JP4346518B2

JP4346518B2 - 電力用半導体装置

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Publication number: JP4346518B2
Application number: JP2004204547A
Authority: JP
Inventors: 佳史友松
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-07-12
Filing date: 2004-07-12
Publication date: 2009-10-21
Anticipated expiration: 2024-07-12
Also published as: JP2006032393A

Description

本発明は、自動車、電鉄、民生用および産業用の電子機器のインバータ回路に使用されるパワーモジュール（電力用半導体装置）に関し、とりわけ過電流が流れたときに自らの制御を停止する自己保護機能を有するインテリジェント・パワーモジュール（以下、単に「ＩＰＭ」という。）に関する。

上述のように、モータなどを駆動するためのＩＰＭは、ＩＧＢＴチップなどのパワーデバイスが実装され、これに過電流が流れると、ＩＰＭを搭載した電子機器に甚大な被害を与えるため、パワーデバイスに流れる電流を常時モニタし、所定の電流値を超える過電流が流れたときにゲート信号の供給を停止して、安全に制御を停止する自己保護機能を有する。

例えば、特開平１１−１１２３１３号公報に開示されたＩＰＭによれば、センス電流が過電流を定義する所定の電流値を超え、かつゲート電圧がＩＧＢＴのしきい値電圧以上であって、現にＩＧＢＴがオン状態にあるときに、ＩＧＢＴに過電流が流れていると判定して、そのスイッチング制御を停止する自己保護機能を有することが開示されている（図２参照）。
特開平１１−１１２３１３号公報

しかしながら、詳細後述するが、パワーデバイス、ドライバ（駆動回路）、およびゲート抵抗を含むＩＰＭにおいて、ドライバからゲート抵抗を介してパワーデバイスに制御信号が入力されるとき、ターンオン時のミラー期間と呼ばれる期間において、パワーデバイスのゲート端子におけるゲート電圧が、ドライバの出力端子における電圧より低い電圧に維持される。すると、これに起因して主電流とセンス電流の分流比が変化し、これまでのＩＰＭの自己保護回路によれば、ミラー期間において、実際には過電流が流れていないにもかかわらず、過電流が流れているものと誤った判定を行うことがある。すなわち、これまでのＩＰＭにおいて、センス電流をモニタするだけでは過電流が流れているかどうか、正確に判定できないという問題がある。

そこで本発明は、ミラー期間において、パワーデバイスのゲート端子におけるゲート電圧が、ドライバの出力端子における電圧より低い電圧に維持されることにより、正常な電流値範囲にある主電流が流れているのにもかかわらず、過電流が流れていると誤判定されることを防止できる電力用半導体装置を実現することを目的とする。

本発明の１つの態様による電力用半導体装置は、第１端子、第２端子、制御端子、およびセンス端子を有し、該制御端子に印加する制御電圧に応じて該第２端子に流れる主電流および該センス端子に流れるセンス電流を制御する電力用半導体スイッチング素子と、前記制御端子に接続された制御抵抗と、前記制御抵抗を介して、前記制御端子に制御信号を入力する駆動回路部と、前記電力用半導体スイッチング素子のターンオン直後のミラー期間中において前記制御抵抗の前記駆動回路部側の第１ノードにおける第１電圧と、前記制御抵抗の前記電力用半導体スイッチング素子側の第２ノードにおける第２電圧との間に生じていた電圧差が、ミラー期間後において５０％以下となったかどうかを判定する制御電圧判定部と、前記センス電流が電力用半導体スイッチング素子に過電流が流れたことを示す電流値を超えるかどうか判定するセンス電流判定部と、を備え、前記駆動回路部は、ミラー期間後における前記第１および第２電圧の電圧差がミラー期間中の前記第１および第２電圧の電圧差の５０％以下となり、かつ前記センス電流が電力用半導体スイッチング素子に過電流が流れたことを示す前記電流値を超えるとき、前記制御端子に対する前記制御信号の入力を停止することを特徴とする。

本発明によれば、主電流が正常な電流値範囲にあるにもかかわらず、過電流が流れていると誤判定されることを防止できるインテリジェント・パワーモジュールを提供することができる。

図面を参照しながら、本発明に係る電力用半導体装置（インテリジェント・パワーモジュール：ＩＰＭ）の実施の形態について以下に説明する。まず図１を参照して、本発明のＩＰＭの回路構成を説明する。

