JP2008067591A - インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法 - Google Patents
インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008067591A JP2008067591A JP2007167553A JP2007167553A JP2008067591A JP 2008067591 A JP2008067591 A JP 2008067591A JP 2007167553 A JP2007167553 A JP 2007167553A JP 2007167553 A JP2007167553 A JP 2007167553A JP 2008067591 A JP2008067591 A JP 2008067591A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- duty
- inverter
- value
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
- H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】出力が矩形波であるDC−ACインバータ部への入力電圧が変化しても出力電圧の実効値が従来技術に比べて理論値に近づくように、出力矩形波の幅をハードウェアだけで制御することができるインバータ装置を提供する。
【解決手段】オンデューティ設定手段19は、DC−ACインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御手段がスイッチング素子を制御する際のオンデューティを設定する。オンデューティ設定手段19の充電曲線形成回路21は、DC−ACインバータ部への入力電圧の波高値に基づく信号と、CR回路の充電曲線とからオンデューティを決める。充電曲線形成回路21は、定電圧源26に抵抗R5を介して直列に接続されたコンデンサ27と、DC−ACインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の1/2の周期でオン信号が入力される周期設定用スイッチング素子28とにより構成されている。
【選択図】図2
【解決手段】オンデューティ設定手段19は、DC−ACインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御手段がスイッチング素子を制御する際のオンデューティを設定する。オンデューティ設定手段19の充電曲線形成回路21は、DC−ACインバータ部への入力電圧の波高値に基づく信号と、CR回路の充電曲線とからオンデューティを決める。充電曲線形成回路21は、定電圧源26に抵抗R5を介して直列に接続されたコンデンサ27と、DC−ACインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の1/2の周期でオン信号が入力される周期設定用スイッチング素子28とにより構成されている。
【選択図】図2
Description
本発明は、インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法に係り、詳しくは出力が矩形波であるインバータ装置及びそのオンデューティ設定手段の設計方法に関する。
近年、車載バッテリを電源として家電製品を使用可能とするため、車載バッテリのバッテリ電圧を入力し、このバッテリ電圧を直流交流変換回路部により、家電製品の使用電圧(例えば、単相100V又は120Vの交流電圧)に変換するインバータ装置(直流交流変換装置)を備えた車両がある。しかし、従来のインバータ装置においては、入力電圧が変動すると出力電圧もそれに比例して変化し、入力電圧の変動により出力電圧実効値を一定に保つことができなかった。この不具合を解決するため、交流出力が矩形波のインバータ装置において、入力電圧が変動しても出力電圧実効値を一定に保つことができるインバータ装置が提案されている(特許文献1参照)。特許文献1に記載されたインバータ装置は、D/A変換部と、出力電圧検知部と、オンデューティ制御部とからなる。オンデューティ制御部は、出力電圧検知部によって検出されている電圧に基づき、D/A変換部の出力部分において出力電圧のオンデューティ、即ち出力期間又は出力停止期間を制御し、出力電圧実効値が一定になるように制御する。特許文献1ではオンデューティを決定する具体的な方法については言及されておらず、実施形態の記載からマイコンを使用してオンデューティを決めていると推定される。
オンデューティをマイコンを使用せずにハードウェアだけで決定する方法として、通常のパルス幅変調制御(PWM制御)のように三角波(又は鋸歯状波)との比較により矩形波の幅を決定する方法がある。
特開2000−209867号公報
特許文献1ではマイコンを使用してオンデューティを決めていると推定される。しかし、マイコンを使用してオンデューティを決めるためには、ソフト開発、即ちオンデューティを決定するプログラムの開発に時間がかかるとともに高価になるという問題がある。
また、マイコンを使用せずにオンデューティを決める手段として、三角波または鋸歯状波との比較により矩形波の幅を決める手段を採用した場合は、実効値の精度が低い(目的値との誤差が大きい)という問題がある。また、三角波または鋸歯状波との比較により矩形波の幅を決める手段を採用するとともに、オンデューティを設定するパラメータの最適化に際して、誤差の2乗積分(2乗和)を評価関数として用いた場合は、全体としてオンデューティの誤差の割合を小さくするのが難しいという問題もある。
本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされたものであって、その第1の目的は、出力が矩形波であるインバータ装置において、DC−ACインバータ部への入力電圧(本発明の直流電圧)が変化しても出力電圧の実効値が従来技術に比べて理論値に近づくように、出力矩形波の幅をハードウェアだけで制御することができるインバータ装置を提供することにある。また、第2の目的はそのオンデューティ設定手段の設計方法を提供することにある。
前記第1の目的を達成するため請求項1に記載の発明は、入力された直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するDC−ACインバータ部を備えたインバータ装置である。そして、前記DC−ACインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御手段と、前記制御手段が前記スイッチング素子を制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段とを備え、前記オンデューティ設定手段は、前記直流電圧の電圧値に基づく信号と、CR回路の充電曲線とからオンデューティを決める。
