WO2014112232A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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和美 高際
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富士電機株式会社
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Definitions

  • This invention relates to the power converter device provided with the overcurrent protection function with respect to the semiconductor switching element which comprises a power converter device main body.
  • a typical inverter device as a power conversion device includes a power conversion device main body as shown in FIG. 4 as a main part that drives a load M such as a three-phase AC motor.
  • the power converter main body is realized as a packaged power semiconductor module (IPM) 10 including six semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 made of, for example, IGBT as shown in a schematic configuration diagram in FIG. Is done.
  • IPM packaged power semiconductor module
  • each of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 is driven on and off in association with each other by a control circuit (not shown). To supply power.
  • the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 in the power semiconductor module (IPM) 10 are connected in series in pairs of two to form three sets of half bridge circuits HB.
  • six freewheeling diodes D1, D2 to D6 are connected in antiparallel to the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6, respectively.
  • These three sets of half-bridge circuits HB are connected in parallel to form a three-phase full-bridge circuit that drives the load M.
  • A1, A2 to A6 are drive circuits for driving the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 on and off, respectively.
  • the three sets of half-bridge circuits HB are driven in association with each other by the control circuit, so that three phases (U-phase, V-phase, (W phase) current is supplied to the load M.
  • the intermediate point of the half bridge circuit HB is a series connection point of the semiconductor switching elements Q1 and Q4, a series connection point of the semiconductor switching elements Q2 and Q5, and a series connection point of the semiconductor switching elements Q3 and Q6. Point to each.
  • the semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3 of the upper arm and the semiconductor switching elements Q4, Q5, Q6 of the lower arm in each half bridge circuit HB are pulse width modulated as shown in FIG. It is turned on / off in accordance with a control signal having a fixed period.
  • the drive circuits A1, A2 to A6 generate gate drive signals according to the control signals and drive the semiconductor switching elements Q4, Q5, Q6 on and off, respectively.
  • a current corresponding to the pulse width of the control signal is applied to the load M via the semiconductor switching element Q1 (Q2, Q3) of the upper arm as shown in FIG. Supplied over the positive half cycle.
  • the current corresponding to the pulse width of the control signal is negatively half cycle with respect to the load M via the semiconductor switching element Q4 (Q5, Q6) of the lower arm. Supplied.
  • FIG. 5 shows only the output current of one half-bridge circuit HB, but the same applies to the output currents of the other half-bridge circuits HB except that their phases differ by 120 °.
  • the drive circuit A (A1, A2 to A6) in this type of power conversion device is provided with an overcurrent protection function as introduced in Patent Document 2, for example.
  • This overcurrent protection function monitors the current flowing through each of the semiconductor switching elements Q (Q1, Q2 to Q6), and stops the on / off driving of the semiconductor switching elements Q (Q1, Q2 to Q6) when an overcurrent is detected. It is something to be made.
  • the semiconductor switching element Q is an IGBT as shown in FIG. 6, the current flowing through the semiconductor switching element Q is monitored via a resistor R through the current output from a current detection terminal provided as an auxiliary emitter of the IGBT. This is done by detecting. Then, the comparator 1 compares the detection voltage obtained at the resistor R according to the current and the reference voltage Vref defining the current limit value, thereby detecting overcurrent. When the overcurrent is detected in this way, the overcurrent protection function is performed by stopping the operation of the driver circuit 2 that drives the semiconductor switching element Q on and off with the output of the comparator 1.
  • reference numeral 3 denotes an alarm signal generation circuit that generates an alarm signal and outputs it to the control circuit when an overcurrent is detected by the comparator 1.
  • the alarm signal generation circuit 3 has a current flowing through the semiconductor switching element Q, that is, a detection current Ic obtained via the auxiliary emitter exceeds the current limit value as an overcurrent detection threshold. Then, an alarm signal having a predetermined pulse width is periodically output after an operation delay time of the alarm signal generation circuit 3.
  • the semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3 of the upper arm in the half bridge circuit HB are driven in a high voltage region based on the voltage defined by the semiconductor switching elements Q4, Q5, Q6 of the lower arm.
  • high-voltage floating circuits are incorporated in the drive circuits A1, A2, A3 for driving the semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3 of the upper arm. Due to this high breakdown voltage floating circuit, the drive circuits A1, A2 and A3 operate with the level shifted to the high voltage side with respect to the control circuit.