図１を参照すると、本発明のＩＰＭは、概略、ＩＧＢＴ素子などの電力用半導体スイッチング素子（以下、「パワーデバイス」という。）１０と、パワーデバイス１０を制御する駆動回路部２０と、ゲート抵抗３０と、ゲート電圧判定部（制御電圧判定部）４０と、センス電流判定部５０と、過電流判定部６０を備える。

パワーデバイス１０は、コレクタ端子Ｃ、ゲート端子Ｇ、エミッタ端子Ｅ、およびセンス端子Ｓを有する。コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅの間には、フリーホイールダイオード７０が並列に接続され、コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅのうちの一方がコイルなどのインダクタンスＬを有する誘導性負荷装置（図示せず）に接続され、他方が直流電源Ｖ_ＣＣまたは接地電位に接続されている。

駆動回路部２０は、図示しないマイクロコンピュータからの入力信号Ｖ_ＩＮが入力される入力ノード２１と、ドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）を出力する出力ノード（第１ノード）２２とを有する。この入力ノード２１は、駆動回路部２０内のインバータ２３に接続され、その出力端がＮＯＲ回路２４の一方の入力端に接続される。ＮＯＲ回路２４の他方の入力端は、後述するが、過電流判定部６０の出力ノード６４に接続されている。さらに、ＮＯＲ回路２４の出力端は、ＮＰＮトランジスタ２５とＰＮＰトランジスタ２６とからなるバッファ回路の入力端（各トランジスタ２５，２６のベース）に接続されている。

ゲート抵抗３０は、駆動回路部２０の出力ノード（第１ノード）２２とゲート端子Ｇに接続されたノード（第２ノード）３２の間に介在し、駆動回路部２０は、ゲート抵抗３０を介して、ゲート端子Ｇにゲート信号を入力することにより、パワーデバイス１０を制御する。

ゲート電圧判定部４０は、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ：第１電圧）、および第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ：第２電圧）を検出し、その電圧差が所定の電圧差Ｖ_Ｇ０より小さいときにオン信号を出力する第１のコンパレータ４２を有する。

センス電流判定部５０は、一方の端子がパワーデバイス１０のセンス端子Ｓに接続され、他方の端子が接地されたセンス抵抗５２を有し、さらにセンス抵抗５２の両端の電圧と所定の基準電圧Ｖ_Ｓ０を比較し、センス抵抗５２に流れるセンス電流（Ｉ_Ｓ）が所定の第２の電流値を超えたときにオン信号を出力する第２のコンパレータ５４を有する。

過電流判定部６０は、一対の入力端がゲート電圧判定部４０およびセンス電流判定部５０のそれぞれの出力端に接続されたＡＮＤ回路６２からなり、その出力端６４が上述の駆動回路部２０内のＮＯＲ回路２４の他方の入力端に接続されている。したがって、過電流判定部６０は、ゲート電圧判定部４０により、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）と、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）との差が所定の電圧差（Ｖ_Ｇ０）より小さいと判定され、かつセンス電流判定部５０により、センス電流（Ｉ_Ｓ）が所定の第２の電流値を超えたと判定されたときに、ＮＯＲ回路２４の他方の入力端にオン信号を出力する。

ＮＯＲ回路２４は、過電流判定部６０からオン信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ２５とＰＮＰトランジスタ２６に対する信号入力を停止するので、駆動回路部２０は、パワーデバイス１０の制御を停止する。

次に、図２〜図８を参照して、本発明のＩＰＭの動作原理について説明する。
本発明のＩＰＭは、図２に示すように、パワーデバイス１０がターンオンして、所定の正常範囲の主電流（コレクタ電流（Ｉ_Ｃ））が流れているにもかかわらず、センス電圧（Ｖ_Ｓ）が過渡的に過電流を示すトリップレベルを超えるために、過電流が流れていると誤判定することを防止するものである。
まず、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が正常値の範囲にありながら、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が所定の定格電圧より低いために、センス電流（Ｉ_Ｓ）がコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）を正確に反映せず、過電流判定される要因について説明する。
そして、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が、ターンオン時の過渡的期間において所定のドライバ出力電圧より低くなる要因について説明する。

＜低いゲート電圧に起因して過電流判定される要因＞
上述のように、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が所定の定格電圧より低いために、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が正常値の範囲にありながら、センス電流（Ｉ_Ｓ）とコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）の直線的な比例関係が崩れ、その結果、過電流判定される要因について説明する。

