JP2007110779A - モータ駆動装置および駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 急激な減速指令により、モータ電流が回生期間中に付勢期間とは逆方向に大きく流れ、次の付勢期間に電源へ流れ込み電源電圧の上昇を招くことを防止する。
【解決手段】 通電制御部とＰＷＭ制御部と発振部を備え駆動信号を生成する駆動信号生成部と、駆動信号に基づいてモータを駆動する駆動電力を生成する駆動部と、モータのトルクを指定するトルク指令信号を生成するトルク指令部と、モータの回転速度を検出し回転速度情報を表す回転速度信号を生成する回転速度検出部と、トルク指令信号と回転速度信号との差を表す回転差検出信号を生成する判定部とを有し、駆動信号生成部は、回転差検出信号に基づいて制御されることを特徴としている。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを駆動する駆動回路において電源電圧の上昇を防止する技術に関している。

一般的に、ＡＶ機器等に搭載されているブラシレスモータの駆動方法の一つとして、モータ駆動回路に含まれる所定のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、モータコイルへの通電制御を行うパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ＝ＰＷＭ）駆動方式がある。さらに近年では、ＰＷＭ駆動方式において低損失および高効率化を実現するための一手段として、同期整流型ＰＷＭ駆動技術が広く知られるようになっており、例えば特許文献１に開示されている。

以下に、この特許文献１に開示されている内容について、図１２を用いて説明する。図１２は、３相ブリッジで構成された駆動部３０５によって駆動される、３相モータシステムの一部である。検出抵抗３２４から検出された電圧およびトルク指令信号ＶＲＥＦは、それぞれ比較器３３５の反転入力端子および非反転入力端子に接続される。トルク指令信号ＶＲＥＦは、モータのトルクの大きさを設定する。比較器３３５の出力端はフリップフロップ回路３３６へ接続されており、フリップフロップ回路３３６の反転出力は２相非重畳クロック生成部３６８に入力される。２相非重畳クロック生成部３６８は、駆動部３０５の貫通防止のため、所定の立ち上がりおよび立ち下がりタイミングのずれを伴ったパルス対を生成する。２相非重畳クロック生成部３６８の出力は、通電制御部３３９および同期整流制御部３４０に入力される。通電制御部３３９は、高電位側スイッチング素子３２５Ａ、３２５Ｂ、３２５Ｃにこれらを制御する駆動信号を供給し、且つ同期整流制御部３４０は、低電位側スイッチング素子３２６Ａ、３２６Ｂ、３２６Ｃにこれらを制御する駆動信号を供給する。

次に、このモータ駆動装置の動作について説明する。付勢期間は、ソース相（モータコイルにモータ電流を流出する相）の高電位側スイッチング素子と、シンク相（モータコイルからモータ電流を流入する相）の低電位側スイッチング素子をオン制御することによって、電源ＶＭからモータコイル３１０、３１１、３１２に駆動電力を供給する期間である。また回生期間は、付勢期間にオン制御される高電位側スイッチング素子がオフ制御される期間である。駆動部３０５は、付勢期間と回生期間とを含む期間を１周期として、モータコイル３１０、３１１、３１２への通電制御を行う。付勢期間または回生期間は、２相非重畳クロック生成部で生成されるタイミングずれを含む。

一例として、付勢期間中、ノードＡが高電位側スイッチング素子３２５Ａにより高状態へ駆動され、且つノードＢが低電位側スイッチング素子３２６Ｂにより低状態へ駆動され、且つノードＣはスイッチング素子３２５Ｃおよび３２６Ｃの両方がオフのハイインピーダンス状態である場合について述べる。

ノードＡおよびＢの間のモータコイル３１０および３１１を流れるモータ電流は、検出抵抗３２４において電圧に変換される。この電圧は、比較器３３５においてトルク指令信号ＶＲＥＦと比較される。この電圧がトルク指令信号ＶＲＥＦ以上に達すると、比較器３３５の出力はフリップフロップ３３６をセットし、その反転信号が２相非重畳クロック生成部３６８に入力される。その結果、２相非重畳クロック生成部３６８の出力が反転し、通電制御部３３９がノードＡの高電位側スイッチング素子３２５Ａをオフさせた後に、同期整流制御部３４０がノードＡの低電位側スイッチング素子３２６Ａをオンさせる。同時に、放電回路３４１は、スイッチ３４２を所定電圧ＶＳから解放することにより、放電開始される。放電回路３４１は時間遅延を発生し、その期間中、高電位側スイッチング素子３２５Ａ、３２５Ｂ、３２５Ｃはオフ状態が維持される。放電回路３４１のコンデンサ電圧がトルク指令信号ＶＲＥＦ以下に達すると、比較器３４３がフリップフロップ３３６をリセットし、駆動中の相に対応する高電位側スイッチング素子を再度ターンオンさせる。

以上のように、高電位側スイッチング素子３２５Ａがオフする場合、低電位側スイッチング素子３２６Ａがターンオンされると、駆動部３０５は、あたかもモータコイル３１０および３１１が２つの抵抗、すなわちスイッチング素子３２６Ａおよび３２６Ｂのオン抵抗、を介して短絡されたようになる。モータ電流は、ダイオードを介さずにモータコイル３１０および３１１、スイッチング素子３２６Ａおよび３２６Ｂからなるモータ電流経路を還流する。すなわち、同期整流制御を用いることにより、モータコイル３１０および３１１を流れるモータ電流の電流経路において、ダイオードを介した電流回生を行うより場合よりも、この電流経路で発生する電圧降下を低減することができる。これにより、低損失並びに高効率化を達成することが可能となる。
特開平５−２１１７８０

しかしながら、上記従来の構成では次のような課題があった。以下に、図１３、図１４を用いて、特許文献１による電流制御型ＰＷＭ駆動方式における課題を説明する。図１３は、図１４中の駆動部３０５のＡ相部分と、同図中のＡ相モータコイル３１０と、同図中の検出抵抗３２４を抽出したものである。なおＥＡは、回転速度に比例した大きさを有し、Ａ相モータコイルに発生する逆起電圧を示す。

図１２において、ノードＡが高電位側スイッチング素子３２５Ａにより高状態へ駆動され、且つノードＢが低電位側スイッチング素子３２６Ｂにより低状態へ駆動され、且つノードＣはスイッチング素子３２５Ｃおよび３２６Ｃの両方がオフのハイインピーダンス状態であるときに、トルク指令信号ＶＲＥＦを比較的大きな値、すなわち、逆起電圧ＥＡが比較的大きい状態から、トルク指令信号ＶＲＥＦを極めて小さな値へ変化させた場合について考える。図１４は、図１３の動作を説明するタイミングチャートである。図１４中のＴ１およびＴ４で示す期間は、Ａ相高電位側スイッチング素子３２５Ａを介して、電源ＶＭからモータコイル３１０に駆動電力が供給される付勢期間であり、Ｔ２およびＴ３で示された期間は、Ａ相低電位側スイッチング素子３２６Ａを介して、モータ電流を還流させる回生期間である。

