図２（ｃ）のタイミングチャート）と、全周期に亘って相電流の逆流検出が可能となる。逆に、当該期間を電気角１２０度よりも短くすると（例えば、図２（ｅ）、図２（ｆ）のタイミングチャート）検出ができない区間が生じるため注意が必要である。

モータ駆動装置には、パワ段１９における高位電源側トランジスタの破壊防止の目的で、高位電源側トランジスタをオフ制御しているときに、誘起電圧によってパワ段１９の出力電圧が上昇しても高位電源側トランジスタの制御電圧がパワ段１９の出力電圧よりも所定電位差以上は高くならないように、高位電源側トランジスタの制御電圧をクランプするクランプ回路を設けることがある。このようなクランプ回路が存在すると、パワ段１９の出力電圧の上昇に伴って、本来はＬレベルであるはずの高位電源側トランジスタの制御電圧がＨレベルに引き上げられるため、高位電源側トランジスタのオン状態を正しく判定できずに方法（１）及び（２）による逆流検出が困難となる。

図８は、クランプ回路があるときの高位電源側トランジスタ及び低位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段１９の出力電圧との関係を示す。図８（ａ）は、低位電源側トランジスタに対する制御信号のタイミングチャートである。図８（ｂ）及び（ｃ）は、相電流の逆流がない場合及びある場合における高位電源側トランジスタに対する制御信号及びパワ段１９の出力電圧のタイミングチャートである。相電流の逆流がないときには、高位電源側トランジスタに対する制御信号から、図８（ｅ）のタイミングチャートのように高位電源側トランジスタのオン状態を正しく判定することができる。これに対して、相電流の逆流があるときには、高位電源側トランジスタに対する制御信号からだけでは当該トランジスタのオン状態を正しく判定することができない（図８（ｄ）のタイミングチャート参照）。

そこで、高位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段１９の出力電圧とを比較する。この比較結果は、図８（ｆ）のタイミングチャートのようになる。なお、低位電源側トランジスタのみがオン状態にあるとき、高位電源側トランジスタに対する制御信号のＬレベルとパワ段１９の出力電圧のＬレベルとは互いに独立した関係にあるため、当該期間における両者の比較は有意な結果をもたらさないためレベル不定としている。そして、この比較結果と高位電源側トランジスタに対する制御信号との論理積を演算することで、相電流の逆流があるときでも図８（ｅ）のタイミングチャートのように高位電源側トランジスタのオン状態を正しく判定することができる。

高位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段の出力電圧との関係が図９（ａ）のタイミングチャートのようになった場合でも、高位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段１９の出力電圧との比較は有用である。すなわち、当該比較結果は図９（ｂ）のタイミングチャートのようになり、この比較結果と高位電源側トランジスタに対する制御信号との論理積を演算することで、図９（ｃ）のタイミングチャートのように高位電源側トランジスタのオン状態を正しく判定することができる。

図１０は、クランプ回路があるときの逆流検出装置２０及びその周辺回路の構成を示す。当該逆流検出装置２０は、図５に示した逆流検出装置２０に、高位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段の出力電圧とを比較する比較器２９を追加したものである。図１１は、クランプ回路があるときのモータ１００におけるすべての相を監視する逆流検出装置２０及びその周辺回路の構成を示す。当該逆流検出装置２０は、図６に示した逆流検出装置２０に、高位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段の出力電圧とを比較する比較器２９ｕ、２９ｖ及び２９ｗを追加したものである。図１２は、クランプ回路があるときのスライサ及び比較器を削減した逆流検出装置及びその周辺回路の構成を示す。当該逆流検出装置２０は、図７に示した逆流検出装置２０に、高位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段の出力電圧とを比較する比較器２９を追加したものである。

図１に戻り、整流切替部３０は、逆流検出信号を受けるとプロファイル作成部１５及び通電制御部１７に対して同期整流から非同期整流への切り替えを指示する。整流切替部３０から非同期整流が指示されると、相電流の逆流による電源電圧の上昇を防ぐべく、プロファイル作成部１５はモータ１００に通電角を限定した相電流が流れるような電圧プロファイルを作成し、通電制御部１７は非同期整流となるようにプリ駆動部１８を駆動する。