図１に示すパワーデバイス１０において、コレクタ端子Ｃに流れるコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）とセンス端子Ｓに流れるセンス電流（Ｉ_Ｓ）は、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が所定の定格電圧（例えば１５Ｖ）であるとき、図３のグラフに示すように、リニアな比例関係を有する（Ｖ_ＧＥ＝１５Ｖ）。したがって、通常のＩＰＭは、大電流であるコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）を直接測定するのではなく、センス電流（Ｉ_Ｓ）をモニタして、これよりコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）を推定し、過電流値以上のコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が流れているかどうかを判定する。

ここで議論を分かりやすくするために、コレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）とセンス電流（Ｉ_Ｓ）のＶ−Ｉ特性は、図４に示すコレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）とコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）のＶ−Ｉ特性（Ｖ_ＧＥ＝１５Ｖ）と同じであると仮定する。すなわち、同じＶ−Ｉ特性を有するコレクタ電流用パワーデバイスとセンス電流用パワーデバイスの２つのパワーデバイス１０が並列に接続されていると考えてもよい。
このＩＰＭにおいて、過電流を定義する所定の過電流値（Ｉ_Ｃｍａｘ）のコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が流れたときに、センス抵抗５２の両端のセンス電圧（Ｖ_Ｓ）が所定値（例えば０．５Ｖ）となるように、センス抵抗５２の抵抗値（Ｒ_Ｓ）が設定される。すなわち、センス端子Ｓには所定の抵抗値を有するセンス抵抗５２が直列に接続されているので、コレクタ端子Ｃとセンス端子Ｓの間の電圧（Ｖ_ＣＳ）は、過電流判定された時は常に、コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅの間の電圧（Ｖ_ＣＥ）より０．５Ｖだけ低く、センス電流（Ｉ_Ｓ）もエミッタ電流（Ｉ_Ｅ）より小さくなる。

このように、センス電流（Ｉ_Ｓ）とコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）の直線的な比例関係が維持されている場合には、センス電圧（Ｖ_Ｓ）またはセンス電流（Ｉ_Ｓ）をモニタすることにより、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）を正確に推定し、パワーデバイス１０に過電流が流れたかどうか適正に判定することができる。

ところが、一般に、コレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）とコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）の間のＶ−Ｉ特性は、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）に依存して変化する。すなわち、図４から分かるように、定格のゲート電圧（Ｖ_ＧＥ＝１５Ｖ）で駆動されるパワーデバイス１０のコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）は、定格より低いゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）で駆動される場合（Ｖ_ＧＥ＝１２Ｖ）のコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）より低くなってしまう。

さらに具体的には、図４において、定格のゲート電圧（Ｖ_ＧＥ＝１５Ｖ）に対して、所定の過電流値（例えば、Ｉ_Ｃｍａｘ＝３００Ａ）を超えるときのコレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）が２．０Ｖであるとする。このとき、コレクタ端子Ｃとセンス端子Ｓの間の電圧（Ｖ_ＣＳ）は、コレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）より０．５Ｖ低い（１．５Ｖである）ので、センス端子Ｓに流れるセンス電流（Ｉ_Ｓ）は約１３０Ａであると読み取れる。すなわち、約１３０Ａ以上のセンス電流（Ｉ_Ｓ）が流れたときに、過電流値以上のコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が流れたものと判定される。

一方、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が定格より低い１２Ｖであった場合、同様に、センス電流（Ｉ_Ｓ）が１３０Ａを超えるのは、図４から読み取ると、コレクタ端子Ｃとセンス端子Ｓの間の電圧（Ｖ_ＣＳ）が１．６Ｖ以上であるときであり、コレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）はこれより常に所定値（０．５Ｖ）だけ高く２．１Ｖである。このとき、同様に図４から、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）は２５０Ａであると読み取れる。
このように、定格のゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）に対して設定されたセンス抵抗５２が、固定された抵抗値を有するために、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が定格よりも低いとき、過電流判定された電流値は、設計時に意図されたものより小さい値となってしまう。すなわち、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が定格より低い場合、所定の過電流値より小さいコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）しか流れていないにもかかわらず、過電流判定されることがあり得る。