  • the semiconductor switching elements Q4, Q5, and Q6 of the lower arm in the half bridge circuit HB operate with reference to the ground potential. Accordingly, the drive circuits A4, A5, A6 that drive the semiconductor switching elements Q4, Q5, Q6 in the lower arm are not incorporated with the high breakdown voltage floating circuit and are directly driven by the control circuit.
  • the overcurrent protection circuit is incorporated in the upper arm drive circuits A1, A2, and A3, and the alarm signal generation circuit 3 is omitted.
  • the alarm signal generation circuit 3 is provided in the upper arm drive circuits A1, A2, and A3, it is necessary to provide a high-voltage floating circuit to shift the level of the alarm signal to the low voltage side. Therefore, even if an overcurrent occurs in the semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3 of the upper arm and the protection function is activated, no alarm signal is output from the drive circuits A1, A2, A3. For this reason, in the said control circuit, there exists a problem that generation
  • the present invention has been made in consideration of such circumstances, and its purpose is to output an alarm signal from the drive circuit of the lower arm even when an overcurrent occurs in the semiconductor switching element of the upper arm in the half-bridge circuit.
  • An object of the present invention is to provide a power converter having a simple configuration that can be used.
  • a power converter according to the present invention is connected in series to form a half-bridge circuit, and a pair or a plurality of pairs of semiconductor switching elements driven on and off in association with each other, and each of the semiconductor switching elements is anti-parallel
  • the power conversion device main body provided with a plurality of freewheeling diodes provided on the power conversion device, and a plurality of drive circuits for turning on and off each of the semiconductor switching elements in the power conversion device main body.
  • the power conversion device allows each of the drive circuits to turn on and off the semiconductor switching element when the current flowing through the semiconductor switching element exceeds a current limit value.
  • a first alarm signal is generated in each of the drive circuits in the lower arm of the half bridge circuit during the operation of the overcurrent protection circuit of the lower arm, and reverse to the semiconductor switching element of the lower arm.
  • An arm signal generation circuit that generates a second alarm signal when a current flowing through the freewheeling diodes connected in parallel exceeds the current limit value is provided.
  • the first and second alarm signals are composed of signals having different pulse widths generated at a predetermined cycle, for example.
  • the current flowing through the semiconductor switching element is detected through a current detection terminal provided in the semiconductor switching element, and the current flowing through the free wheeling diode is detected through a current detection terminal provided in the free wheeling diode. It is preferable to detect via.
  • the power conversion device constitutes an inverter device that switches a DC voltage to supply an alternating current having a pulsed discrete sinusoidal current waveform to a load.
  • the current flowing through the semiconductor switching element of the upper arm is equivalently detected from the current flowing through the freewheeling diode connected in antiparallel to the semiconductor switching element of the lower arm. Accordingly, it is possible to detect an overcurrent flowing through each of the semiconductor switching elements of the lower and upper arms from the drive circuit that drives the semiconductor switching element of the lower arm and output an alarm signal. In addition, by changing the pulse width of the alarm signal periodically output, it is possible to identify the semiconductor switching element in which the overcurrent has occurred.
  • the power converter of the present invention regardless of whether or not the high-voltage floating circuit is incorporated in the drive circuit of the upper arm, when an overcurrent occurs in the semiconductor switching element of the upper arm, An alarm signal can be obtained from the drive circuit. Therefore, the protection operation for the power semiconductor module (IPM) constituting the power converter main body can be surely executed. Moreover, since only the current flowing through the freewheeling diode is monitored, the configuration is simple and the practical advantages are great.
  • the principal part schematic block diagram of the power converter device main body which makes the main part of the power converter device which concerns on one Embodiment of this invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an overcurrent detection and alarm signal generation timing in the drive circuit shown in FIG. 2.
  • the principal part schematic block diagram of the conventional power converter device main body which makes the main part of a power converter device.
  • the power converter according to this embodiment is basically the conventional power semiconductor module (IPM) shown in FIG. 4 as shown in FIG. 10 is configured in the same manner. That is, the power semiconductor module (IPM) 10 constituting the power conversion device main body includes six semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6, and free semiconductors connected in antiparallel to these semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6. It is packaged with wheeling diodes D1, D2 to D6. Each of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 is made of, for example, IGBT.
  • the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 and the freewheeling diodes D1, D2 to D6 respectively form three sets of half bridge circuits HB provided in parallel. These three sets of half-bridge circuits HB constitute a three-phase full-bridge circuit that drives the motor M as the load.
  • the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 are turned on / off by the drive circuits A1, A2 to A6 in association with each other, and output currents with phases different by 120 °.