この発明のインバータ装置は、DC−ACインバータ部の出力電圧の実効値が目的とする実効値に近づくように、スイッチング素子をオン・オフ制御する際のオンデューティが、オンデューティ設定手段により設定される。オンデューティ設定手段は、直流電圧の電圧値に基づく信号と、CR回路の充電曲線とからオンデューティを決める。矩形波を出力するインバータ装置(ACインバータ)においては、DC−ACインバータ部のスイッチング素子のオンデューティをDC−ACインバータ部への直流電圧VHの2乗に反比例させると出力電圧の実効値が一定になる。三角波または鋸歯状波を使用してオンデューティを決める構成では、オンデューティが直流電圧VHに対して1次関数的に変化することになる。しかし、この発明では、CR回路の充電曲線を用いているため、オンデューティが直流電圧VHに対して自然対数的に変化することになり、実効値が理論値に近づくようにオンデューティを設定するのが容易になる。なお、ここで「オンデューティ」とはスイッチング素子のオン期間としてもとらえることができる。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、直流電圧源から供給される電力を変換して前記直流電圧を生成し前記DC−ACインバータ部に入力するDC−DCコンバータ部をさらに備えた。この発明では、DC−DCコンバータ部は、直流電圧源の電圧に応じた直流電圧を出力するように構成することができる。従って、直流電圧源の電圧の電圧値に関わらず直流電圧を出力するように構成する場合に比べて、フィードバック制御が不要となり、構成を簡単にできる。
請求項3に記載の発明は、請求項1又は請求項2に記載の発明において、前記オンデューティ設定手段は、前記DC−ACインバータ部の出力電圧の実効値の目標値に対する誤差が、前記直流電圧の電圧値の変動許容範囲内の全ての電圧値に対して9%以下になるように前記オンデューティを設定する。この発明では、DC−ACインバータ部の出力電圧の実効値が理論値に対して9%以下の誤差で出力される。
請求項4に記載の発明は、請求項1から請求項3のいずれか一項に記載の発明において、前記オンデューティ設定手段は、定電圧源と、前記定電圧源に対して抵抗を介して直列に接続されたコンデンサと、前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続された周期設定用スイッチング素子とにより前記充電曲線を決定する回路が構成されており、前記周期設定用スイッチング素子は前記DC−ACインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の1/2の周期でオン信号が入力される。
この発明では、周期設定用スイッチング素子にDC−ACインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の1/2である周期Tでオン信号がパルス的に入力される。周期設定用スイッチング素子にオン信号が入力されると、CR回路を構成するコンデンサに充電されていた電荷が瞬時に放電されるとともに充電が再開される。そして、充電再開からコンデンサの充電電圧が直流電圧の電圧値に基づく信号の電圧値に達するまでの期間がDC−ACインバータ部のスイッチング素子のオン期間となる。
第2の目的を達成するため請求項5に記載の発明は、直流電圧源から供給される電力を変換して直流電圧を生成するDC−DCコンバータ部と、前記直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するDC−ACインバータ部とを備えたインバータ装置における前記DC−ACインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段の設計方法である。そして、前記直流電圧を所定の範囲で変更した場合における出力電圧の実効値が目的の値となるオンデューティの理論値を計算し、前記オンデューティを設定する設計パラメータによって決まるオンデューティを前記所定の範囲で計算し、前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合を求め、前記所定の範囲内で、前記割合が目的の範囲内となるように前記設計パラメータを設定する。
オンデューティを設定する設計パラメータの最適化に際して、誤差が最小になるように設計パラメータを設定すると、全体としてオンデューティの誤差が小さくなっても、誤差の割合は最適にはならない。なぜならば、例えば、オンデューティの誤差が5%であっても、オンデューティが大きいときと小さいときとでは誤差の影響が異なる。この発明では、誤差の割合が最小となるように設計パラメータを設定するため、全体として誤差の割合を最小にすることができる。なお、ここで「オンデューティ」とはスイッチング素子のオン期間としてもとらえることが可能である。
請求項6に記載の発明は、請求項5に記載の発明において、前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合の2乗を前記所定の範囲で積分したものを評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。
設計パラメータの最適化に際し、通常は誤差の2乗積分(2乗和)を評価関数として用い、評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。しかし、この評価関数を用いると、全体としてのオンデューティの誤差の大きさを最小にできるが、オンデューティの誤差の割合は最適にならない。例えば、オンデューティの誤差が5%であっても、オンデューティが大きいときと小さいときとでは誤差の影響の大きさが異なる。この発明では、評価関数として、誤差の理論値に対する割合の2乗を所定の範囲で積分したものを評価関数として用いるため、オンデューティが大きいところでは大きな誤差を認め、オンデューティの小さいところでは誤差を小さくする。その結果、全体として誤差の割合を最小にできる。
請求項7に記載の発明は、請求項6に記載の発明において、前記オンデューティを式「−(CR/T)×log{(a×VH+Vamp −b)/Vamp }」で定め、設計パラメータとして、当該式中のC、R、a、b、Vampを使用する請求項6に記載のインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。但し、CRはCR回路の時定数、Tは前記スイッチング素子の周期の1/2、a及びbは定数、VHは前記直流電圧の電圧値、Vamp は前記CR回路への印加される電圧である。
この発明では、DC−ACインバータ部への入力電圧が106Vから155Vまで変化するときに実効値を100Vに制御する例において、オンデューティの最大誤差を三角波を用いた場合に比べて約1/16にすることができる。
請求項1〜請求項4に記載の発明によれば、出力が矩形波であるインバータ装置において、DC−ACインバータ部への入力電圧(本発明の直流電圧)が変化しても出力電圧の実効値が従来技術に比べて理論値に近づくように、出力矩形波の幅をハードウェアだけで制御することができる。請求項5〜請求項7に記載の発明によれば、前記インバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法を提供することができる。
(第1の実施形態)
以下、本発明を車載用直流交流変換装置(以下、単にACインバータと称す。)に具体化した第1の実施形態を図1〜図8にしたがって説明する。
以下、本発明を車載用直流交流変換装置(以下、単にACインバータと称す。)に具体化した第1の実施形態を図1〜図8にしたがって説明する。