このように、図３において、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が１５Ｖ（定格値）であるときは、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）とセンス電流（Ｉ_Ｓ）は、リニアな比例関係を有するのに対し、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が定格より低い１２Ｖであるとき、直線的な関係から逸脱し、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）とセンス電流（Ｉ_Ｓ）の分流比（Ｉ_Ｓ／Ｉ_Ｃ）が変化してしまう。したがって、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が定格値より低いとき、センス電流（Ｉ_Ｓ）は、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）を正確に反映せず、センス電流（Ｉ_Ｓ）から推定されるコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）は、実際のコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）より大きくなってしまう。その結果、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が定格より低い場合、実際には過電流が流れていないにもかかわらず、過電流が流れていると誤判定されてしまう。

＜ゲート電圧が過渡的に定格電圧より低くなる要因＞
次に、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が、ターンオン時の過渡的期間において所定のドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）より低くなる要因について説明する。その１つの要因として、本発明者は、主電流とセンス電流を流す個々のＩＧＢＴのスイッチングスピードの差異により発生することを確認している。これに関する詳細については、「電流センス付きＩＧＢＴの電流検出用ユニットセルにおける過渡ピーク電流解析と制御法（電気学会論文誌Ｃ，１１５巻、１号１１７〜１２６頁（1995））」を参照されたい。

ここでは、上記以外の要因として、パワーデバイス１０のターンオン時、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が駆動回路部２０から出力されるドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）と同様に上昇することなく、パワーデバイス１０のしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）に一時的にクランプされる現象について、図５のタイムチャートを参照しながら説明する。

図５（ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ_０において、図示しないマイクロコンピュータから駆動回路部２０の入力ノード２１に、ＬレベルからＨレベルに立ち上がる入力信号Ｖ_ＩＮが入力される。すると、オン遅延時間が経過した時点で（ｔ＝ｔ_１）、駆動回路部２０の出力ノード２２におけるドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）は、図５（ｂ）の破線で示すように−Ｖ_ＧＮからＶ_ＧＰまで直線的に立ち上がる一方、ゲート端子Ｇにおけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）は、図５（ｂ）の実線で示すように−Ｖ_ＧＮからＶ_ｔｈまで上昇する。

ＩＧＢＴ素子などのパワーデバイス１０は、一般に、図６に示すように、ゲート端子Ｇとエミッタ端子Ｅの間に容量（Ｃ_ＧＥ）、およびゲート端子Ｇとコレクタ端子Ｃの間に帰還容量（Ｃ_ＧＣ）を有する。容量（Ｃ_ＧＥ）はゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）に依存することなく一定値を示すが、帰還容量（Ｃ_ＧＣ）は、図７に示すように、コレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）に依存して変化する。

図５において、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）がしきい値電圧Ｖ_ｔｈに達する時点（ｔ＝ｔ_２）まで、ゲート電流（Ｉ_Ｇ）は、図５（ｃ）に示すように流れ、容量（Ｃ_ＧＥ）および帰還容量（Ｃ_ＧＣ）を充電する。

そしてゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）がしきい値電圧Ｖ_ｔｈに達すると（ｔ＝ｔ_２）、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が誘導性負荷装置のインダクタンスＬに依存する環流電流Ｉ_ｃｃに達するまで上昇し始める。また、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が環流電流Ｉ_ｃｃに達すると、コレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）が飽和電圧Ｖ_ｓａｔになるまで立ち下がる。ここで、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）がしきい値電圧（Ｖ_ｔｈ）付近で維持される期間をミラー期間（ｔ＝ｔ_２〜ｔ_３）と呼ぶ。このミラー期間において、ゲート電流（Ｉ_Ｇ）は、一定の電流値Ｉ_Ｇ１で帰還容量（Ｃ_ＧＣ）を充電する（図５（ｃ））。

図５（ｃ）において、ゲート電流（Ｉ_Ｇ）の電流値Ｉ_Ｇ１と、パワーデバイス１０のしきい値電圧Ｖ_ｔｈには次式の関係が成り立つ。
〔数１〕
Ｉ_Ｇ１＝（Ｖ_ＧＰ−Ｖ_ｔｈ）／Ｒ_Ｇ
ここでＲ_Ｇは、ゲート抵抗値である。

そしてミラー期間が終了すると、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）は緩やかにＶ_ＧＰ（Ｖ_ＯＵＴ）まで上昇する（ｔ＝ｔ_４）とともに、ゲート電流（Ｉ_Ｇ）による帰還容量（Ｃ_ＧＣ）の充電が完了し、ゲート電流（Ｉ_Ｇ）は流れなくなる。