  • the drive circuits A1, A2 to A6 basically detect the overcurrent flowing through the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 and drive the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6, as in the conventional device.
  • Overcurrent protection function to stop
  • the drive circuits A4, A5, A6 generate an alarm signal when an overcurrent of the semiconductor switching elements Q4, Q5, Q6 is detected.
  • the drive circuits A4, A5, A6 also alarm when an overcurrent of the semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3 in the upper arm is detected from the current flowing through the freewheeling diodes D4, D5, D6. Generate a signal.
  • the above-mentioned alarm signal generation function is omitted from the drive circuits A1, A2, A3 of the upper arm.
  • FIG. 2 shows a schematic configuration of the drive circuit A (A4, A5, A6) of the lower arm.
  • the lower arm drive circuit A (A4, A5, A6) includes a first comparator 11 that detects an overcurrent of the switching element Q (Q4, Q5, Q6). Further, the lower arm drive circuit A (A4, A5, A6) generates a current from the current flowing through the freewheeling diode D (D4, D5, D6) from the semiconductor switching element Q (Q1, Q2,.
  • a second comparator 12 for equivalently detecting the overcurrent of Q3) is provided.
  • the current flowing through the semiconductor switching element Q is detected via a resistor R1 connected to a current detection terminal of the semiconductor switching element Q, specifically, an auxiliary emitter provided in the IGBT.
  • the first comparator 11 compares the detection voltage obtained at the resistor R1 in accordance with the current Ic flowing through the semiconductor switching element Q with a reference voltage Vref1 that defines a current limit value. Overcurrent detection of the element Q is performed.
  • the first flip-flop 13 When the first comparator 11 detects an overcurrent of the semiconductor switching element Q, the first flip-flop 13 is set by the output of the first comparator 11. The operation of the driver circuit 2 that drives the semiconductor switching element Q on and off is stopped by the set of the first flip-flop 13. At the same time, the first alarm signal generation circuit 14 is energized by the set of the first flip-flop 13. Then, a first alarm signal having a predetermined pulse width is periodically generated from the first alarm signal generation circuit 14.
  • the current flowing through the freewheeling diode D is detected via a resistor R2 connected to an auxiliary cathode as a current detection terminal provided in the freewheeling diode D.
  • the current flowing through the freewheeling diode D corresponds to the current flowing through the semiconductor switching element Q of the upper arm.
  • the second comparator 12 compares the detection voltage obtained at the resistor R2 according to the current Id flowing through the freewheeling diode D with a reference voltage Vref2 that defines a current limit value.
  • the overcurrent detection of the freewheeling diode D is equivalently performed, that is, the overcurrent detection of the semiconductor switching element Q of the upper arm.
  • the second flip-flop 15 When the second comparator 12 detects an overcurrent of the semiconductor switching element Q of the upper arm, the second flip-flop 15 is set by the output of the second comparator 12.
  • the second alarm signal generation circuit 16 is energized by the set of the second flip-flop 15.
  • a second alarm signal having a pulse width different from the pulse width of the first alarm signal is periodically generated from the second alarm signal generation circuit 16. These first and second alarm signals are output to the control circuit (not shown) via the OR circuit 18.
  • the first alarm signal passes through its detection response delay time. Each is generated.
  • the second alarm signal is generated through a detection response delay time when the current Id flowing through the freewheeling diode D exceeds a reference voltage Vref2 which is a preset current limit value.
  • the pulse widths of these first and second alarm signals are determined to be different with a large time difference, for example, 2 ms and 4 ms as shown in FIG. In other words, the pulse widths of the first and second alarm signals are set so that the control circuit can easily and accurately identify the first and second alarm signals.
  • the control circuit when receiving at least one of the first and second alarm signals notified from the power semiconductor module (IPM) 10 in this way, drives the power semiconductor module (IPM) 10, that is, The driving of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 is stopped. At the same time, the control circuit determines which of the semiconductor switching elements Q1 of the upper arm and the lower arm from the drive circuit A that has notified the alarm signal and the pulse width of the alarm signal notified from the drive circuit A. It is determined whether an overcurrent has occurred in Q2 to Q6.
  • the control circuit is restarted when the cause of overcurrent in the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 is removed, and restarts the on / off driving of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6. .
  • a control signal is input again to the drive circuit A by resuming the on / off drive
  • the reset circuit 17 provided in the input stage of the drive circuit A is activated and the first and second flip-flops 13 are activated. , 15 are reset.