非同期整流に切り替えれば必ず相電流の回生が回避されるとは限らない。非同期整流期間中に低位電源側トランジスタをチョップ駆動する場合、当該相は電流シンクとなり、低位電源側トランジスタがオフに転じるとシンク電流が高位電源に還る。このとき、他相の高位電源側トランジスタのオンデューティが不十分であれば回生効果が生じて電源電圧が上昇する。さらに、相電流の位相と逆起電圧の位相との差に応じて回生効果は増大する。つまり、低位電源側トランジスタのチョップ期間が電気角１８０度であれば相電流と逆起電圧との間にわずかの位相差が生じても相電流の回生が生じることとなる。これを回避するには位相差の生じる範囲内で低位電源側トランジスタをチョップ駆動する期間を電気角１８０度よりも十分に狭くする必要がある。例えば、電気角１２０度又はそれ以下である。また、低位電源側トランジスタはチョップ駆動せずに継続的にオン状態とすることが好ましい。

図１３は、非同期整流におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれに係る高位電源側トランジスタ及び低位電源側トランジスタの制御例を示す。このように、例えば、各相に係る高位電源側トランジスタ（ｈｉ）については電気角１８０度程度の期間でＰＷＭ駆動し、低位電源側トランジスタ（ｌｏｗ）については電気角１２０度程度の期間でチョップ駆動せずに継続的にオン状態にする。しかし、このような制御により、電流波形の歪みが大きくなり、モータ１００の低振動性及び低騒音性が劣化してしまう。したがって、相電流の回生を確実に回避したい場合にのみこのような制御をするとよい。

整流切替部３０は、非同期整流への切り替えを指示してから所定時間経過後にプロファイル作成部１５及び通電制御部１７に対して非同期整流から同期整流への切り替えを指示する。整流切替部３０から同期整流が指示されると、モータ１００を低騒音及び低振動で駆動すべく、プロファイル作成部１５はモータ１００に正弦波形状の相電流が流れるような電圧プロファイルを作成し、通電制御部１７は同期整流となるようにプリ駆動部１８を駆動する。

図１４は、整流切替部３０による整流方式切り替え例を示す。トルク指令が急減したことによって相電流の逆流が発生すると逆流検出信号が頻発する。そして、相電流逆流の検出頻度が所定値を超えた時刻ｔ１で同期整流から非同期整流に切り替わる。例えば、電気角６０度以内の期間で逆流検出信号が複数回発生すると非同期整流に切り替わるようにする。そして、非同期整流に切り替わってから所定時間が経過した時刻ｔ２で整流方式は再び同期整流に切り替わる。所定時間は、例えば、電気角６０度区間が所定回数経過するのに相当する時間である。当該所定回数はモータシステムに応じて適宜変えるとよい。時刻ｔ２で同期整流に切り替わってからもなお逆流検出信号が頻発していると、相電流逆流の検出頻度が所定値を超えた時刻ｔ３で再び非同期整流に切り替わる。このような整流方式の切り替えを数回続けているうちに相電流の逆流が解消される。そして、時刻ｔ４以降では、低振動性及び低騒音性に優れた同期整流方式でモータ１００が駆動される。なお、時刻ｔ１以前及び時刻ｔ４以降にも逆流検出信号が発生しているが、このような散発的な信号は誤検出あるいはノイズの可能性が高いため整流方式の切り替えは行わない。

以上、本実施形態によると、通常は同期整流による正弦波電流でモータを駆動し、相電流の逆流が発生して高位電源電位が上昇しそうになると通電角が狭い非同期整流に切り替えることができる。これにより、モータの低振動性及び低騒音性を維持しつつ相電流の回生を抑制することができる。