減速指令によりトルク指令信号ＶＲＥＦが急激に低下した場合、Ａ相高電位側スイッチング素子がオン期間中にＡ相を流れるモータ電流ＩＡ１は、トルク指令信号ＶＲＥＦによって決まる最大電流値に短時間で達する（図１４中の期間Ｔ１）。その結果、Ａ相高電位側スイッチング素子がオフ、且つＡ相低電位側スイッチング素子がオンの同期整流状態となり、モータ電流はＩＡ２に示すように流れ始める（図１４中の期間Ｔ２）。しかしながら、最大電流値ＩＰが小さく、且つ逆起電圧ＥＡが大きい状態にあるために、回生期間中に逆起電圧ＥＡの影響によってモータ電流は逆流方向、すなわちＩＡ３の方向に流れ始める（図１４中の期間Ｔ３）。さらに、減速指令によって、付勢期間に比べて長くなった回生期間中に、モータ電流ＩＡ３は逆起電圧ＥＡによって増大する。その結果、次の付勢期間開始後に、すなわちＡ相高電位側スイッチング素子がオン、且つＡ相低電位側スイッチング素子がオフの状態時に、ＩＡ４に示すモータ電流が電源へ逆流し、電源電圧を上昇させる（図１４中の期間Ｔ４）。

以上のように、従来の構成による回生状態においては、トルクの減速指令や負荷変動によって次の付勢期間開始後に電源側へモータ電流が逆流するため、電源電圧が上昇し、素子破壊等を招くという課題があった。また、従来構成において電源電圧の上昇を防ぐためには、電源のシンク能力を向上させるためのコンデンサや、電圧クランプのためのツェナーダイオード等、外付け保護素子が必要となるため、小型化および低コスト化の観点からも課題があった。

本発明は上記課題を鑑みたもので、モータ電流の電源への逆流による電源電圧上昇を防止することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明のモータ駆動装置および駆動方法は、モータに駆動電力を供給し、前記モータを駆動する装置であって、駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成する駆動手段と、前記モータのトルクを指定するトルク指令信号を生成するトルク指令信号生成手段と、前記モータの回転速度を検出し、回転速度情報を表す回転速度信号を生成する回転速度検出手段と、前記トルク指令信号と前記回転速度信号との差を表す回転差検出信号を生成する回転差検出手段とを有し、前記駆動信号生成手段は、前記回転差検出信号に基づいて制御されることを特徴としている。

また本発明のモータ駆動方法は、モータに駆動電力を供給し、前記モータを駆動する方法であって、駆動信号を生成し、前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成し、前記モータのトルクを指定するトルク指令信号を生成し、前記モータの回転速度を検出し、回転速度情報を表す回転速度信号を生成し、前記トルク指令信号と前記回転速度信号との差を表す回転差検出信号を生成し、前記回転差検出信号に基づいて、前記駆動信号を制御することを特徴としている。

本発明のモータ駆動装置および駆動方法によれば、電源へのモータ電流逆流により発生する電源電圧の上昇を検知するのではなく、電源電圧の上昇の原因となる現象を検知するので、電源電圧の上昇を未然に防止することが可能となる。従って、急激な減速指令や負荷変動時においても電源電圧は上昇せず、スイッチング素子の破壊を防止できる。またコンデンサやツェナーダイオード等の電源上昇対策用保護素子が不要となるので、モータ駆動装置の小型化や低コスト化が実現できる。

以下に、本発明に係るモータ駆動装置の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、以下において実施の形態で記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明は例示された数字に制限されない。
（実施の形態１）

本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置は、各相モータコイルにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ＝パルス幅変調）制御に基づいて、モータを駆動する駆動電力を供給することにより、３相モータを駆動する。実施の形態１において、モータのトルクの大きさを設定するトルク指令信号の大きさが、モータの回転速度情報を表す回転速度信号を下回った際に、モータの制御内容を変更する。これにより、モータコイルに流れるモータ電流の逆流を防止し、素子破壊等を引き起こす原因となる電源電圧の上昇を防ぐことができる。

図１から図４を用い、本発明の実施の形態１について説明する。図１は、本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置２００の全体構成例を示すブロック図である。実施の形態１によるモータ駆動装置２００は、電源３と、駆動部１０Ａと、電流検出部２０と、トルク指令部３０と、比較部４０と、発振部５０と、位置検出部６０と、ＰＷＭ制御部９０Ｄと、通電制御部１００と、回転速度検出部１１５と、判定部１２０とを備え、モータ２を駆動する。

制御対象であるモータ２は、ロータとステータとで構成され、ロータは図示しない永久磁石による界磁部を有し、ステータはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのモータコイルＬｕ、Ｌｖ、ＬｗがＹ字結線される。駆動部１０Ａは、電圧値ＶＭの電源３と接地との間に配置され、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子が直列接続されたハーフブリッジ回路を基本に、３つ並列に構成される。この駆動部１０Ａにおいて、モータコイルＬｕへの通電を制御するハーフブリッジ回路は、高電位側に接続されたスイッチング素子Ｔｒ１と低電位側に接続されたスイッチング素子Ｔｒ４からなり、モータコイルＬｖへの通電を制御するハーフブリッジ回路は、高電位側に接続されたスイッチング素子Ｔｒ２と低電位側に接続されたスイッチング素子Ｔｒ５からなり、モータコイルＬｗへの通電を制御するハーフブリッジ回路は、高電位側に接続されたスイッチング素子Ｔｒ３と低電位側に接続されたスイッチング素子Ｔｒ６からなる。

これらのスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６は、それぞれ通電制御部１００から出力される駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ（以下、単に「ＵＵ−ＷＬ」と略す）の論理レベルに応じて、スイッチング動作を行い、モータ２を駆動する駆動電力を生成する。高電位側スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３は、それぞれ高電位側駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵにより制御され、低電位側スイッチング素子Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６は、それぞれ低電位側駆動信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬにより制御される。スイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６には、ＭＯＳトランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が使用できる。実施の形態１では、スイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６には、ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタが使用されている。各スイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６がオンする場合、各駆動信号ＵＵ−ＷＬの論理レベルは動作状態レベルであり、実施の形態１では、Ｈレベルである。また各スイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６がオフする場合、各駆動信号ＵＵ−ＷＬの論理レベルは非動作状態レベルであり、実施の形態１では、Ｌレベルである。

電流検出部２０は、駆動部１０Ａと接地との間に配置され、駆動部１０Ａを流れる電流の大きさを検出し、その検出結果を表す電流検出信号ＣＳを、比較部４０に出力する。トルク指令部３０は、モータ２に与えるトルクの大きさを設定するトルク指令信号ＥＣを、比較部４０に出力する。トルク指令部３０は、トルク指令信号生成部とも呼ぶ。比較部４０は、トルク指令信号ＥＣと電流検出信号ＣＳとを比較し、その比較結果を表すリセット信号ＣＲを、ＰＷＭ制御部９０Ｄに出力する。発振部５０は、周波数が第２ＰＷＭ周波数であるセット信号ＳＰ２を、ＰＷＭ制御部９０Ｄに出力する。
通電制御部１００、ＰＷＭ制御部９０Ｄ、および発振部５０は、駆動信号生成部を構成する。