  • the operation stop of the driver circuit 2 is released, and the operations of the first and second alarm signal generation circuits 14 and 16 are stopped.
  • the power semiconductor module (IPM) 10 including the lower arm drive circuit A (A4, A5, A6) configured as described above the upper arm drive circuit A (A1, A2, A3) Even without outputting an alarm signal for current detection, information on overcurrent generated in the semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3 of the upper arm can be easily obtained from the drive circuit A (A4, A5, A6) of the lower arm. And it is possible to notify the control circuit reliably.
  • the drive circuit that drives the power semiconductor module (IPM) 10 even if an overcurrent occurs in the semiconductor switching elements Q1, Q2, and Q3 of the upper arm, it is possible to quickly cope with this. It becomes. That is, even if the upper arm drive circuit A does not have an alarm signal generation function, it is possible to quickly cope with an overcurrent generated in the semiconductor switching elements Q1, Q2, and Q3 of the upper arm.
  • the present invention is not limited to the embodiment described above.
  • the power semiconductor module (IPM) 10 in which a three-phase full bridge circuit is formed is described as an example of the power converter main body.
  • the power converter main body configured to include one or two sets of half-bridge circuits.
  • the present invention is applicable to the above.
  • the circuit configuration itself of the overcurrent detection unit can appropriately employ various conventionally proposed overcurrent detection methods.
  • the form of the alarm signal is not limited to the example shown in the above-described embodiment.
  • the present invention can be variously modified and implemented without departing from the scope of the invention.

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Abstract

　ハーフブリッジ回路の下側アームの半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路に、半導体スイッチング素子に過電流が生じたときに該半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動を停止する過電流保護回路を設ける。また下側アームの駆動回路に、該下側アームの前記過電流保護回路の動作時に第１のアラーム信号を生成すると共に、前記下側アームの半導体スイッチング素子に逆並列に接続された前記フリーホイリング・ダイオードに流れる電流が電流制限値を超えるときに第２のアラーム信号を生成するアーム信号生成回路を設ける。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置本体を構成する半導体スイッチング素子に対する過電流保護機能を備えた電力変換装置に関する。
　電力変換装置として代表的なインバータ装置は、例えば三相交流モータ等の負荷Ｍを駆動する主体部として図４に示すような電力変換装置本体を備える。この電力変換装置本体は、図４にその概略構成図を示すように、例えばＩＧＢＴからなる６個の半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６を備えてパッケージ化されたパワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０として実現される。この種のインバータ装置は、例えば特許文献１に詳しく紹介されるように、前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６を、図示しない制御回路により互いに関連させてオン・オフ駆動することで前記負荷Ｍに電力を供給する。