図1に示すように、インバータ装置としてのACインバータ11は、DC−DCコンバータ部12と、DC−ACインバータ部13と、制御装置14とを備えている。ACインバータ11は、車両に搭載された直流電圧源としてのバッテリ15の電圧(例えば、DC12V)をDC−DCコンバータ部12でバッテリ電圧よりも高い直流電圧VHに昇圧した後、DC−ACインバータ部13で直流電圧を交流電圧VACに変換し、一対の出力端子13a,13bに出力して負荷機器(図示せず)に供給する。
DC−DCコンバータ部12は、一対のスイッチング素子、昇圧トランス及び整流回路を備えている。そして、制御装置14によりスイッチング素子がスイッチング制御されることにより、バッテリ15の直流電圧を昇圧して直流電圧VHをDC−ACインバータ部13へ出力する。この実施形態では、DC−DCコンバータ部12はバッテリ15の電圧に応じて100〜155V程度に昇圧する。DC−DCコンバータ部12と並列に電解コンデンサ16が接続されている。
DC−ACインバータ部13は4個のスイッチング素子Q1〜Q4よりなるHブリッジ回路17を備えている。Hブリッジ回路17は、第1及び第2のスイッチング素子Q1,Q2が電解コンデンサ16のプラス端子側に接続され、第3及び第4のスイッチング素子Q3,Q4が電解コンデンサ16のマイナス端子側(接地端子側)に接続されている。各スイッチング素子Q1〜Q4はnチャネルMOSFETで構成されている。そして、制御装置14によりスイッチング素子Q1〜Q4がスイッチング制御されることにより、直流電圧VHを交流電圧VACに変換して出力する。なお、Hブリッジ回路17は、出力部にフィルタを構成するコイル及びコンデンサ(いずれも図示せず)が接続されている。
制御装置14は、DC−ACインバータ部13のスイッチング素子Q1〜Q4をオン・オフ制御する制御手段18と、制御手段18がスイッチング素子Q1〜Q4を制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段19とを備えている。制御手段18は、オンデューティ設定手段19から出力される出力信号に基づいて、スイッチング素子Q1〜Q4を設定されたオンデューティでオン・オフ制御する。制御手段18は、第1及び第4のスイッチング素子Q1,Q4の組と、第2及び第3のスイッチング素子Q2,Q3の組を所定周期で交互にオン・オフさせる第1〜第4の駆動信号Vs1〜Vs4を生成し、各スイッチング素子Q1〜Q4に出力する。第1〜第4の駆動信号Vs1〜Vs4は、スイッチング素子Q1〜Q4の制御端子(この実施形態ではMOSFETのゲート)にそれぞれ入力されるようになっている。
図2に示すように、オンデューティ設定手段19は、DC−ACインバータ部13への直流電圧(即ち、DC−DCコンバータ部12の出力電圧)VHの電圧値に基づく電圧Vcを形成する電圧値対応信号形成回路20と、充電曲線形成回路21と、比較器22とを備えている。電圧値対応信号形成回路20は、DC−ACインバータ部13への直流電圧VHを抵抗R1,R2で分圧する分圧回路23と、オペアンプ24とを備えている。オペアンプ24の反転入力端子は抵抗R1,R2の接続点に抵抗R3を介して接続されるとともに、出力端子に抵抗R4を介して接続されている。オペアンプ24の非反転入力端子は定電圧源25に接続されている。そして、オペアンプ24の出力である電圧Vcが比較器22の非反転入力端子に入力されるようになっている。
充電曲線形成回路21は、定電圧源26に対して抵抗R5を介して直列に接続されたコンデンサ27と、抵抗R5とコンデンサ27との接続点に接続された周期設定用スイッチング素子28とにより構成されている。即ち、定電圧源26に抵抗R5及びコンデンサ27からなるCR回路としての積分回路29を介して周期設定用スイッチング素子28が接続されている。周期設定用スイッチング素子28はnチャネルMOSFETで構成され、ドレインが抵抗R5とコンデンサ27との接続点及び比較器22の反転入力端子に接続されるとともに、ソースが接地されている。周期設定用スイッチング素子28のゲートには、スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング周期の1/2の周期Tでオン信号が入力されるようになっている。
比較器22は電圧値対応信号形成回路20及び充電曲線形成回路21から入力される信号を比較し、電圧値対応信号形成回路20の出力信号、即ちオペアンプ24の出力信号が充電曲線形成回路21の出力信号より大きいときにH(High)レベルの信号を出力し、それ以外のときにL(Low)レベルの信号を出力する。
次に前記のように構成されたACインバータ11の作用を説明する。
ACインバータ11の起動スイッチが入れられると、DC−DCコンバータ部12のスイッチング素子がスイッチング制御されてトランスにおける二次巻線にバッテリ15の電圧より高電圧の交流電圧が発生する。この交流電圧は、整流回路にてバッテリ15の電圧より高い直流電圧VHに変換されてDC−ACインバータ部13に供給される。本実施形態のDC−DCコンバータ部12では、バッテリ15の電圧に応じて直流電圧VHの電圧値が変化するように構成されている。すなわち、直流電圧VHはバッテリ15の電圧にトランスの巻線比を乗じたものにほぼ等しくなる。
ACインバータ11の起動スイッチが入れられると、DC−DCコンバータ部12のスイッチング素子がスイッチング制御されてトランスにおける二次巻線にバッテリ15の電圧より高電圧の交流電圧が発生する。この交流電圧は、整流回路にてバッテリ15の電圧より高い直流電圧VHに変換されてDC−ACインバータ部13に供給される。本実施形態のDC−DCコンバータ部12では、バッテリ15の電圧に応じて直流電圧VHの電圧値が変化するように構成されている。すなわち、直流電圧VHはバッテリ15の電圧にトランスの巻線比を乗じたものにほぼ等しくなる。
また、DC−ACインバータ部13のHブリッジ回路17は、商用交流の周波数(例えば、60Hz)の周期で、第1及び第4のスイッチング素子Q1,Q4と第2及び第3のスイッチング素子Q2,Q3とが一組ずつ交互にオン・オフする。具体的には、図3に示すように、スイッチング素子Q1,Q4がオンになる期間t1ONと、スイッチング素子Q2,Q3がオンになる期間t2ONとが期間tdをおいて繰り返すように、制御手段18から第1〜第4の駆動信号Vs1〜Vs4が出力される。即ち、スイッチング素子Q1〜Q4は、各期間において表1に示されるような動作を繰り返す。
スイッチング素子Q1〜Q4のオンデューティ(オン期間)はオンデューティ設定手段19により設定される。ACインバータ11の起動スイッチが入れられると、オンデューティ設定手段19の比較器22の非反転入力端子には直流電圧VHに対応した電圧Vcが電圧値対応信号形成回路20から入力され、反転入力端子には積分回路29とコンデンサ27への充電時間に基づく電圧Vsが入力される。そして、Vc>Vsであれば比較器22からHレベルの信号が出力され、Vc≦Vsであれば比較器22からLレベルの信号が出力される。