回転速度検出部１１５は、モータ２の回転速度を検出し、回転速度情報を表す回転速度信号ＮＲを生成するとともに、判定部１２０に出力する。判定部１２０は、回転差検出部とも呼ぶ。モータ２の回転速度に関する情報を得る構成としては、ホール素子等の磁気センサによりロータ回転位置を検出し、時間当たりの回転角度に変換する構成や、モータ２のモータ端子電圧等から逆起電圧の大きさを検出し、逆起電圧に比例するものとして得る構成や、逆起電圧に基づいてロータ回転位置を検出し、時間当たりの回転角度に変換する構成等がある。これらの回転速度情報は、例えば回転速度に比例した周波数を有するタイミングパルスになっており、積分回路等により電圧に変換され、モータ２の回転速度に比例した電圧を表す回転速度信号ＮＲとなる。判定部１２０は、トルク指令信号ＥＣと回転速度信号ＮＲとを比較し、比較結果を表す回転差検出信号ＣＨを生成し、ＰＷＭ制御部９０Ｄに出力する。

ここで回転速度信号ＮＲは、ＰＷＭ制御部９０Ｄに入力する前に、ＰＷＭ制御部９０Ｄ以降の誤動作を防止するため、ロー・パス・フィルタ等によりノイズを除去してもよい。

ＰＷＭ制御部９０Ｄは、回転差検出信号ＣＨ、セット信号ＳＰ２、リセット信号ＣＲに基づいて、駆動部１０Ａの貫通防止のための非重畳期間を有する、任意の１相における高電位側駆動信号ＵＰおよび低電位側駆動信号ＬＯを生成し、これらを通電制御部１００に出力する。位置検出部６０は、モータ２のロータの位置情報を表す位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を通電制御部１００に出力する。通電制御部１００は、位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３と高電位側駆動信号ＵＰと低電位側駆動信号ＬＯに基づいて、駆動部１０Ａに含まれるスイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６の駆動信号ＵＵ−ＷＬを生成し、これらを駆動部１０Ａに出力する。

モータコイルにモータ電流を流出する相をソース相、そのときのモータ電流をソース電流、モータコイルからモータ電流を流入する相をシンク相、そのときのモータ電流をシンク電流、と呼ぶ。

本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置は、電気角１２０°の期間、トルク指令信号ＥＣに応じた電流レベルのモータ電流を、任意の１相にソース電流（またはシンク電流）として通電させる。そして、続く６０°の期間、通電は行われず、電流レベルはゼロとなる。その後、シンク電流（またはソース電流）に転じて、同様の通電が行われる。このように、矩形波の相電流が３相互いに電気角１２０°ずらされて通電される。これにより、任意の時刻において、任意の１相（ソース相）にソース電流が供給され、他の１相（シンク相）にシンク電流が供給される。このように計２相に通電され、残りの１相には通電されない（以下、「１２０°通電方式」という）。

図２は、駆動部１０Ａの通電状態を説明するタイミングチャートである。図２に示すように、Ｕ相電流がソース電流、Ｖ相電流がシンク電流となり、且つＷ相電流がゼロレベルとなる電気角６０°の期間を、ＵＶ通電期間と呼ぶ。

ここで付勢期間は、ソース相の高電位側スイッチング素子と、シンク相の低電位側スイッチング素子をオン制御することによって、電源３からモータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに駆動電力を供給する期間であり、このような状態を付勢状態という。また回生期間は、付勢期間中にオンされていたソース相の高電位側スイッチング素子がオフする期間である。この期間、モータコイルに流れるモータ電流が、ソース相においてオンされる低電位側スイッチング素子またはこのスイッチング素子に並列接続されたダイオードと、シンク相の低電位側スイッチング素子を介して還流する。回生期間におけるモータ駆動装置のこのような状態を、回生状態という。

本発明のモータ駆動装置では、付勢期間と回生期間とを含む期間を１周期として、付勢状態と回生状態が繰り返され、モータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗへの通電制御を行う。付勢期間または回生期間は、駆動部１０Ａの貫通防止のための非重畳期間を含むが、この期間は付勢期間または回生期間に比べて短く、以下の説明では特に断らない限り省略する。特に、回生期間における回生状態において、付勢期間中にオンされていたソース相の低電位側スイッチング素子をオンし、ダイオードを介さずにこのより抵抗の低いソース相の低電位側スイッチング素子自身と、シンク相の低電位側スイッチング素子を介してモータ電流還流する制御を、同期整流制御と呼ぶ。

通電制御部１００は、位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３に基づいて、通電相として、任意の１相をソース相、他の１相をシンク相とするための計２相を決定する。通電相の決定は、電気角６０°ごとに行われる。また、ソース相のＰＷＭ動作を行う際には、高電位側トランジタがオフする回生期間において、高電位側スイッチング素子のオフ動作後に、貫通防止のための所定時間を経て低電位側スイッチング素子をオン動作させる、いわゆる同期整流制御を行うものとする。一方、シンク相については、常に高電位側スイッチング素子がオフ、低電位側スイッチング素子がオンされ、通電を行わない残りの１相については、高電位側および低電位側の両方のスイッチング素子が共にオフされた状態となる。

以下に、実施の形態１によるモータ駆動装置について、各構成要素の詳細な動作を説明する。駆動部１０Ａは、ブリッジ接続された６個のスイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６で構成され、各スイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６にはそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６が逆並列接続される。この駆動部１０Ａにおいて、スイッチング素子Ｔｒ１とスイッチング素子Ｔｒ４の接続点にモータコイルＬｕの一端が接続され、スイッチング素子Ｔｒ２とスイッチング素子Ｔｒ５の接続点にモータコイルＬｖの一端が接続され、スイッチング素子Ｔｒ３とスイッチング素子Ｔｒ６の接続点にモータコイルＬｗの一端が接続される。各スイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６は、通電制御部１００からの駆動信号ＵＵ−ＷＬの論理レベルに応じてオンオフのスイッチング動作を行い、電源３から各相モータコイルＬｕ、Ｌｖ、ＬｗにＰＷＭスイッチングされた駆動電力を供給する。

電流検出部２０は、例えば検出抵抗と増幅器により構成され、駆動部１０Ａを流れる電流の大きさを電圧として検出する。検出した結果は、電流検出信号ＣＳとして比較部４０に出力する。トルク指令部３０は、モータ２に与えるべきトルクの目標値を表すトルク指令信号ＥＣを比較部４０に出力する。比較部４０は、トルク指令信号ＥＣの大きさと電流検出信号ＣＳの大きさを比較し、比較結果であるリセット信号ＣＲをＰＷＭ制御部９０Ｄに出力する。比較部４０は、例えば比較器等により構成される。発振部５０は、高電位側駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵのいずれかをセットするためのタイミング信号であるセット信号ＳＰ２を、ＰＷＭ制御部９０Ｄに出力する。発振部５０は、例えばＰＬＬ等により構成される。セット信号ＳＰ２の第２ＰＷＭ周波数は、一定周波数でも良いし、トルク指令信号ＥＣ等の大きさによって変化する可変周波数としても良い。