　前記パワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０における前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６は、２個ずつ対をなして直列に接続されて３組のハーフブリッジ回路ＨＢをそれぞれ形成している。また前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６には、６個のフリーホイリング・ダイオードＤ１,Ｄ２～Ｄ６がそれぞれ逆並列に接続されている。これらの３組のハーフブリッジ回路ＨＢは、並列に接続されて前記負荷Ｍを駆動する三相のフルブリッジ回路を形成する。尚、図中Ａ１,Ａ２～Ａ６は、前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６をそれぞれオン・オフ駆動する駆動回路である。
　前記３組のハーフブリッジ回路ＨＢは、前記制御回路により互いに関連させて駆動されることで、前記各ハーフブリッジ回路ＨＢの中間点から位相を１２０°異にする３相（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）の電流を前記負荷Ｍに供給する。ここで前記ハーフブリッジ回路ＨＢの中間点とは、前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ４の直列接続点、前記半導体スイッチング素子Ｑ２,Ｑ５の直列接続点、および前記半導体スイッチング素子Ｑ３,Ｑ６の直列接続点をそれぞれ指す。
　具体的には前記各ハーフブリッジ回路ＨＢにおける上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３および下側アームの半導体スイッチング素子Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６は、図５(ａ)に示すようにパルス幅変調された一定周期の制御信号に従ってオン・オフ駆動される。具体的には前記駆動回路Ａ１,Ａ２～Ａ６は、前記制御信号に従ってゲート駆動信号を生成して前記半導体スイッチング素子Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６それぞれオン・オフ駆動する。このオン・オフ駆動により、図５(ｂ)に示すように前記上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１（Ｑ２,Ｑ３）を介して、前記制御信号のパルス幅に応じた電流が前記負荷Ｍに対して正の半サイクルに亘って供給される。また図５(ｃ)に示すように前記下側アームの半導体スイッチング素子Ｑ４（Ｑ５,Ｑ６）を介して、前記制御信号のパルス幅に応じた電流が前記負荷Ｍに対して負の半サイクルに亘って供給される。
　この結果、前記各ハーフブリッジ回路ＨＢから前記負荷Ｍに対して、図５(ｄ)に示すように正弦波をなす交流電流が供給される。但し、前記負荷Ｍに供給される電流は、実際には前記制御信号に同期したパルス電流であり、このパルス電流は離散的な正弦波電流波形を形成する。尚、図５は１つのハーフブリッジ回路ＨＢの出力電流についてだけ示しているが、他のハーフブリッジ回路ＨＢの出力電流についても、その位相が１２０°異なるだけで同様である。
　ところでこの種の電力変換装置における前記駆動回路Ａ（Ａ１,Ａ２～Ａ６）には、例えば特許文献２に紹介されるように過電流保護機能が設けられる。この過電流保護機能は、前記半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）にそれぞれ流れる電流を監視し、過電流検出時に前記半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）のオン・オフ駆動を停止させるものである。
　前記半導体スイッチング素子Ｑに流れる電流の監視は、例えば図６に示すように半導体スイッチング素子ＱがＩＧＢＴである場合、該ＩＧＢＴが補助エミッタとして備える電流検出端子から出力される電流を抵抗Ｒを介して検出することによって行われる。そして前記電流に応じて前記抵抗Ｒに得られる検出電圧と、電流制限値を規定する基準電圧Ｖrefとを比較器１において比較することにより過電流検出が行われる。このようにして過電流検出されたとき、前記比較器１の出力にて前記半導体スイッチング素子Ｑをオン・オフ駆動するドライバ回路２の動作を停止させることで前記過電流保護機能が果たされる。
　尚、図中３は、前記比較器１による過電流検出時にアラーム信号を生成して前記制御回路に出力するアラーム信号生成回路である。このアラーム信号生成回路３は、例えば図７に示すように前記半導体スイッチング素子Ｑに流れる電流、即ち、前記補助エミッタを介して得られる検出電流Ｉcが過電流検出閾値としての前記電流制限値を超えたとき、該アラーム信号生成回路３の動作遅れ時間を経て所定のパルス幅のアラーム信号を周期的に出力する。
特開２０００－１３４９５５号公報 特開２００６－３２３９３号公報
　ところで前記ハーフブリッジ回路ＨＢにおける上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３は、下側アームの半導体スイッチング素子Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６によって規定される電圧を基準とする高電圧領域で駆動される。この為、上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３を駆動する駆動回路Ａ１,Ａ２,Ａ３には、例えば高耐圧フローティング回路が組み込まれる。この高耐圧フローティング回路により前記駆動回路Ａ１,Ａ２,Ａ３は、前記制御回路に対して高電圧側にレベルシフトされて動作する。尚、前記ハーフブリッジ回路ＨＢにおける下側アームの半導体スイッチング素子Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６は接地電位を基準として動作する。従って下側アームの半導体スイッチング素子Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６を駆動する駆動回路Ａ４,Ａ５,Ａ６には、前記高耐圧フローティング回路が組み込まれことはなく、前記制御回路により直接的に駆動される。