なお、誤差増幅部１１を省略して、トルク指令ＴＱをプロファイル作成部１５に直接入力してもよい。また、ロータ位置センサ１４に代えてモータコイルに生じる逆起電圧からロータ位置を検出するセンサレス位置検出部を設けてもよい。また、デューティ作成部１６は、相ごとの指令信号と三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成しても、相ごとの指令信号に基づいて論理演算によってＰＷＭ信号を生成してもよい。

また、シャント抵抗１２の電圧が負になることをもって相電流の逆流を検出して非同期整流に切り替えてもよい。この場合、誤検出を避けるためにＰＷＭスイッチング遷移のタイミングを避けてシャント抵抗１２の電圧が負か否かを判定することが望ましい。

また、本実施形態に係るモータ駆動装置に、高位電源電圧が所定電圧以上になった際に所定の期間だけ短絡制動を行って相電流の逆流を停止させて電源電位を本来値に戻す機能を追加することでシステム安全性はより高くなる。

本発明に係る逆流検出方法及び装置並びにモータ駆動方法及び装置は、信頼度の高い相電流逆流検出及びそれに基づく適切な整流方式切り替えが可能であるため、特に同期整流式のＰＷＭモータ駆動方法及び装置に有用である。

一実施形態に係るモータ駆動装置の構成図である。 モータに印加すべき電圧プロファイルと転流制御部から出力されるタイミング信号との関係を示すタイミングチャートである。 ソース電流で付勢されるときの相電流の向きを示す図である。 シンク電流で付勢されるときの相電流の向きを示す図である。 逆流検出装置及びその周辺回路の構成図である。 すべての相を監視する逆流検出装置及びその周辺回路の構成図である。 スライサ及び比較器を削減した逆流検出装置及びその周辺回路の構成図である。 クランプ回路があるときの高位電源側トランジスタ及び低位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段の出力電圧との関係を示すタイミングチャートである。 クランプ回路があるときの高位電源側トランジスタに対する制御信号とパワ段の出力電圧との関係を示す別のタイミングチャートである。 クランプ回路があるときの逆流検出装置及びその周辺回路の構成図である。 クランプ回路があるときのすべての相を監視する逆流検出装置及びその周辺回路の構成図である。 クランプ回路があるときのスライサ及び比較器を削減した逆流検出装置及びその周辺回路の構成図である。 非同期整流における各相に係る高位電源側トランジスタ及び低位電源側トランジスタの制御例を示すタイミングチャートである。 整流切替部による整流方式切り替え例を示すタイミングチャートである。

符号の説明

２０ 逆流検出装置
２１ 状態判定部
２２ スライサ
２３ スライサ
２４ 比較器
２５ 逆流判定部
２６ スイッチ
２７ スイッチ
２８ スイッチ
２９ 比較器（第２の比較器）
３０ 整流切替部

Claims (20)