位置検出部６０は、モータ２に関する３相のロータ位置情報を有する位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を、通電制御部１００に出力する。位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を生成する構成としては、ホール素子等のセンサを用いてもよいし、モータコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに発生する逆起電圧を用いたセンサレス構成にしても良く、その構成に制約はない。また、回転速度検出部１１５の構成を兼用することも可能である。位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、それぞれ３相のロータ位置に対応し、互いに電気角１２０°ずつ角度のずれた信号となる。

判定部１２０は例えば比較器から構成され、図３のように動作する。時刻ｔ１までは、トルク指令信号ＥＣはＥＣ１のまま一定である。対応する回転速度信号ＮＲは、回転ロスのためトルク指令信号ＥＣ１より下回り、ＮＲ１となる。時刻ｔ１において、トルク指令信号ＥＣが、ＥＣ１からＥＣ２にステップ的に減少した場合、モータ２は徐々に減速する。このため。回転速度信号ＮＲも、ＮＲ１からＮＲ２に徐々に単調減少する。トルク指令信号ＥＣの急激な減速指令に対し、モータ２の慣性により指令通りの回転になるまで、時間を要するからである。その結果、時刻ｔ１から時刻ｔ２まで、回転速度信号ＮＲはトルク指令信号ＥＣより上回る。時刻ｔ２以降は、トルク指令信号ＥＣはＥＣ２のままであり、回転速度信号ＮＲも、トルク指令信号ＥＣ２を下回るＮＲ２になる。回転差検出信号ＣＨは、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲを下回る場合、Ｈレベルになる。すなわち回転差検出信号ＣＨは、時刻ｔ１でＬレベルからＨレベルになり、時刻ｔ２でＬレベルに戻る。

図４は、ＰＷＭ制御部９０Ｄの具体的な構成例を示す回路図である。ＰＷＭ制御部９０Ｄは、デッドタイム生成部９２と、フリップフロップ９３と、切り換え器１９２と、分周器１９３とを備える。セット信号ＳＰ２は第２ＰＷＭ周波数１／ＴＳのパルス信号であり、分周器１９３および切り換え器１９２に入力される。分周器１９３は、セット信号ＳＰ２を第１ＰＷＭ周波数に分周した分周器出力ＳＰ１を切り換え器１９２に出力する。分周器出力ＳＰ１は、セット信号ＳＰ２の第２ＰＷＭ周波数１／ＴＳより低い第１ＰＷＭ周波数１／ＴＬのパルス信号である。切り換え器１９２は、セット信号ＳＰ２と分周器出力ＳＰ１のいずれかを改めてセット信号ＳＰとして出力するセレクタである。切り換え器１９２は、回転差検出信号ＣＨがＨレベルのときは、セット信号ＳＰ２を選択して出力し、回転差検出信号ＣＨがＬレベルのときは、分周器出力ＳＰ１を出力し、その構成に制約はない。すなわちセット信号ＳＰは、回転差検出信号ＣＨがＨレベルの場合、第２ＰＷＭ周波数１／ＴＳのパルス信号になり、回転差検出信号ＣＨがＬレベルの場合、第１ＰＷＭ周波数１／ＴＬのパルス信号になる。セット信号ＳＰの反転信号は、フリップフロップ９３のセット端子９３Ｓに入力され、リセット信号ＣＲの反転信号は、フリップフロップ９３のリセット端子９３Ｒに入力される。デッドタイム生成部９２は、フリップフロップ９３の出力に基づいて、駆動部１０Ａの貫通防止のための非重畳期間を有する、任意の１相における高電位側駆動信号ＵＰおよび低電位側駆動信号ＬＯを生成し、これらを通電制御部１００に出力する。それぞれ第１ＰＷＭ周波数は第１周波数、第２ＰＷＭ周波数は第２周波数とも呼ぶ。

通電制御部１００は、高電位側駆動信号ＵＰと低電位側駆動信号ＬＯ、並びに位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３に基づいて、駆動部１０Ａにおいて１２０°通電を行う駆動信号ＵＵ−ＷＬを生成し、駆動部１０Ａに出力する。例えば、ＵＶ通電期間においては、高電位側駆動信号ＵＰおよび低電位側駆動信号ＬＯは、それぞれスイッチング素子Ｔｒ１とＴｒ４の駆動信号ＵＵ、ＵＬとして駆動部１０Ａに出力される。また、ＵＶ通電期間中、ＶＬはＨレベルであり、ＶＵとＷＵとＷＬはＬレベルとなる。

図３、図４、および図１を用いて、ＵＶ通電期間における実施の形態１の動作を説明する。図３上で回転差検出信号ＣＨは、時刻ｔ１までの期間ＴＰ１においてＬレベルであり、セット信号ＳＰの周波数は第１ＰＷＭ周波数１／ＴＬとなる。期間ＴＰ１において、セット信号ＳＰがＨレベルになると、フリップフロップ９３がセットされ、フリップフロップ９３の出力は、デッドタイム生成部９２および通電制御部１００を介して、駆動信号ＵＵをＨレベル、駆動信号ＵＬをＬレベルにする。その結果、スイッチング素子Ｔｒ１がオン、スイッチング素子Ｔｒ４がオフする付勢状態となる。この付勢期間において、電源３からモータコイルＬｕにソース電流、並びにモータコイルＬｖにシンク電流が供給される。Ｕ相モータ電流Ｉｕは、図３における線Ｌ１のように上昇する。線Ｌ１は実際にはいくらか曲線状であり、その平均的な傾きは、電源３の電圧ＶＭ、およびモータコイルのインダクタンスや巻線抵抗に依存する。

Ｕ相モータ電流Ｉｕの大きさは、検出抵抗により電圧値を表す電流検出信号ＣＳに変換され、比較部４０でトルク指令信号ＥＣと比較される。電流検出信号ＣＳの値が、トルク指令信号ＥＣ１に対応する最大電流値ＩＰ１に達すると、リセット信号ＣＲがＨレベルとなり、フリップフロップ９３がリセットされる。これにより、駆動信号ＵＵがＬレベル、駆動信号ＵＬがＨレベルとなり、スイッチング素子Ｔｒ１がオフし、次いでスイッチング素子Ｔｒ４がオンする回生状態となる。この回生期間においてモータ電流は、Ｕ相をソース側、Ｖ相をシンク側として、スイッチング素子Ｔｒ４、Ｔｒ５、モータコイルＬｕ、Ｌｖを含む電流経路を流れる。このモータ電流は、モータ２の図示しない巻線抵抗やモータコイルＬｕおよびＬｖのインダクタンス、さらにはモータ２の回転速度に比例した大きさの逆起電圧等の影響のため、線Ｌ２のように時間と共に減衰する。線Ｌ２は、実際にはいくらか曲線状であり、その平均的な傾きは、逆起電圧の大きさ、すなわち回転速度信号ＮＲ、およびモータコイルのインダクタンスや巻線抵抗に依存する。

次に、周期ＴＬ毎に発生するセット信号ＳＰにより、フリップフロップ９３がセットされ、スイッチング素子Ｔｒ４がオフし、次いでスイッチング素子Ｔｒ１がオンする。これにより、再び付勢期間に移行する。スイッチング素子Ｔｒ１はソース側、スイッチング素子Ｔｒ５はシンク側となり、モータコイルＬｕおよびＬｖに駆動電力が供給され、再びＵ相モータ電流Ｉｕは増加し始める。