　これ故、前記上側アームの駆動回路Ａ１,Ａ２,Ａ３には、専ら前記過電流保護回路だけが組み込まれ前記アラーム信号生成回路３が省略されることが多い。ちなみに上側アームの駆動回路Ａ１,Ａ２,Ａ３にアラーム信号生成回路３を設ける場合には、高耐圧フローティング回路を設けてアラーム信号を低電圧側にレベルシフトすることが必要となる。従って上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３に過電流が生じて保護機能が作動しても、前記駆動回路Ａ１,Ａ２,Ａ３からアラーム信号が出力されることがない。この為、前記制御回路においては、上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３における過電流の発生を監視することができないと言う問題がある。
　本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、ハーフブリッジ回路における上側アームの半導体スイッチング素子に過電流が生じたときでも、下側アームの駆動回路からアラーム信号を出力することのできる簡易な構成の電力変換装置を提供することにある。
　本発明に係る電力変換装置は、直列に接続されてハーフブリッジ回路を形成し、互いに関連してオン・オフ駆動される一対または複数対の半導体スイッチング素子、および前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に設けられる複数のフリーホイリング・ダイオードを備えた電力変換装置本体と、この電力変換装置本体における前記各半導体スイッチング素子をそれぞれオン・オフ駆動する複数の駆動回路とを備えて構成される。
　特に本発明に係る電力変換装置は前述した目的を達成するべく、前記各駆動回路のそれぞれに、前記半導体スイッチング素子に流れる電流が電流制限値を超えるとき、該半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動を停止する過電流保護回路を設ける。また前記ハーフブリッジ回路の下側アームにおける前記各駆動回路に、更に該下側アームの前記過電流保護回路の動作時に第１のアラーム信号を生成すると共に、前記下側アームの半導体スイッチング素子に逆並列に接続された前記フリーホイリング・ダイオードに流れる電流が前記電流制限値を超えるときに第２のアラーム信号を生成するアーム信号生成回路を設けたことを特徴としている。
　ちなみに前記第１および第２のアラーム信号は、例えば所定の周期で生成されるパルス幅の異なる信号からなる。また前記半導体スイッチング素子に流れる電流については、該半導体スイッチング素子が備える電流検出端子を介して検出し、また前記フリーホイリング・ダイオードに流れる電流については、該フリーホイリング・ダイオードが備える電流検出端子を介して検出することが好ましい。
　尚、前記電力変換装置は、直流電圧をスイッチングしてパルス状の離散的な正弦波電流波形からなる交流電流を負荷に供給するインバータ装置を構成するものからなる。
　上記構成の電力変換装置によれば、下側アームの半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイリング・ダイオードに流れる電流から、上側アームの半導体スイッチング素子に流れる電流を等価的に検出する。従って下側アームの半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路から、下側および上側アームの各半導体スイッチング素子に流れる過電流をそれぞれ検出してアラーム信号を出力することができる。しかも周期的に出力するアラーム信号のパルス幅を異ならせておくことで、過電流が生じた半導体スイッチング素子の識別を可能とすることができる。
　従って本発明に係る電力変換装置によれば、上側アームの駆動回路に高耐圧フローティング回路を組み込むか否かに拘わることなく、上側アームの半導体スイッチング素子に過電流が生じたときには下側アーム側の駆動回路からアラーム信号を得ることができる。故に前記電力変換装置本体を構成するパワー半導体モジュール（ＩＰＭ）に対する保護動作を確実に実行することができる。しかも前記フリーホイリング・ダイオードに流れる電流を監視するだけなので、その構成が簡単であり、実用的利点が多大である。
本発明の一実施形態に係る電力変換装置の主体部をなす電力変換装置本体の要部概略構成図。 図１に示す電力変換装置本体における下側アーム側の駆動回路の構成例を示す図。 図２に示す駆動回路における過電流検出とアラーム信号の発生タイミングを示す図。 電力変換装置の主体部をなす従来の電力変換装置本体の要部概略構成図。 ハーフブリッジ回路に対する駆動信号と、上側アームおよび下側アームの半導体スイッチング素子にそれぞれ流れる電流との関係を示す図。 図４に示す電力変換装置本体における、過電流保護機能を備えた駆動回路の構成例を示す図。 図６に示す駆動回路における過電流検出とアラーム信号の発生タイミングを示す図。
　以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係る電力変換装置について説明する。
　この実施形態に係る電力変換装置は、図１にその主体部を構成する電力変換装置本体の要部概略構成を示すように、基本的には図４に示した従来のパワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０と同様に構成される。即ち、電力変換装置本体を構成するパワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０は、６個の半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６と、これらの各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６に逆並列に接続されたフリーホイリング・ダイオードＤ１,Ｄ２～Ｄ６とを備えてパッケージ化されている。前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６は、例えばＩＧＢＴからなる。