充電曲線形成回路21の周期設定用スイッチング素子28にはスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング周期2Tの1/2の周期Tでオン信号が入力され、オン信号の入力とほぼ同時(コンデンサ27が瞬時に放電された後)に、定電圧源26によりコンデンサ27の充電が開始される。そして、コンデンサ27の両端に加わる電圧Vsは、充電開始から期間tONで電圧Vcに達する。したがって、充電開始から期間tON経過するまではVc>Vsとなって比較器22からはHレベルの信号が出力され、期間tON経過後、コンデンサ27が放電されるまではVc≦Vsとなって比較器22からはLレベルの信号が出力される。即ち、図4に示すように、比較器22からは1周期Tのうち期間tONの間はHレベルの信号が出力され、残りの期間はLレベルの信号が出力される。そして、tONがオン期間となる。
制御手段18はオンデューティ設定手段19の比較器22の出力信号に基づいて、スイッチング素子Q1〜Q4を前記のタイミングで直流電圧VHに対応したオンデューティでオン・オフ制御する。すなわち、比較器22からHレベルの信号が出力されている期間中はスイッチング素子Q1とQ4、またはQ2とQ3をオンし、それ以外の期間ではスイッチング素子Q1〜Q4の全てをオフする。その結果、DC−DCコンバータ部12から供給される直流電圧が60Hzの実効値100Vの交流に変換されて、ACインバータ11から出力される。
次に前記のように構成されたオンデューティ設定手段19の設計方法を説明する。
図3に示すように、ACインバータ11の出力波形、即ちDC−ACインバータ部13の出力波形は矩形波であり、制御手段18はDC−ACインバータ部13への直流電圧VHに応じてスイッチング素子Q1〜Q4のオン期間(オン時間)t1ON,t2ONを調整して実効値を一定に制御する。制御装置14は、第1及び第4のスイッチング素子Q1,Q4の組と、第2及び第3のスイッチング素子Q2,Q3の組とを所定周期2T(60Hz)で交互にオン・オフさせる。そして、図3におけるVACのプラス側が第1及び第4のスイッチング素子Q1,Q4の組のオン状態となり、VACのマイナス側が第2及び第3のスイッチング素子Q2,Q3の組のオン状態となる。
図3に示すように、ACインバータ11の出力波形、即ちDC−ACインバータ部13の出力波形は矩形波であり、制御手段18はDC−ACインバータ部13への直流電圧VHに応じてスイッチング素子Q1〜Q4のオン期間(オン時間)t1ON,t2ONを調整して実効値を一定に制御する。制御装置14は、第1及び第4のスイッチング素子Q1,Q4の組と、第2及び第3のスイッチング素子Q2,Q3の組とを所定周期2T(60Hz)で交互にオン・オフさせる。そして、図3におけるVACのプラス側が第1及び第4のスイッチング素子Q1,Q4の組のオン状態となり、VACのマイナス側が第2及び第3のスイッチング素子Q2,Q3の組のオン状態となる。
ACインバータ11の出力電圧の実効値Vrms 、周期T、オン期間tON、直流電圧VHには、次式の関係がある。なお、以降の説明ではオンデューティは周期Tに対するオン期間tONの割合を示している。つまりスイッチング素子Q1,Q4の組のオンデューティであるt1ON/2Tや、スイッチング素子Q2,Q3の組のオンデューティであるt2ON/2Tとは、基準とする周期が異なる。
この実施形態ではCR回路(積分回路29)の充電曲線を利用してオンデューティtON/Tを設定するようにしている。充電曲線形成回路21の周期設定用スイッチング素子28を周期Tでオンしたときにコンデンサ27の両端に加わる電圧Vsは、定電圧源26の電圧をVamp 、抵抗R5の抵抗値をR、コンデンサ27の容量をCとすると、次式で表される。この電圧Vsが、比較器22の反転入力端子に入力される電圧Vsとなる。
直流電圧VHによって決められる電圧VcをVc=b−a×VHとする。但し、a、bは定数。ここで、a、bは電圧値対応信号形成回路20の抵抗R1〜R4および定電圧源25によって決まる値である。
そして、Vc>Vsの期間をtONとすると、次式が成立する。
tON/T=−(CR/T)×log{(a×VH+Vamp −b)/Vamp }・・・(4)
(4)式のa、b、Vamp 、C、Rを設計パラメータとし、これらを適切に選んで誤差が小さくなるように(4)式を設定する。
(4)式のa、b、Vamp 、C、Rを設計パラメータとし、これらを適切に選んで誤差が小さくなるように(4)式を設定する。
具体的には、先ずVHを106Vから155Vまで0.1V毎に、実効値が100Vとなるオンデューティの理論値を計算する。つまり本実施形態では直流電圧VHの変動許容範囲は106Vから155Vである。変動許容範囲は例えば、直流電圧VHを製品仕様などで定められる交流電圧VACの許容範囲内に変換可能な範囲から決まる直流電圧VHの所定の範囲である。
次に設計パラメータ(a、b、Vamp 、C、R)を初期値に設定する。与えられた設計パラメータによって決まるオンデューティを、VH=106Vから155Vまで0.1V毎について計算する。
次に理論値と求められたオンデューティとの差を、VH=106Vから155Vまで0.1V毎に計算して、当該差と理論値との比(即ち、オンデューティの差の理論値に対する割合)を2乗してすべて足し合わせる。設計パラメータの値を少しずつ変えて、オンデューティの差の割合の2乗和が最小となる設計パラメータを求める。即ち、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の2乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。
その結果、a=0.0179、b=4.9900、Vamp =3.4850、CR/T=0.410のとき、(4)式は図6に破線で示す曲線となる。この曲線は実線の曲線で示す理論値とほぼ一致しており、理論値との誤差の割合の最大値が0.61%となった。
比較のため、三角波(正確には鋸歯状波)を用いて従来の設計方法でオンデューティの設定式を求めた。三角波を用いる場合は、オンデューティ設定手段19を構成する充電曲線形成回路21に代えて、図7に示すように、三角波発生回路30を設ける。
三角波発生回路30の出力波形は図8に示すようになる。従って、比較器22の反転入力端子に入力される電圧Vsは、Vs=(t/T)Vamp となる。なお、Vamp は三角波発生回路30から出力される三角波のピーク電圧である。
前記と同様に直流電圧VHによって決められる電圧VcをVc=b−a×VHとすると、次式が成り立つ。
b−a×VH=(tON/T)Vamp ・・・(5)
(5)式を変形して次式が導かれる。
b−a×VH=(tON/T)Vamp ・・・(5)
(5)式を変形して次式が導かれる。
tON/T=(b−a×VH)/Vamp ・・・(6)
(6)式のa、b、Vamp を適切に選んで誤差が小さくなるように(6)式を設定する。
(6)式のa、b、Vamp を適切に選んで誤差が小さくなるように(6)式を設定する。
具体的には、先ずVHを106Vから155Vまで0.1V毎に、実効値が100Vとなるオンデューティの理論値を計算する。
次に設計パラメータ(a、b、Vamp )を初期値に設定する。与えられた設計パラメータによって決まるオンデューティを、VH=106Vから155Vまで0.1V毎について計算する。
次に設計パラメータ(a、b、Vamp )を初期値に設定する。与えられた設計パラメータによって決まるオンデューティを、VH=106Vから155Vまで0.1V毎について計算する。