以上のような動作が期間ＴＰ１において周期ＴＬで繰り返されることにより、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、周期がＴＬで最大値が最大電流値ＩＰ１のノコギリ波になる。通常、ＰＷＭ制御を行う際にはＰＷＭ周波数はおよそ数十ｋＨｚから数百ｋＨｚの範囲で設定されるため、回生期間に電流が付勢期間とは反対方向に流れることはない。
期間ＴＰ１は、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲを上回る期間であり、通常回転期間と呼ぶ。

次に時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間ＴＰ２において、トルク指令信号ＥＣは、ＥＣ１からＥＣ２へステップ的に減少する。回転速度信号ＮＲは、通常回転速度に対応するＮＲ１から、低回転速度に対応するＮＲ２に減速していく。トルク指令信号ＥＣは、回転速度信号ＮＲを下回るため、回転差検出信号ＣＨはＨレベルとなる。セット信号ＳＰの周波数は、第１ＰＷＭ周波数１／ＴＬより高い第２ＰＷＭ周波数１／ＴＳとなる。また最大電流値ＩＰは、トルク指令信号ＥＣ２に対応してＩＰ１より小さい電流値ＩＰ２になる。このような状態において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、周期ＴＳで最大値が最大電流値ＩＰ２のノコギリ波になる。回生期間の場合、回転速度信号ＮＲは徐々に減速し、逆起電圧も徐々に減少するため、Ｕ相モータ電流Ｉｕの傾きは徐々に緩やかになる。この傾きは、時刻ｔ１直後が最も急峻で、ほぼ線Ｌ２の傾きに等しい。もっとも厳しい場合は、この時刻ｔ１直後において、付勢期間がほとんど無く、回生期間だけになる場合である。この場合でも逆流状態にならないように、周期ＴＬは、時刻ｔ１直後にＩｕ＝ＩＰ１からＩｕ＝０まで、回生期間が続くとした場合の回生期間と同程度に設定される。
期間ＴＰ２は、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲを下回る期間であり、減速回転期間と呼ぶ。

最後に時刻ｔ２以降の期間ＴＰ３においては、トルク指令信号ＥＣはＥＣ２のままであり、回転速度信号ＮＲは、ほぼ低回転速度に対応するＮＲ２に減衰している。トルク指令信号ＥＣは、回転速度信号ＮＲを上回るため、回転差検出信号ＣＨはＬレベルとなる。セット信号ＳＰの周波数は、第１ＰＷＭ周波数１／ＴＬとなる。また最大電流値ＩＰは、ＩＰ２のままである。このような状態において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、周期ＴＬで最大値が最大電流値ＩＰ２のノコギリ波になる。回生期間の場合、回転速度信号ＮＲはほぼ低回転速度に対応するＮＲ２であり、逆起電圧はかなり低いため、Ｕ相モータ電流Ｉｕの傾きも緩やかである。また時刻ｔ２直前は、Ｕ相モータ電流Ｉｕの最大電流値ＩＰ２からの落ち込みはわずかであり、時刻ｔ２直後の付勢期間も短くなる。この場合でも逆流状態にならないように、周期ＴＬは、時刻ｔ２直後にＩｕ＝ＩＰ１からＩｕ＝０まで、回生期間が続くとした場合の回生期間と同程度に設定される。期間ＴＰ３は、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲを上回る期間であり、期間ＴＰ１と同様、通常回転期間である。

周期ＴＬは、期間ＴＰ１における設定値と期間ＴＰ３における設定値の内、短い設定値に合わせることにより、期間ＴＰ１、ＴＰ３の両方において、逆流状態にならないように設定できる。

このような構成にすることにより、第１ＰＷＭ周波数１／ＴＬを通常回転期間の周波数に設定すれば、トルク指令信号ＥＣが、回転速度信号ＮＲを下回る減速回転期間の際に、駆動部１０Ａは、第１ＰＷＭ周波数よりも分周器１９３の分周比倍高い第２ＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御される。次に、回転速度信号ＮＲが低下し、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲよりも大きくなる通常回転期間に戻ると、回転差検出信号ＣＨがＬレベルとなるため、駆動部１０Ａは、再び第１ＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御を行う。

このように、トルク指令信号ＥＣが、回転速度信号ＮＲを下回る減速回転期間では、トルク指令信号ＥＣは減速指令によりステップ的に減少する。それに伴って付勢期間も、ステップ的に減少する。ＰＷＭ周波数が同じであれば、期間ＴＰ１に比べて回生期間が長くなる。また、回転速度信号ＮＲは徐々に減速し、逆起電圧も徐々に減少するため、特に減速回転期間の開始直後は、回生期間におけるＵ相モータ電流Ｉｕの傾きも急峻である。さらにＵ相モータ電流Ｉｕの最大値が低い。これらの原因により、Ｕ相モータ電流Ｉｕは正から負になり、Ｕ相モータ電流Ｉｕは逆流する。減速回転期間においてＰＷＭ周波数をより高くすれば回生期間が減少するため、回生期間に、付勢期間に流れるモータ電流の方向とは逆方向に、回生期間にモータ電流が回生することを防止し、あるいはこのモータ電流の大きさが大きくなることを抑制することが可能となる。すなわち、モータ電流が次の付勢期間開始後に電源側へ流れ込むのを防ぐことができ、それに伴う電源電圧の上昇を防止することができる。

なお、実施の形態１では、ＰＷＭ周波数の変更制御として２種類のＰＷＭ周波数を切り換える構成としたが、トルク指令信号ＥＣおよび回転速度信号ＮＲに基づいて、ＰＷＭ周波数が多段階、または線形的に変化するような構成にしても良い。トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲによって決まる所定値以下の減速回転期間になったときに、通常よりも高いＰＷＭ周波数に変更制御するような構成であれば、本発明の効果を得ることができる。

また、実施の形態１では、説明の簡単化のために、通電制御方式は１２０°通電方式としたが、１８０°通電方式等、その他の通電方式においても、同様に説明できる。トルク指令信号ＥＣがモータ２の回転速度信号ＮＲによって決まる所定の値以下になる減速回転期間に、ＰＷＭ周波数の変更制御を行う構成であれば、その構成を特に限定することなく本発明の効果を得ることができる。

以上のように、実施の形態１では、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲを下回る減速回転期間を検出し、その検出結果に基づいて、ＰＷＭ周波数を通常時よりも高い周波数に変更制御する。その結果、実施の形態１によれば、トルクの減速指令や負荷変動等によって発生するモータ電流の電源への逆流による電源電圧の上昇を防ぐことが可能となる。従って、モータ電流の電源への逆流による電源電圧上昇を防ぐためのコンデンサやツェナーダイオード等が不要となるため、モータ駆動装置の低コスト化や小型化が可能となる。
（実施の形態２）