　前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６および前記各フリーホイリング・ダイオードＤ１,Ｄ２～Ｄ６は、並列に設けられた３組のハーフブリッジ回路ＨＢをそれぞれ形成する。これらの３組のハーフブリッジ回路ＨＢは、前記負荷としてのモータＭを駆動する三相のフルブリッジ回路を構成する。また前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６は、互いに関連して前記駆動回路Ａ１,Ａ２～Ａ６によりそれぞれオン・オフ駆動され、１２０°異なる位相で電流を出力する。
　ここで前記駆動回路Ａ１,Ａ２～Ａ６は、基本的には従来装置と同様に前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６に流れる過電流を検出して当該半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６の駆動を停止させる過電流保護機能をそれぞれ備える。特に前記下側アームの駆動回路Ａ４,Ａ５,Ａ６は、上記過電流保護機能に加えて、更に前記フリーホイリング・ダイオードＤ４,Ｄ５,Ｄ６に流れる電流から、上側アームの前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３に流れる電流を等価的に検出する機能を備える。
　そして前記駆動回路Ａ４,Ａ５,Ａ６は、前記半導体スイッチング素子Ｑ４,Ｑ５，Ｑ６の過電流を検出したときにアラーム信号を生成する。また前記駆動回路Ａ４,Ａ５,Ａ６は、更に前記フリーホイリング・ダイオードＤ４,Ｄ５,Ｄ６に流れる電流から、上側アームの前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３の過電流を検出したときにもアラーム信号を生成する。これに対して、前記上側アームの駆動回路Ａ１,Ａ２,Ａ３からは、前述したアラーム信号の生成機能が省かれる。
　図２は、下側アームの前記駆動回路Ａ（Ａ４,Ａ５,Ａ６）の概略構成を示している。図２に示すように前記下側アームの駆動回路Ａ（Ａ４,Ａ５,Ａ６）は、前記スイッチング素子Ｑ（Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６）の過電流を検出する第１の比較器１１を備える。更に前記下側アームの駆動回路Ａ（Ａ４,Ａ５,Ａ６）は、前記フリーホイリング・ダイオードＤ（Ｄ４,Ｄ５,Ｄ６）に流れる電流から、上側アームの前記半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３）の過電流を等価的に検出する第２の比較器１２を備える。
　ちなみに前記半導体スイッチング素子Ｑに流れる電流は、該半導体スイッチング素子Ｑの電流検出端子、具体的にはＩＧＢＴが備える補助エミッタに接続した抵抗Ｒ１を介して検出される。前記第１の比較器１１は、前記半導体スイッチング素子Ｑに流れる電流Ｉcに応じて前記抵抗Ｒ１に得られる検出電圧と、電流制限値を規定する基準電圧Ｖref1とを比較することにより、前記半導体スイッチング素子Ｑの過電流検出を行う。
　そして前記第１の比較器１１により前記半導体スイッチング素子Ｑの過電流が検出されたとき、該第１の比較器１１の出力によって第１のフリップフロップ１３がセットされる。この第１のフリップフロップ１３のセットによって前記半導体スイッチング素子Ｑをオン・オフ駆動するドライバ回路２の動作が停止される。また同時に前記第１のフリップフロップ１３のセットによって第１のアラーム信号生成回路１４が付勢される。そしてこの第１のアラーム信号生成回路１４から、所定のパルス幅の第１のアラーム信号が周期的に生成される。
　また前記フリーホイリング・ダイオードＤに流れる電流は、該フリーホイリング・ダイオードＤが備える電流検出端子としての補助カソードに接続した抵抗Ｒ２を介して検出される。このフリーホイリング・ダイオードＤに流れる電流は、上側アームの半導体スイッチング素子Ｑに流れる電流に相当する。前記第２の比較器１２は、前記フリーホイリング・ダイオードＤに流れる電流Ｉdに応じて前記抵抗Ｒ２に得られる検出電圧と、電流制限値を規定する基準電圧Ｖref2とを比較することにより、前記フリーホイリング・ダイオードＤの過電流検出を、等価的には上側アームの半導体スイッチング素子Ｑの過電流検出を行う。
　そして前記第２の比較器１２により前記上側アームの半導体スイッチング素子Ｑの過電流が検出されたとき、該第２の比較器１２の出力によって第２のフリップフロップ１５がセットされる。この第２のフリップフロップ１５のセットによって第２のアラーム信号生成回路１６が付勢される。そしてこの第２のアラーム信号生成回路１６から、前記第１のアラーム信号のパルス幅とは異なるパルス幅の第２のアラーム信号が周期的に生成される。これらの第１および第２のアラーム信号は、オア回路１８を介して図示しない前記制御回路に対して出力される。
　ここで前記第１のアラーム信号は、図３に示すように前記半導体スイッチング素子Ｑに流れる電流Ｉcが予め設定された電流制限値である基準電圧Ｖref1を超えたとき、その検出応答遅れ時間を経てそれぞれ生成される。また前記第２のアラーム信号は、前記フリーホイリング・ダイオードＤに流れる電流Ｉdが予め設定された電流制限値である基準電圧Ｖref2を超えたとき、その検出応答遅れ時間を経て生成される。これらの第１および第２のアラーム信号の各パルス幅は、例えば図３に示すように２ｍ秒および４ｍ秒として大きな時間差を以て異なるように定められている。換言すれば前記第１および第２のアラーム信号の各パルス幅は、前記制御回路において前記第１および第２のアラーム信号を容易に、且つ正確に識別可能なように設定されている。