次に理論値と求められたオンデューティとの差を、VH=106Vから155Vまで0.1V毎に計算して、当該差を2乗してすべて足し合わせる。設計パラメータの値を少しずつ変えて、オンデューティの差の2乗和が最小となる設計パラメータを求める。即ち、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の2乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする。
その結果、a/Vamp =0.00100、b/Vamp =1.9100のとき、(6)式は図6に2点鎖線で示す直線となる。この直線は実線の曲線で示す理論値との誤差の割合の最大値が13.51%となった。即ち、従来の設計方法でオンデューティの設定式を求めた場合は、オンデューティの設定に(4)式を用いるとともに、理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の2乗積分を評価関数として用いた場合と比較すると、誤差が大幅に大きくなった。具体的には、(4)式を用いるとともに、理論値と求められたオンデューティとの誤差の割合の2乗積分を評価関数として用いた場合は、誤差が従来の約1/22になった。
また、三角波(正確には鋸歯状波)を用いるとともに、オンデューティの設定式を求める際の評価関数として、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の2乗積分に代えて、理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の2乗積分を用いてオンデューティの設定式を求めた。具体的には、(6)式のa、b、Vamp を適切に選んで誤差が小さくなるように(6)式を設定する際に、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の割合の2乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとした。
その結果、a/Vamp =0.0080、b/Vamp =1.6500のとき、(6)式は図6に実線で示す直線となった。この直線は実線の曲線で示す理論値との誤差の割合の最大値が9.89%となった。即ち、オンデューティの設定式を求める際の評価関数として、従来使用していた誤差の2乗積分を評価関数として用いる代わりに、誤差の割合の2乗積分を評価関数として用いるだけでも、誤差を約3割小さくすることが可能になった。三角波を用い、かつオンデューティの設定式を求める際の評価関数として誤差の割合の2乗積分を用いた場合の誤差の最大値と、(4)式を用い、かつ理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の2乗積分を評価関数として用いた場合の誤差の最大値とを比較すると、(4)式を用いた場合の方が1/16に小さくできることが分かった。
この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
(1)DC−DCコンバータ部12の出力電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するDC−ACインバータ部13を備えたACインバータ11は、DC−ACインバータ部13のスイッチング素子Q1〜Q4をオン・オフ制御する制御手段18と、オンデューティ設定手段19とを備えている。オンデューティ設定手段19は、制御手段18がスイッチング素子Q1〜Q4を制御する際のオンデューティを、DC−ACインバータ部13への直流電圧VHの電圧値に基づく信号と、CR回路(積分回路29)の充電曲線とから決める。矩形波を出力するACインバータ11においては、DC−ACインバータ部13のスイッチング素子Q1〜Q4のオンデューティをDC−ACインバータ部13への直流電圧VHの2乗に反比例させると出力電圧の実効値が一定になる。三角波または鋸歯状波を使用してオンデューティを決める構成では、オンデューティが直流電圧VHに対して1次関数的に変化するが、この実施形態では、CR回路の充電曲線を用いているため、オンデューティが直流電圧VHに対して自然対数的に変化することになり、実効値が理論値に近づくようにオンデューティを設定するのが容易になる。
(1)DC−DCコンバータ部12の出力電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するDC−ACインバータ部13を備えたACインバータ11は、DC−ACインバータ部13のスイッチング素子Q1〜Q4をオン・オフ制御する制御手段18と、オンデューティ設定手段19とを備えている。オンデューティ設定手段19は、制御手段18がスイッチング素子Q1〜Q4を制御する際のオンデューティを、DC−ACインバータ部13への直流電圧VHの電圧値に基づく信号と、CR回路(積分回路29)の充電曲線とから決める。矩形波を出力するACインバータ11においては、DC−ACインバータ部13のスイッチング素子Q1〜Q4のオンデューティをDC−ACインバータ部13への直流電圧VHの2乗に反比例させると出力電圧の実効値が一定になる。三角波または鋸歯状波を使用してオンデューティを決める構成では、オンデューティが直流電圧VHに対して1次関数的に変化するが、この実施形態では、CR回路の充電曲線を用いているため、オンデューティが直流電圧VHに対して自然対数的に変化することになり、実効値が理論値に近づくようにオンデューティを設定するのが容易になる。
(2)オンデューティ設定手段19は、定電圧源26と、定電圧源26に対して抵抗R5を介して直列に接続されたコンデンサ27と、抵抗R5とコンデンサ27との接続点に接続された周期設定用スイッチング素子28とにより充電曲線を決定する回路が構成されている。そして、周期設定用スイッチング素子28はDC−ACインバータ部13のスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング周期2Tの1/2の周期Tでオン信号が入力される。したがって、簡単な構成でスイッチング素子Q1〜Q4のオンデューティをDC−ACインバータ部13への直流電圧VHの2乗に反比例させるための近似が可能になる。
(3)矩形波を出力するDC−ACインバータ部13のスイッチング素子Q1〜Q4をオン・オフ制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段19の設計方法において、オンデューティの理論値と、オンデューティを設定する設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合が最小となるように設計パラメータを設定する。したがって、オンデューティを設定する設計パラメータの最適化に際して、誤差が最小になるように設計パラメータを設定する方法に比べて、全体として誤差の割合を最小にすることができる。
(4)オンデューティ設定手段19の設計方法において、理論値と設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の2乗積分を評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適なパラメータとする。従って、設計パラメータの最適化に際し、誤差の2乗積分(2乗和)を評価関数として用いる通常の方法に比べて、全体として誤差の割合を最小にできる。