実施の形態１では電流制御型ＰＷＭ駆動構成によるモータ駆動装置について説明したが、本発明は電圧制御型ＰＷＭ駆動構成においても適用可能である。実施の形態２では、図５から図７を用いて、実施の形態１の電圧制御型ＰＷＭ駆動構成について説明する。実施の形態１とは異なる点を中心に記し、実施の形態１と同様な構成の要素および信号については、同一の符号を付す。

図５に示すモータ駆動装置４５０は、３相ブリッジで構成された駆動部１０Ａにより、モータ２を駆動する。検出抵抗４０９から検出された電圧は、ローパスフィルタ４０８を介して増幅器４０７へ入力される。増幅器４０７は、トルク指令部３０で設定されたトルク指令信号ＥＣと、ローパスフィルタ４０８の出力電圧の差分を増幅し、その出力を指令電圧生成部４０３へ入力する。指令電圧生成部４０３は、増幅器４０７の出力に基づいて、３相正弦波指令信号ＳｉｎＵ、ＳｉｎＶ、ＳｉｎＷを駆動信号生成部４２０に入力する。駆動信号生成部４２０は、比較器４０４、４０５、４０６と２相非重畳クロック生成部４０２から構成される。比較器４０４、４０５、４０６は、３相正弦波指令信号ＳｉｎＵ、ＳｉｎＶ、ＳｉｎＷと、三角波生成部４４０Ａにおいて生成される三角波信号Ｖｔｒｉとの比較結果を、２相非重畳クロック生成部４０２に出力する。２相非重畳クロック生成部４０２は、駆動部１０Ａの貫通防止のため、所定の立ち上がりおよび立ち下がりタイミングのずれを伴ったパルス対を生成し、これら駆動信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを駆動部１０Ａに供給する。回転速度検出部１１５は、モータ２の回転速度情報を検出し、回転速度信号ＮＲを比較器４１３の非反転入力端子に出力する。比較器４１３は、反転入力端子に入力されるトルク指令信号ＥＣと、回転速度信号ＮＲとを比較し、その出力を三角波生成部４４０Ａへ入力する。

以下に、モータ駆動装置４５０の動作について説明する。検出抵抗４０９とローパスフィルタ４０８により、駆動部１０Ａを流れる平均の電流が、直流電圧として検出される。検出結果を表す電流検出信号ＣＳと、トルク指令信号ＥＣとの差分が、増幅器４０７により増幅される。指令電圧生成部４０３は、増幅器４０７の出力電圧の大きさに比例した振幅を持つ３相正弦波指令信号ＳｉｎＵ、ＳｉｎＶ、ＳｉｎＷを生成する。比較器４０４は、Ｕ相指令信号ＳｉｎＵと三角波信号Ｖｔｒｉを比較し、その結果を２相非重畳クロック生成部４０２へ出力する。２相非重畳クロック生成部４０２は、駆動部１０Ａの貫通防止のため、所定の立ち上がりおよび立ち下がりタイミングのずれを伴ったパルス対を生成し、Ｕ相高電位側駆動信号ＵＵおよびＵ相低電位側駆動信号ＵＬを駆動部１０Ａに供給する。Ｖ相およびＷ相についても同様に、比較器４０５、４０６は、Ｕ相指令信号ＳｉｎＡとは位相がそれぞれ１２０°、２４０°ずれたＶ相指令信号ＳｉｎＶおよびＷ相指令信号ＳｉｎＷと三角波信号Ｖｔｒｉとを比較し、２相非重畳クロック生成部４０２を介して、駆動部１０Ａの各相に供給する。

以上のようにモータ駆動装置４５０では、指令電圧生成部４０３が３相正弦波指令信号ＳｉｎＵ、ＳｉｎＶ、ＳｉｎＷを生成し、駆動信号生成部４２０がこれらをＰＷＭし、その結果得られる駆動信号ＵＵ−ＷＬに基づいて駆動部１０Ａの各スイッチング素子が電源３からの駆動電力をＰＷＭスイッチングすることにより、モータ２を駆動する。

一方、回転速度検出部１１５は、モータ２の回転速度を検出し、回転速度情報を表す回転速度信号ＮＲを生成するとともに、比較器４１３に出力する。モータ２の回転速度に関する情報を得る構成としては、ホール素子等の磁気センサによりロータ回転位置を検出し、時間当たりの回転角度に変換する構成や、モータ２のモータ端子電圧等から逆起電圧の大きさを検出し、逆起電圧に比例するものとして得る構成や、逆起電圧に基づいてロータ回転位置を検出し、時間当たりの回転角度に変換する構成等がある。これらの回転速度情報は、例えば回転速度に比例した周波数を有するタイミングパルスになっており、積分回路等により電圧に変換され、モータ２の回転速度に比例した電圧を表す回転速度信号ＮＲとなる。比較器４１３は、トルク指令信号ＥＣと回転速度信号ＮＲとを比較し、比較結果を表す回転差検出信号ＣＨを生成し、三角波生成部４４０Ａに出力する。

ここで回転速度信号ＮＲは、ＰＷＭ制御部９０Ｄに入力する前に、ＰＷＭ制御部９０Ｄ以降の誤動作を防止するため、ロー・パス・フィルタ等によりノイズを除去してもよい。

トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲより大きい通常回転期間の場合、回転差検出信号ＣＨはＬレベルとなり、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲより小さい減速回転期間の場合、回転差検出信号ＣＨはＨレベルとなる。三角波生成部４４０Ａは、ＰＷＭを行うための三角波信号Ｖｔｒｉを駆動信号生成部４２０に出力する。

ここで、三角波生成部４４０Ａにおいて生成される三角波信号Ｖｔｒｉの周波数は、回転差検出信号ＣＨがＬレベルの通常回転期間の場合、第１ＰＷＭ周波数とすると、回転差検出信号ＣＨがＨレベルの減速回転期間の場合、第１ＰＷＭ周波数よりも高い第２ＰＷＭ周波数になるように構成される。三角波信号Ｖｔｒｉの周波数を高くする構成例としては、コンデンサへの一定電流の充放電により三角波電圧を生成する三角波生成ブロックで、このコンデンサを充放電する電流値を増加させることなどがある。

図６は、図５においてＵ相における駆動信号生成部４２０の動作を説明するタイミングチャートである。図６において、２相非重畳クロック生成部４０２で生成されるタイミングのずれについては、説明の簡単化のため省略している。三角波信号Ｖｔｒｉに対してＵ相指令信号ＳｉｎＵが大きい場合、Ｕ相高電位側駆動信号ＵＵがＨレベルとなり、Ｕ相高電位側スイッチング素子Ｔｒ１をオンする。同時にＵ相低電位側駆動信号ＵＬがＬレベルとなり、Ｕ相低電位側スイッチング素子Ｔｒ４をオフする。逆に、三角波信号Ｖｔｒｉに対してＵ相指令信号ＳｉｎＵが小さい場合、Ｕ相高電位側駆動信号ＵＵがＬレベルとなり、Ｕ相高電位側スイッチング素子Ｔｒ１をオフする。同時にＵ相低電位側駆動信号ＵＬがＨレベルとなり、Ｕ相低電位側スイッチング素子Ｔｒ４をオンする。