以上説明したように、パワーデバイス１０が通常駆動されるとき、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）は、ミラー期間中、Ｖ_ＧＰより低いしきい値電圧Ｖ_ｔｈに維持され、ゲート電流（Ｉ_Ｇ）も一定の電流値Ｉ_Ｇ１にクランプされる。
このように、ミラー期間の過渡的期間において、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）はドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ，Ｖ_ＧＰ）より小さいしきい値Ｖ_ｔｈで維持され、ゲート抵抗３０の両端にある第１ノード２２および第２ノードＮ３２の間には電圧差が生じ、一定のゲート電流（Ｉ_Ｇ）が流れる。

先述のように、ミラー期間中、コレクタ電流（Ｉ_Ｃ）とセンス電流（Ｉ_Ｓ）の分流比（Ｉ_Ｓ／Ｉ_Ｃ）が変化し、センス電流（Ｉ_Ｓ）から推定されるコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）は、実際のコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）より大きくなり、実際には過電流が流れていないにもかかわらず、過電流判定されてしまうことがある。

しかし本発明によれば、図８の拡大図に示すように、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）がしきい値電圧Ｖ_ｔｈに維持される過渡的期間（ミラー期間）において、ゲート電圧判定部４０は、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）と、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）の差が所定の電圧値Ｖ_Ｇ０より大きいと判定し、オン信号を過電流判定部６０に出力しない。すなわち、過電流判定部６０は、たとえセンス電流判定部５０から過電流が流れていることを示す信号を受信していても、駆動回路部２０を停止させる信号をＮＯＲ回路２４に出力しない。こうして、本発明によれば、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）の過渡的な低下に起因する過電流の誤判定を防止することができる。

さらに、ミラー期間が終了して、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）がドライバ出力電圧Ｖ_ＯＵＴに十分に接近するように上昇したとき、すなわちドライバ出力電圧Ｖ_ＯＵＴとゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）の差が所定の電圧値Ｖ_Ｇ０より小さくなったときに、先述のように低いゲート電圧に起因する過電流の誤判定の可能性が排除されたものとして、ゲート電圧判定部４０は、オン信号を過電流判定部６０に出力する。そして過電流判定部６０は、センス電流判定部５０から過電流を示す信号を受けると、駆動回路部２０を停止させる信号を出力する。

なお、この電圧値Ｖ_Ｇ０は、ドライバ出力電圧Ｖ_ＯＵＴとしきい値電圧Ｖ_ｔｈの差（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_ｔｈ）の５０％以下、好適には２５％以下、より好ましくは１０％以下である。ただし、最も好適には、電圧値Ｖ_Ｇ０はゼロであって、すなわちゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）がドライバ出力電圧Ｖ_ＯＵＴに等しいときに、ゲート電圧判定部４０は、オン信号を過電流判定部６０に出力する。これにより、過電流判定部６０は、より精度よく過電流を検出することができる。

付言すると、ドライバ出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、ユーザにおいて使用される電源電圧に依存して変化し得るが、本発明のゲート電圧判定部４０は、常時モニタされたドライバ出力電圧Ｖ_ＯＵＴを基準に、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）を判定しているので、ユーザ環境によらず安定した過電流検出を実施することができる。

一方、通常駆動時とは異なり、コントローラの誤動作によりアーム短絡して導通状態となった場合、インダクタンスＬが極めて小さくなるので、急激に大きなコレクタ電流（Ｉ_Ｃ）が流れ、さらにコレクタ電圧（Ｖ_ＣＥ）が高い電圧のまま維持されるので、帰還容量（Ｃ_ＧＣ）がほとんど変化しない。これにより、アーム短絡時において実際に過電流が流れる場合には、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）は、ミラー期間を経ることなく、直ちにＶ_ＧＰ（Ｖ_ＯＵＴ）まで上昇する。したがって本発明によれば、アーム短絡時においては、ゲート電圧判定部４０は、ミラー期間におけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）の過渡的な低下を検出することなく、瞬時にオン信号を過電流判定部６０に出力する。こうして、本発明のＩＰＭによれば、アーム短絡時など、実際に過電流が流れた場合には、直ちに過電流を正確に検出することができる。

変形例１．
上記実施の形態において、ゲート電圧判定部４０は、第１ノード２２におけるドライバ出力電圧Ｖ_ＯＵＴと、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）を比較したが、これに加えて、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）と所定のゲート定格電圧Ｖ_ｒｅｆを比較してもよい。すなわちゲート電圧判定部４０は、図９に示すような回路構成を有し、例えば、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）がゲート定格電圧の８５％以上であると判定したときに、オン信号を過電流判定部６０に出力する。これにより、ユーザにおいて使用される電源電圧において、例えば±１０％の変動があったとしても、安定した制御を実現することができる。