1. 高位電源側トランジスタと低位電源側トランジスタとが直列接続されてなるハーフブリッジをＰＷＭ駆動することでこれらトランジスタの接続点からモータコイルに供給される相電流が逆流していることを検出する方法であって、
   前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきタイミングを示すタイミング信号及び前記ハーフブリッジに対する制御信号から、前記モータコイルに対する通電制御が所定の状態にあるか否かを判定するステップと、
   前記接続点の電圧と閾値とを比較するステップと、
   前記比較結果に基づいて、前記接続点の電圧が前記所定の状態における理想値からずれているか否かを判定するステップと、
   前記モータコイルに対する通電制御が前記所定の状態にあると判定され、かつ、前記接続点の電圧が前記理想値からずれていると判定されたとき、前記相電流が逆流していると判定するステップとを備えた
   ことを特徴とする逆流検出方法。
2. 請求項１に記載の逆流検出方法において、
   前記所定の状態は、前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきことが指令されており、かつ、前記高位電源側トランジスタ及び前記低位電源側トランジスタに対してターンオフ制御が指令されている状態であり、
   前記閾値は、前記低位電源の電位よりも前記低位電源側トランジスタに並列接続された還流ダイオードの順方向降下電圧だけ低い電位よりも大きく、前記高位電源の電位よりも前記高位電源側トランジスタに並列接続された還流ダイオードの順方向降下電圧だけ高い電位よりも小さい範囲内の値である
   ことを特徴とする逆流検出方法。
3. 請求項１に記載の逆流検出方法において、
   前記所定の状態は、前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきことが指令されており、かつ、前記高位電源側トランジスタに対してターンオン制御が指令されている状態であり、
   前記閾値は、前記高位電源の電位を中心とする所定の範囲内の値である
   ことを特徴とする逆流検出方法。
4. 請求項１に記載の逆流検出方法において、
   前記所定の状態は、前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきことが指令されており、かつ、前記低位電源側トランジスタに対してターンオン制御が指令されている状態であり、
   前記閾値は、前記低位電源の電位を中心とする所定の範囲内の値である
   ことを特徴とする逆流検出方法。
5. モータをＰＷＭ駆動するモータ駆動方法であって、
   請求項１から４のいずれか一つに記載の逆流検出方法に従って、前記モータにおける少なくとも一つのモータコイルに供給される相電流の逆流を検出する第１のステップと、
   前記相電流の逆流が検出されたとき、前記モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式を同期整流から非同期整流に切り替える第２のステップとを備えた
   ことを特徴とするモータ駆動方法。
6. 請求項５に記載のモータ駆動方法において、
   前記第２のステップでは、前記相電流の逆流検出の頻度が所定値を超えたとき、前記モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式が切り替えられる
   ことを特徴とするモータ駆動方法。
7. 請求項５及び６のいずれか一つに記載のモータ駆動方法において、
   前記モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式が非同期整流に切り替わってから所定時間経過後に、前記モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式を同期整流に戻す第３のステップを備えた
   ことを特徴とするモータ駆動方法。
8. 請求項５に記載のモータ駆動方法において、
   前記モータを非同期整流でＰＷＭ駆動している場合において、前記モータコイルにシンク電流を通電すべきことが指令されているとき、前記モータコイルに電流を供給するハーフブリッジにおける低位電源側トランジスタをチョップ駆動せずに所定時間継続的にオン状態にする
   ことを特徴とするモータ駆動方法。
9. 請求項５に記載のモータ駆動方法において、
   前記モータを非同期整流でＰＷＭ駆動している場合において、前記モータコイルに電流を供給するハーフブリッジにおける高位電源側トランジスタ及び低位電源側トランジスタいずれもがオフ状態となる期間を確保しつつ、前記モータコイルの通電方向を切り替える
   ことを特徴とするモータ駆動方法。
10. 高位電源側トランジスタと低位電源側トランジスタとが直列接続されてなるハーフブリッジをＰＷＭ駆動することでこれらトランジスタの接続点からモータコイルに供給される相電流が逆流していることを検出する装置であって、
    前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきタイミングを示すタイミング信号及び前記ハーフブリッジに対する制御信号を受け、これら信号から、前記モータコイルに対する通電制御が所定の状態にあるか否かを判定する状態判定部と、
    前記接続点の電圧と閾値とを比較する比較器と、