ここで、実施の形態１の電流制御型ＰＷＭ駆動構成の場合と同様に、実施の形態２の電圧制御型ＰＷＭ駆動構成の場合における減速回転期間の動作を説明する。図７は、図６に示した駆動信号生成部４２０のタイミングチャートにおいて、トルク指令信号ＥＣを小さくした場合の一例である。図７に示すように、トルク指令信号ＥＣが小さくなることによって３相指令信号ＳｉｎＵ、ＳｉｎＶ、ＳｉｎＷの振幅が小さくなり、各駆動信号ＵＵ−ＷＬは５０％デューティ付近のパルス幅で発生する。このため、高電位側スイッチング素子が３相ともオフする期間、すなわち、低電位側スイッチング素子が３相ともオンする３相回生期間が通常回転期間時よりも長くなる。減速回転期間直後はまだ逆起電圧が十分に大きいため、３相回生期間中に、逆起電圧によってモータ電流が付勢期間における方向とは反対方向に流れ始める。従って、３相回生期間後の次の付勢期間開始時にＵ相高電位側スイッチング素子がオンしたときに、このスイッチング素子を介してモータ電流が電源３へ逆流し、電源電圧を上昇させる。なお、簡単のため、貫通防止のための高電位側および低電位側の両方のスイッチング素子がオフする期間を省略したが、厳密には、Ｕ相の同期整流制御終了時にＵ相高電位側スイッチング素子に並列接続されたダイオードを介してモータ電流が電源３へ逆流し始める。

しかし上記のような構成にすることにより、減速回転期間において、駆動部１０Ａの低電位側スイッチング素子が全てオフされる３相回生期間が、ＰＷＭ周波数の上昇に伴って短くなるため、逆起電圧によるモータ電流の電流方向の反転が抑制され、それに起因した電源電圧の上昇を防ぐことが可能となる。
（実施の形態３）

以下に、図８から図１０を用い、本発明の実施の形態３について説明する。以下では、実施の形態１の通電制御部１００、および駆動信号ＵＵ−ＷＬを生成する構成について、変更例を説明する。実施の形態３によるモータ駆動装置２５０は、実施の形態１によるモータ駆動装置２００のＰＷＭ制御部９０Ｄとは異なる内部構成のＰＷＭ制御部９０Ｅと、通電制御部１００とは異なる内部構成の通電制御部１００Ｂとを備える。それ以外の構成、動作は実施の形態１で説明したものと同様である。なお、実施の形態３に係るモータ駆動装置の各構成要素および各種信号は、図１に付した符号を参照する。

図８は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置２５０の全体構成例を示すブロック図である。判定部１２０の回転差検出信号ＣＨが、通電制御部１００Ｂに入力される点が、実施の形態１によるモータ駆動装置２００と異なる。

ＰＷＭ制御部９０Ｅは、セット信号ＳＰ、リセット信号ＣＲに基づいて、駆動部１０Ａの貫通防止のための非重畳期間を有する、任意の１相における高電位側駆動信号ＵＰおよび低電位側駆動信号ＬＯを生成し、これらを通電制御部１００Ｂに出力する。

図９は、ＰＷＭ制御部９０Ｅの具体的な構成例を示す回路図である。ＰＷＭ制御部９０Ｅは、デッドタイム生成部９２と、フリップフロップ９３とを含む。フリップフロップ９３のセット端子９３Ｓにはセット信号ＳＰの反転信号が接続され、リセット端子９３Ｒにはリセット信号ＣＲの反転信号が接続される。デッドタイム生成部９２は、フリップフロップ９３の出力に基づいて、駆動部１０Ａの貫通防止のための非重畳期間を有する、任意の１相における高電位側駆動信号ＵＰおよび低電位側駆動信号ＬＯを生成し、これらを通電制御部１００に出力する。

通電制御部１００Ｂは、高電位側駆動信号ＵＰおよび低電位側駆動信号ＬＯ、位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３に基づいて、駆動部１０Ａにおいて１２０°通電を行うためのスイッチング素子Ｔｒ１からＴｒ６の駆動信号ＵＵ−ＷＬを駆動部１０Ａに出力すると共に、回転差検出信号ＣＨに基づいて、駆動部１０Ａの制動制御を行う。

通電制御部１００Ｂは、例えば、回転差検出信号ＣＨがＨレベルのときに、駆動部１０Ａの高電位側と低電位側のスイッチング素子の駆動信号ＵＵ−ＷＬを入れ換える逆転制動制御を行う。

図１０は、通電制御部１００Ｂの動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。なお、図１０のタイミングチャートは、ＵＶ通電期間における動作例を示している。図１０に示すように、ＵＶ通電期間中に回転差検出信号ＣＨがＨレベル、すなわち減速回転期間になると、通電制御部１００Ｂは、各相の高電位側駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵと低電位側駆動信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬとを入れ換える。すなわち、モータ駆動部１０Ａの逆転制動制御を行う。

このような構成にすることにより、制動制御を行う減速回転期間中においては、モータ２の逆起電圧によって発生するモータ電流の電流方向と、制動制御によって電源３からモータ２へ供給されるモータ電流の電流方向とが一致する。これにより、回生期間に逆起電圧の影響によってモータ電流の流れる方向が逆転することなく、モータ電流が電源３へ逆流することを防ぐことが可能となる。従って、モータ電流が電源へ流れ込むことによる電源電圧の上昇を防止することができる。

なお、回転差検出信号ＣＨに基づく通電制御部１００Ｂの制動制御としては、上述した逆転制動制御以外にも、駆動部１０Ａの高電位側スイッチング素子を全てオフし、低電位側スイッチング素子を全てオンする、あるいは高電位側スイッチング素子を全てオンし、低電位側スイッチング素子を全てオフする、短絡制動制御を行うようにしても良い。また、例えば、逆転制動制御を所定時間行った後に短絡制動制御に切り換える、もしくは短絡制動制御を所定時間行った後に逆転制動制御に切り換えるというような、逆転制動制御と短絡制動制御を組み合わせた制動制御を行うようにしても良い。

また、実施の形態３によるモータ駆動装置では、説明の簡単化のために、通電制御方式は１２０°通電方式としたが、１８０°通電方式等、その他の通電方式においても、トルク指令信号ＥＣがモータ２の回転速度信号ＮＲによって決まる所定の値以下になる減速回転期間に、制動制御を行う構成であれば、その構成を特に限定することなく本発明の効果を得ることができる。

以上のように、実施の形態３によるモータ駆動装置では、トルク指令信号ＥＣが回転速度信号ＮＲを下回る減速回転期間を検出し、その検出結果に基づいて、モータ２の制動制御を行う。その結果、実施の形態３によれば、トルクの減速指令や負荷変動等によって発生するモータ電流の電源への逆流による電源電圧の上昇を防ぐことが可能となる。さらに、モータ電流の電源への逆流による電源電圧上昇を防ぐためのコンデンサやツェナーダイオード等が不要となるため、モータ駆動装置の低コスト化や小型化が可能となる。
（実施の形態４）