(5)直流電圧VHの電圧値に基づく信号と、CR回路の充電曲線とを用いて設定するようにし、オンデューティを設定する設計パラメータとして−(CR/T)×log{(a×VH+Vamp −b)/Vamp }を使用し、評価関数として前記誤差の割合の2乗積分を用いる。但し、Tはスイッチング素子Q1〜Q4の周期の1/2、a及びbは定数、VHはDC−ACインバータ部13への直流電圧、Vamp はCR回路へ印加される電圧である。この場合、DC−ACインバータ部13への入力電圧が106Vから155Vまで変化するときに実効値を100Vに制御する例において、オンデューティの最大誤差を三角波を用いた場合に比べて約1/16にすることができた。
(6)オンデューティを直流電圧VHの電圧値に基づく信号と、三角波とを用いて設定するようにし、オンデューティを設定する設計パラメータとして(b−a×VH)/Vamp を使用し、評価関数として前記誤差の理論値に対する割合の2乗積分を用いる。この場合、DC−ACインバータ部13への直流電圧VHが106Vから155Vまで変化するときに実効値を100Vに制御する例において、オンデューティの最大誤差を、評価関数として前記誤差の2乗積分を用いた場合に比べて約3割小さくすることが可能になった。即ち、充電曲線形成回路21を設ける代わりに、PWM制御の場合のように三角波発生回路30を設け、オンデューティを設定する設計パラメータの最適化に際し、評価関数として誤差の2乗積分を用いる代わりに誤差の理論値に対する割合の2乗積分を用いることにより、大きな効果が得られる。
(7)DC−DCコンバータ部12は、バッテリ15の電圧に応じた直流電圧を出力するように構成されている。従って、バッテリ15の電圧の電圧値に関わらず直流電圧を出力するように構成する場合に比べて、フィードバック制御が不要となり、構成を簡単にできる。
(8)評価関数として、理論値と求められたオンデューティとの誤差の理論値に対する割合の2乗積分を用いた場合において、三角波を用いた場合の結果である9.89%に対してCR回路の充電曲線を用いた結果は0.61%であった。したがって直流電圧VHの変動許容範囲内106Vから155Vの全ての電圧値に対して誤差を9%以下にすることができる。
(第2の実施形態)
次に第2の実施形態を、図9を参照しながら説明する。なお、第2の実施形態は、充電曲線生成回路の構成が第1の実施形態と異なっている。第1の実施形態と同様の部分については同一符号を付してその詳細な説明を省略する。
次に第2の実施形態を、図9を参照しながら説明する。なお、第2の実施形態は、充電曲線生成回路の構成が第1の実施形態と異なっている。第1の実施形態と同様の部分については同一符号を付してその詳細な説明を省略する。
この実施形態では、充電曲線生成回路を、三角波発生回路を備えた従来のスイッチング電源制御用ICを利用して構成している。図9に示すように、スイッチング電源制御用IC31は、カレントミラー回路32を備えている。そして、スイッチング電源制御用IC31の内部電源VVから、カレントミラー回路32を構成するトランジスタ33に接続された抵抗Rtの抵抗値で決まる一定電流(抵抗Rtに流れる電流と同じ又は定数倍の大きさの電流)をトランジスタ34に接続されたコンデンサCtに流すように構成されている。
従来のスイッチング電源制御用ICのみを用いた回路では、コンデンサCtが一定の電流で充電されるとともに、コンデンサCtの両端の電圧が決められた値になったときにスイッチング電源制御用IC31に設けられた図示しない放電回路によって放電されることにより、コンデンサCtの両端の電圧は周期的な三角波になる。
しかし、この実施形態では、前記のような構成の三角波生成回路のコンデンサCtと定電圧源35との間に抵抗36を接続することで、コンデンサCtと抵抗36とからなるCR回路を構成し、充電曲線生成回路37としている。即ち、充電曲線生成回路37は、内部電源VV、カレントミラー回路32、抵抗Rt、コンデンサCt、抵抗36及び定電圧源35から構成されている。そして、コンデンサCtと抵抗36との接続点が比較器22の反転入力端子に接続され、コンデンサCtの両端電圧Vctが比較器22の反転入力端子に印加されるようになっている。なお、この実施形態では、比較器22はスイッチング電源制御用IC31の内部に設けられているため、図示していない。
このように構成された充電曲線生成回路37は、定電圧源35の電圧をV、抵抗36の抵抗値をR、コンデンサCtの容量をCt、トランジスタ34を流れる電流をIとすると、コンデンサCtの両端電圧Vct、即ち充電曲線は次式で表される。
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ オンデューティ設定手段19は、比較器22の反転入力端子に電圧値対応信号形成回路20の出力が入力され、非反転入力端子に充電曲線形成回路21の出力が入力されるように構成してもよい。この場合、比較器22から出力される信号のレベルが前記実施形態の場合と逆、即ち、Vc≦Vsであれば比較器22からHレベルの信号が出力され、Vc>Vsであれば比較器22からLレベルの信号が出力される。そのため、制御手段18は、比較器22からLレベルの信号が出力されている間を各スイッチング素子Q1〜Q4のオン期間になるようにオン・オフ制御を行うように構成される。
○ オンデューティ設定手段19は、比較器22の反転入力端子に電圧値対応信号形成回路20の出力が入力され、非反転入力端子に充電曲線形成回路21の出力が入力されるように構成してもよい。この場合、比較器22から出力される信号のレベルが前記実施形態の場合と逆、即ち、Vc≦Vsであれば比較器22からHレベルの信号が出力され、Vc>Vsであれば比較器22からLレベルの信号が出力される。そのため、制御手段18は、比較器22からLレベルの信号が出力されている間を各スイッチング素子Q1〜Q4のオン期間になるようにオン・オフ制御を行うように構成される。
○ ACインバータ11は出力電圧の実効値が100Vになる構成に限らず、100V以外の商用電源の電圧に対応した構成としてもよい。例えば、出力電圧の実効値が120V、220V、230V、240V等になる構成としてもよい。
○ 設計パラメータの最適化に際して使用する評価関数は、誤差の割合を評価するものであればよく、必ずしも誤差の割合の2乗積分(2乗和)を評価関数にしなくてもよい。例えば、誤差の割合の絶対値の和を評価関数としたり、誤差の割合の2n乗積分(nは2以上の整数)としたりしてもよい。
○ ACインバータ11の出力周波数は60Hzに限らず、例えば50Hzであってもよい。
○ バッテリ15は12Vに限らず、例えば、24Vや48Vのバッテリであってもよい。
○ バッテリ15は12Vに限らず、例えば、24Vや48Vのバッテリであってもよい。
○ スイッチング素子Q1〜Q4としてMOSFETに代えてIGBT等の他のスイッチング素子を使用してもよい。
○ 車載用のインバータ装置に限らず、他の用途のインバータ装置に適用してもよい。
○ 車載用のインバータ装置に限らず、他の用途のインバータ装置に適用してもよい。
○ 上記実施形態では設計パラメータを設定するに当って、評価関数を最小化することで最適な設計パラメータを求めた。しかし、評価関数が製品仕様などによって定められる所望の範囲内となるように設計パラメータを求めても良い。
以下の技術的思想(発明)は前記実施形態から把握できる。