変形例２．
一般に、ＩＧＢＴなどのパワーデバイス１０の特性は、個々のパワーデバイスの構造により多様に変化する。また、過電流を流すことができる最小のゲート電圧Ｖ_{ＧＥｍｉｎ}は、パワーデバイスにより変化する。そこで、ゲート電圧判定部４０は、第２ノードＮ３２におけるゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）と、過電流を流すことができる最小のゲート電圧Ｖ_{ＧＥｍｉｎ}とを比較してもよい（図９に示すゲート電圧判定部４０のＶ_ｒｅｆの代わりにＶ_{ＧＥｍｉｎ}が設定される。）。すなわち、ゲート電圧判定部４０は、ゲート電圧（Ｖ_ＧＥ）が過電流を流すことを可能にする最小のゲート電圧Ｖ_{ＧＥｍｉｎ}より大きいと判定された場合に、オン信号を過電流判定部６０に出力する。これにより、さらに安定した制御を実現することができる。

なお、以上の説明において、パワーデバイスとしてＩＧＢＴを例に挙げたが、この他にＭＯＳＦＥＴを用いたＩＰＭにも本発明を適用できることは云うまでもない。

本発明の電力用半導体装置の回路構成図である。過電流トリップ電圧を示すタイムチャートである。コレクタ電流とセンス電流の関係を示すグラフである。コレクタ電圧とコレクタ電流のＶ−Ｉ特性を示すグラフである。図１に示す電力用半導体装置の駆動時のタイムチャートである。入力容量および帰還容量を含む一般的なパワーデバイスの回路図である。コレクタ電圧に依存して変化する期間容量を示すグラフである。図５の一部拡大図である。本発明の変形例によるゲート電圧判定部の回路図である。

符号の説明

１０パワーデバイス、２０駆動回路部、２２第１ノード、２３インバータ、２４ＮＯＲ回路、２５ＮＰＮトランジスタ、２６ＰＮＰトランジスタ、３０ゲート抵抗、３２第２ノード、４０ゲート電圧判定部（制御電圧判定部）、４２第１のコンパレータ、５０センス電流判定部、５２センス抵抗、５４第２のコンパレータ、６０過電流判定部、６２ＡＮＤ回路。

Claims

電力用半導体装置であって、
第１端子、第２端子、制御端子、およびセンス端子を有し、該制御端子に印加する制御電圧に応じて該第２端子に流れる主電流および該センス端子に流れるセンス電流を制御する電力用半導体スイッチング素子と、
前記制御端子に接続された制御抵抗と、
前記制御抵抗を介して、前記制御端子に制御信号を入力する駆動回路部と、
前記電力用半導体スイッチング素子のターンオン直後のミラー期間中において前記制御抵抗の前記駆動回路部側の第１ノードにおける第１電圧と、前記制御抵抗の前記電力用半導体スイッチング素子側の第２ノードにおける第２電圧との間に生じていた電圧差が、ミラー期間後において５０％以下となったかどうかを判定する制御電圧判定部と、
前記センス電流が電力用半導体スイッチング素子に過電流が流れたことを示す電流値を超えるかどうか判定するセンス電流判定部と、を備え、
前記駆動回路部は、ミラー期間後における前記第１および第２電圧の電圧差がミラー期間中の前記第１および第２電圧の電圧差の５０％以下となり、かつ前記センス電流が電力用半導体スイッチング素子に過電流が流れたことを示す前記電流値を超えるとき、前記制御端子に対する前記制御信号の入力を停止することを特徴とする電力用半導体装置。
請求項１に記載の電力用半導体装置であって、
前記制御電圧判定部は、ミラー期間後において前記第１電圧と前記第２電圧が同じになったかどうかを判定することを特徴とする電力用半導体装置。
請求項１に記載の電力用半導体装置であって、
前記第２電圧は、前記電力用半導体スイッチング素子の定格のゲート電圧の８５％以上であることを特徴とする電力用半導体装置。
請求項１に記載の電力用半導体装置であって、
前記第２電圧は、前記電力用半導体スイッチング素子に過電流を流すことを可能にする最小のゲート電圧であることを特徴とする電力用半導体装置。