　前記制御回路は、このようにして前記パワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０から通知される前記第１および第２のアラーム信号の少なくとも一方を受けたとき、該パワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０の駆動、つまり前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６の駆動を停止する。また同時に前記制御回路は、前記アラーム信号を通知してきた前記駆動回路Ａと、その駆動回路Ａから通知されたアラーム信号のパルス幅とから、上側アームおよび下側アームのいずれの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６に過電流が生じたかを判定する。
　尚、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６における過電流の発生要因が取り除かれたときに再起動されて、前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６のオン・オフ駆動を再開する。このオン・オフ駆動の再開によって前記駆動回路Ａに制御信号が再入力されたとき、該駆動回路Ａの入力段に設けられたリセット回路１７が起動されて前記第１および第２のフリップフロップ１３,１５がそれぞれリセットされる。そして前記ドライバ回路２の動作停止が解除されると共に、前記第１および第２のアラーム信号生成回路１４,１６の動作が停止される。
　かくして上述した如く構成された下側アームの駆動回路Ａ（Ａ４,Ａ５,Ａ６）を備えたパワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０によれば、上側アームの駆動回路Ａ（Ａ１,Ａ２,Ａ３）から過電流検出のアラーム信号を出力しなくても、上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３に発生した過電流の情報を、前記下側アームの駆動回路Ａ（Ａ４,Ａ５,Ａ６）から簡易に、且つ確実に前記制御回路に通知することが可能である。
　従って前記パワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０を駆動する前記駆動回路においては、上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３に過電流が発生した場合であっても、これに速やかに対処することが可能となる。即ち、上側アームの駆動回路Ａがアラーム信号生成機能を備えていなくても、前記上側アームの半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２,Ｑ３に生じた過電流に対して速やかに対処することが可能となる。
　尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。ここでは電力変換装置本体として三相のフルブリッジ回路を形成したパワー半導体モジュール（ＩＰＭ）１０を例に説明したが、例えば１組または２組のハーフブリッジ回路を備えて構成される電力変換装置本体にも同様に本発明を適用可能なことは言うまでもない。また過電流検出部の回路構成自体も、従来より種々提唱されている過電流検出方式を適宜採用することが可能である。またアラーム信号の形態についても前述した実施形態に示す例に限定されない。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することが可能である。
　Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６　半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
　Ｄ１,Ｄ２～Ｄ６　フリーホイリング・ダイオード
　Ａ１,Ａ２～Ａ６　駆動回路
　１　比較器
　２　ドライバ回路
　３　アラーム信号生成回路
　１０　電力変換装置本体（パワー半導体モジュール；ＩＰＭ）
　１１　第１の比較器
　１２　第２の比較器
　１３　第１のフリップフロップ
　１４　第１のアラーム信号生成回路
　１５　第２のフリップフロップ
　１６　第２のアラーム信号生成回路
　１７　リセット回路
　１８　オア回路

Claims (4)

  1. 　直列に接続されてハーフブリッジ回路を形成し、互いに関連してオン・オフ駆動される一対または複数対の半導体スイッチング素子、および前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に設けられる複数のフリーホイリング・ダイオードを備えた電力変換装置本体と、
    　この電力変換装置本体における前記各半導体スイッチング素子をそれぞれオン・オフ駆動する複数の駆動回路とを具備し、
    　前記各駆動回路は、前記半導体スイッチング素子に流れる電流が電流制限値を超えるときに該半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動を停止する過電流保護回路をそれぞれ備え、
    　前記ハーフブリッジ回路の下側アームにおける前記駆動回路は、更に該下側アームの前記過電流保護回路の動作時に第１のアラーム信号を生成すると共に、前記下側アームの半導体スイッチング素子に逆並列に接続された前記フリーホイリング・ダイオードに流れる電流が前記電流制限値を超えるときに第２のアラーム信号を生成するアーム信号生成回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記第１および第２のアラーム信号は、所定の周期で生成されるパルス幅の異なる信号である請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記半導体スイッチング素子に流れる電流は、該半導体スイッチング素子が備える電流検出端子を介して検出され、前記フリーホイリング・ダイオードに流れる電流は、該フリーホイリング・ダイオードが備える電流検出端子を介して検出されるものである請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力変換装置本体は、直流電圧をスイッチングしてパルス状の離散的な正弦波電流波形からなる交流電流を負荷に供給するインバータ装置を構成するものである請求項１に記載の電力変換装置。
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