実施の形態３では電流制御型ＰＷＭ駆動構成によるモータ駆動装置について説明したが、本発明は電圧制御型ＰＷＭ駆動構成においても適用可能である。実施の形態４では、実施の形態３の電圧制御型ＰＷＭ駆動構成について説明する。

図１１に電圧制御型ＰＷＭ駆動方式における本発明の適用例を示す。図１１に示すモータ駆動装置４６０は、図５に示したモータ駆動装置４５０とは異なる内部構成の三角波生成部４４０および２相非重畳クロック生成部４０２Ａを備える。それ以外の構成、動作は図５のモータ駆動装置４５０と同様である。なお、実施の形態４に係るモータ駆動装置の各構成要素および各種信号は、図５に付した符号を参照する。

三角波生成部４４０は、三角波信号Ｖｔｒｉを生成し、その周波数は、通常回転期間の場合だけでなく減速回転期間の場合であっても、同一の第１ＰＷＭ周波数になるように構成される。比較器４１３は、トルク指令信号ＥＣと回転速度信号ＮＲとを比較し、比較結果を表す回転差検出信号ＣＨを生成し、２相非重畳クロック生成部４０２Ａに出力する。２相非重畳クロック生成部４０２Ａは、回転差検出信号ＣＨがＨレベルの減速回転期間の場合、制動制御を行うための駆動信号ＵＵ−ＷＬを駆動部１０Ａへ出力する。制動制御を行うための駆動信号ＵＵ−ＷＬを生成する構成例としては、高電位側駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵと低電位側駆動信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを入れ換える逆転制動制御の構成や、高電位側駆動信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵを全てＨレベル、且つ低電位側駆動信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを全てＬレベルにする短絡制動制御の構成等がある。

このような構成により、トルク指令信号ＥＣの大きさが回転速度信号ＮＲを下回る減速回転期間の場合、駆動部１０Ａは制動制御を行う。これにより、回生期間中において、逆起電圧により発生するモータ電流の電流方向と、制動制御により発生するモータ電流の電流方向が一致するので、逆起電圧によるモータ電流の電流方向の反転が抑制され、それに起因した電源電圧の上昇を防ぐことが可能となる。さらに、モータ電流の電源への逆流による電源電圧上昇を防ぐためのコンデンサやツェナーダイオード等が不要となるため、モータ駆動装置の低コスト化や小型化が可能となる。

以上の実施の形態では、３相モータを例にとって説明したが、その他のＮ相モータ（Ｎは２以上の整数）に対しても、同様に説明できる。また、実施の形態において展開した説明は、すべて本発明を具体化した一例であり、本発明はこれらの例に限定されない。

本発明は、モータ駆動装置および駆動方法に利用できる。

本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置２００の全体構成例を示すブロック図である。 図１における駆動部１０Ａの動作について説明するタイミングチャートである。 図１における判定部１２０およびＰＷＭ制御部９０Ｄの動作について説明するタイミングチャートである。 図１のＰＷＭ制御部９０Ｄの具体的な構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置４５０の全体構成例を示すブロック図である。 図５におけるモータ駆動装置４５０に含まれる駆動信号生成部４２０の動作を説明するタイミングチャートである。 図５におけるトルク指令信号ＥＣの動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置２５０の全体構成例を示すブロック図である。 図８のＰＷＭ制御部９０Ｅの具体的な構成例を示す回路図である。 図８の通電制御部１００Ｂの動作について説明するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置４６０の全体構成例を示すブロック図である。 従来のモータ駆動装置の構成例を示す回路図である。 図１２における従来のモータ駆動装置のＡ相モータ電流の電流方向について説明する回路図である。 図１２における従来のモータ駆動装置のＡ相モータ電流の電流方向について説明するタイミングチャートである。

符号の説明

２ モータ
３ 電源
１０Ａ 駆動部
２０ 電流検出部
３０ トルク指令部
４０ 比較部
５０ 発振部
６０ 位置検出部
９０Ｄ ＰＷＭ制御部
１００ 通電制御部
１１５ 回転速度検出部
２００ モータ駆動装置
Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６ スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６ ダイオード

Claims (9)

1. モータに駆動電力を供給し、前記モータを駆動する装置であって、
   駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成する駆動手段と、
   前記モータのトルクを指定するトルク指令信号を生成するトルク指令信号生成手段と、
   前記モータの回転速度を検出し、回転速度情報を表す回転速度信号を生成する回転速度検出手段と、
   前記トルク指令信号と前記回転速度信号との差を表す回転差検出信号を生成する回転差検出手段とを有し、
   前記駆動信号生成手段は、前記回転差検出信号に基づいて制御されることを特徴とする、モータ駆動装置。
2. 前記駆動信号生成手段は、少なくとも第１周波数と第２周波数のいずれかの周波数を有する駆動信号を生成することを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記駆動手段は、Ｎ相（Ｎは２以上の整数）分の高電位側スイッチング素子群とＮ相分の低電位側スイッチング素子群を含み、
   前記駆動信号生成手段は、前記Ｎ相分の高電位側スイッチング素子群をそれぞれ制御するＮ相の高電位側駆動信号と、前記Ｎ相分の低電位側スイッチング素子群をそれぞれ制御するＮ相の低電位側駆動信号を生成することを特徴とする、請求項１または２記載のモータ駆動装置。
4. 前記駆動信号生成手段は、前記回転差検出信号が生成されると、前記Ｎ相の各高電位側駆動信号の論理レベルを非動作状態レベル、前記Ｎ相の各低電位側駆動信号の論理レベルを動作状態レベル、またはその逆に前記駆動信号を制御する短絡制動制御が可能であることを特徴とする、請求項３記載のモータ駆動装置。
5. 前記駆動信号生成手段は、前記Ｎ相分の高電位側スイッチング素子群をそれぞれ前記Ｎ相の低電位側駆動信号で制御し、前記Ｎ相分の低電位側スイッチング素子群をそれぞれ前記Ｎ相の高電位側駆動信号で制御する逆転制動制御が可能であることを特徴とする、請求項３または４記載のモータ駆動装置。
6. 前記回転速度検出手段は、前記モータの回転位相を検出する回転位相センサの出力に基づいて、前記回転速度信号を生成することを特徴とする、請求項１から５記載のモータ駆動装置。
7. 前記回転速度検出手段は、前記モータの逆起電圧に基づいて、前記回転速度信号を生成することを特徴とする、請求項１から５記載のモータ駆動装置。
8. さらに、前記モータのモータ電流の大きさを検出し、電流検出信号を生成する電流検出部を有し、
   前記駆動信号生成手段は、前記電流検出信号と前記トルク指令信号との差に基づいて、制御されることを特徴とする、請求項１から７記載のモータ駆動装置。
9. モータに駆動電力を供給し、前記モータを駆動する方法であって、
   駆動信号を生成し、
   前記駆動信号に基づいて、前記駆動電力を生成し、
   前記モータのトルクを指定するトルク指令信号を生成し、
   前記モータの回転速度を検出し、回転速度情報を表す回転速度信号を生成し、
   前記トルク指令信号と前記回転速度信号との差を表す回転差検出信号を生成し、
   前記回転差検出信号に基づいて、前記駆動信号を制御することを特徴とする、モータ駆動方法。
   
   

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