(1)請求項1〜請求項4のいずれか一項に記載の発明において、前記オンデューティ設定手段は、前記直流電圧に基づく信号と、前記CR回路の充電曲線によって決まる電圧とを比較器で比較して、前記CR回路の充電曲線によって決まる電圧が前記直流電圧に基づく信号の電圧未満となる期間を前記スイッチング素子のオン期間とする。
(1)請求項1〜請求項4のいずれか一項に記載の発明において、前記オンデューティ設定手段は、前記直流電圧に基づく信号と、前記CR回路の充電曲線によって決まる電圧とを比較器で比較して、前記CR回路の充電曲線によって決まる電圧が前記直流電圧に基づく信号の電圧未満となる期間を前記スイッチング素子のオン期間とする。
(2)請求項6に記載の発明において、前記オンデューティを前記直流電圧に基づく信号と、三角波発生回路の出力とを用いて設定するようにし、前記オンデューティを設定する設計パラメータとして(b−a×VH)/Vamp を使用する。但し、Tはスイッチング素子の周期の1/2、a及びbは定数、VHは前記直流電圧の電圧値、Vamp は三角波発生回路から出力される三角波のピーク電圧である。
T,2T…周期、Q1,Q2,Q3,Q4…スイッチング素子、R1,R2,R3,R4,R5…抵抗、Vc,Vs…電圧、VH…直流電圧、2T…スイッチング周期、11…インバータ装置としてのACインバータ、12…DC−DCコンバータ部、13…DC−ACインバータ部、15…直流電源としてのバッテリ、18…制御手段、19…オンデューティ設定手段、25,26…定電圧源、27…コンデンサ、28…周期設定用スイッチング素子、29…CR回路としての積分回路。
Claims (7)
- 入力された直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するDC−ACインバータ部を備えたインバータ装置であって、
前記DC−ACインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する制御手段と、前記制御手段が前記スイッチング素子を制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段とを備え、
前記オンデューティ設定手段は、前記直流電圧の電圧値に基づく信号と、CR回路の充電曲線とからオンデューティを決めることを特徴とするインバータ装置。 - 直流電圧源から供給される電力を変換して前記直流電圧を生成し前記DC−ACインバータ部に入力するDC−DCコンバータ部をさらに備えた請求項1に記載のインバータ装置。
- 前記オンデューティ設定手段は、前記DC−ACインバータ部の出力電圧の実効値の目標値に対する誤差が、前記直流電圧の電圧値の変動許容範囲内の全ての電圧値に対して9%以下になるように前記オンデューティを設定する請求項1又は請求項2に記載のインバータ装置。
- 前記オンデューティ設定手段は、定電圧源と、前記定電圧源に対して抵抗を介して直列に接続されたコンデンサと、前記抵抗と前記コンデンサとの接続点に接続された周期設定用スイッチング素子とにより前記充電曲線を決定する回路が構成されており、前記周期設定用スイッチング素子は前記DC−ACインバータ部のスイッチング素子のスイッチング周期の1/2の周期でオン信号が入力される請求項1から請求項3のいずれか一項に記載のインバータ装置。
- 直流電圧源から供給される電力を変換して直流電圧を生成するDC−DCコンバータ部と、前記直流電圧を矩形波の交流電圧に変換して出力するDC−ACインバータ部とを備えたインバータ装置における前記DC−ACインバータ部のスイッチング素子をオン・オフ制御する際のオンデューティを設定するオンデューティ設定手段の設計方法であって、
前記直流電圧を所定の範囲で変更した場合における出力電圧の実効値が目的の値となるオンデューティの理論値を計算し、前記オンデューティを設定する設計パラメータによって決まるオンデューティを前記所定の範囲で計算し、前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合を求め、前記所定の範囲内で、前記割合が目的の範囲内となるように前記設計パラメータを設定することを特徴とするインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。 - 前記理論値と前記設計パラメータから求められたオンデューティとの誤差の前記理論値に対する割合の2乗を前記所定の範囲で積分したものを評価関数として用い、その評価関数が最小となる設計パラメータを最適な設計パラメータとする請求項5に記載のインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。
- 前記オンデューティを式「−(CR/T)×log{(a×VH+Vamp −b)/Vamp }」で定め、設計パラメータとして、当該式中のC、R、a、b、Vampを使用する請求項6に記載のインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法。但し、CRはCR回路の時定数、Tは前記スイッチング素子の周期の1/2、a及びbは定数、VHは前記直流電圧の電圧値、Vamp は前記CR回路への印加される電圧である。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007167553A JP2008067591A (ja) | 2006-08-10 | 2007-06-26 | インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法 |
EP07114111A EP1898516A2 (en) | 2006-08-10 | 2007-08-09 | Inverter device and method for designing duty cycle setting section of inverter device |
US11/836,539 US20080037304A1 (en) | 2006-08-10 | 2007-08-09 | Inverter device and method for designing duty cycle setting section of inverter device |
KR1020070080865A KR20080014703A (ko) | 2006-08-10 | 2007-08-10 | 인버터 장치 및 인버터 장치의 듀티 사이클 설정부의 설계방법 |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006218630 | 2006-08-10 | ||
JP2007167553A JP2008067591A (ja) | 2006-08-10 | 2007-06-26 | インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008067591A true JP2008067591A (ja) | 2008-03-21 |
Family
ID=38828607