    前記状態判定部の判定結果及び前記比較器の比較結果に基づいて、前記相電流が逆流しているか否かを判定する逆流判定部とを備えた
    ことを特徴とする逆流検出装置。
11. 請求項１０に記載の逆流検出装置において、
    前記高位電源側トランジスタに対する制御信号を二値化するスライサと、
    前記低位電源側トランジスタに対する制御信号を二値化するスライサとを備え、
    前記状態判定部は、前記ハーフブリッジに対する制御信号として、前記二つのスライサの出力を受けるものであり、
    前記所定の状態は、前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきことが指令されており、かつ、前記高位電源側トランジスタ及び前記低位電源側トランジスタに対してターンオフ制御が指令されている状態であり、
    前記閾値は、前記低位電源の電位よりも前記低位電源側トランジスタに並列接続された還流ダイオードの順方向降下電圧だけ低い電位よりも大きく、前記高位電源の電位よりも前記高位電源側トランジスタに並列接続された還流ダイオードの順方向降下電圧だけ高い電位よりも小さい範囲内の値である
    ことを特徴とする逆流検出装置。
12. 請求項１０に記載の逆流検出装置において、
    前記高位電源側トランジスタに対する制御信号を二値化するスライサを備え、
    前記状態判定部は、前記ハーフブリッジに対する制御信号として、前記スライサの出力を受けるものであり、
    前記所定の状態は、前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきことが指令されており、かつ、前記高位電源側トランジスタに対してターンオン制御が指令されている状態であり、
    前記閾値は、前記高位電源の電位を中心とする所定の範囲内の値である
    ことを特徴とする逆流検出装置。
13. 請求項１０に記載の逆流検出装置において、
    前記低位電源側トランジスタに対する制御信号を二値化するスライサを備え、
    前記状態判定部は、前記ハーフブリッジに対する制御信号として、前記スライサの出力を受けるものであり、
    前記所定の状態は、前記モータコイルにソース電流又はシンク電流を通電すべきことが指令されており、かつ、前記低位電源側トランジスタに対してターンオン制御が指令されている状態であり、
    前記閾値は、前記低位電源の電位を中心とする所定の範囲内の値である
    ことを特徴とする逆流検出装置。
14. 請求項１１及び１２のいずれか一つに記載の逆流検出装置において、
    前記高位電源側トランジスタに対する制御信号と前記接続点の電圧とを比較する第２の比較器を備え、
    前記状態判定部は、前記第２の比較器の比較結果を受け、前記高位電源側トランジスタに対する制御信号を二値化するスライサの出力と前記第２の比較器の比較結果との論理積を算出し、当該算出した論理積を、前記高位電源側トランジスタに対する制御信号として取り扱う
    ことを特徴とする逆流検出装置。
15. 請求項１０に記載の逆流検出装置において、
    複数の相に係る前記接続点の電圧及び前記ハーフブリッジに対する制御信号の中から、所定の電気角ごとにいずれか一つの相に係るものを選択するスイッチを備えた
    ことを特徴とする逆流検出装置。
16. モータをＰＷＭ駆動するモータ駆動装置であって、
    請求項１０から１５のいずれか一つに記載の逆流検出装置と、
    前記逆流検出装置による検出結果に基づいて、当該モータ駆動装置における整流方式として同期整流と非同期整流とを切り替える整流切替部とを備えた
    ことを特徴とするモータ駆動装置。
17. 請求項１６に記載のモータ駆動装置において、
    前記整流切替部は、前記逆流検出装置による相電流逆流の検出頻度が所定値を超えたとき、前記モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式を同期整流から非同期整流に切り替える
    ことを特徴とするモータ駆動装置。
18. 請求項１６及び１７のいずれか一つに記載のモータ駆動装置において、
    前記整流切替部は、前記モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式を非同期整流に切り替えてから所定時間経過後に、前記モータのＰＷＭ駆動に係る整流方式を同期整流に戻す
    ことを特徴とするモータ駆動装置。
19. 請求項１６に記載のモータ駆動装置において、
    前記モータを非同期整流でＰＷＭ駆動している場合において、前記モータコイルにシンク電流を通電すべきことが指令されているとき、前記モータコイルに電流を供給するハーフブリッジにおける低位電源側トランジスタをチョップ駆動せずに所定時間継続的にオン状態にする
    ことを特徴とするモータ駆動装置。
20. 請求項１６に記載のモータ駆動装置において、
    前記モータを非同期整流でＰＷＭ駆動している場合において、前記モータコイルに電流を供給するハーフブリッジにおける高位電源側トランジスタ及び低位電源側トランジスタいずれもがオフ状態となる期間を確保しつつ、前記モータコイルの通電方向を切り替える
    ことを特徴とするモータ駆動装置。

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