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007167553A Pending JP2008067591A (ja) | 2006-08-10 | 2007-06-26 | インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20080037304A1 (ja) |
EP (1) | EP1898516A2 (ja) |
JP (1) | JP2008067591A (ja) |
KR (1) | KR20080014703A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013219982A (ja) * | 2012-04-11 | 2013-10-24 | Toyota Industries Corp | Dc−acインバータ |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2375854B1 (en) * | 2010-04-06 | 2015-12-02 | Plastic Omnium Advanced Innovation and Research | Heater for a vehicular fluid tank, motor vehicle comprising same, and method for heating a vehicular fluid tank |
JP5494191B2 (ja) * | 2010-04-30 | 2014-05-14 | トヨタ自動車株式会社 | チョッパ回路の製造方法、チョッパ回路、dc/dcコンバータ、燃料電池システムおよび制御方法 |
DE102016218334B4 (de) | 2016-09-23 | 2020-03-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Motorvorrichtung für einen Schalterantrieb eines elektrischen Schalters |
KR102022977B1 (ko) | 2018-02-26 | 2019-09-19 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 제어장치 및 방법 |
CN113176468B (zh) * | 2021-06-10 | 2022-09-13 | 阳光电源股份有限公司 | 一种逆变器检测方法及其应用装置 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07118944B2 (ja) * | 1986-03-17 | 1995-12-18 | 株式会社日立製作所 | ブラシレス直流モ−タ |
US7187136B2 (en) * | 2004-10-25 | 2007-03-06 | Osram Sylvania, Inc. | Method and circuit for regulating power in a high intensity discharge lamp |
-
2007
- 2007-06-26 JP JP2007167553A patent/JP2008067591A/ja active Pending
- 2007-08-09 EP EP07114111A patent/EP1898516A2/en not_active Withdrawn
- 2007-08-09 US US11/836,539 patent/US20080037304A1/en not_active Abandoned
- 2007-08-10 KR KR1020070080865A patent/KR20080014703A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013219982A (ja) * | 2012-04-11 | 2013-10-24 | Toyota Industries Corp | Dc−acインバータ |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20080014703A (ko) | 2008-02-14 |
EP1898516A2 (en) | 2008-03-12 |
US20080037304A1 (en) | 2008-02-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6080345B2 (ja) | スイッチング電源、およびスイッチング電源におけるac波形生成方法 | |
US9762130B2 (en) | Switching controller for switching power supply | |
US20140211515A1 (en) | Dc-dc converter and power supply device having dc-dc converter | |
US8488346B2 (en) | Power conversion apparatus and method | |
JP6479160B2 (ja) | コンバータ装置 | |
US10084373B2 (en) | Power conversion device | |
KR20160061907A (ko) | 역률 개선 회로 | |
US11404962B2 (en) | Switched mode power converter that is switched using current thresholds | |
JP2008067591A (ja) | インバータ装置及びインバータ装置のオンデューティ設定手段の設計方法 | |
US9780691B1 (en) | AC-DC power conversion apparatus to output boosted DC voltage | |
KR101851930B1 (ko) | 교류-직류 컨버터 | |
US8824180B2 (en) | Power conversion apparatus | |
US20120014149A1 (en) | Power conversion apparatus and method | |
JP7001896B2 (ja) | Dc-dcコンバータ | |
US11070147B2 (en) | Resonant inverter apparatus | |
US6262542B1 (en) | Electronic ballast system | |
CN107819401B (zh) | 电力转换装置 | |
JP2001069748A (ja) | 力率改善回路 | |
JP5348427B2 (ja) | 電圧変換装置および電圧制御回路 | |
CN101123403A (zh) | 逆变器装置和设计逆变器装置的占空因数设定部的方法 | |
WO2004107553A1 (ja) | 高周波加熱装置のインバータ電源制御回路 | |
CN113872455A (zh) | 电负载供电装置的升压转换器及供电装置和在电负载供电装置中将输入电压升压的方法 | |
JP5950970B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP5734626B2 (ja) | 電源装置および空気調和機 | |
JP5194666B2 (ja) | 電源装置 |