JP3118841B2 - インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 - Google Patents
インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータにおけるＰＷ
Ｍ制御信号の発生方法に関する。
Ｍ制御信号の発生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の正弦波ＰＷＭ制御信号発
生方法としてはその基本動作を図５と図６との動作波形
図に示す如きものが知られている。図５は前記の正弦波
制御信号と比較すべき搬送波として波高値が一定であり
且つその幅がその周期と等しくなされた鋸歯状波を用い
る場合を示すものであり、図中Ｖc1で示す該鋸歯状搬送
波はその周期をＴとして波高値一定の信号列をなしてい
る。またＶｓは前記正弦波制御信号であり、図示のもの
は該制御信号の時刻(ｎ−1)Ｔから（ｎ＋2)Ｔ間とその
近辺の状態の略示である。更に信号 PWM・S は前記の制
御信号Ｖｓが搬送波Ｖc1より大となる期間をその時間幅
とし該搬送波Ｖc1の各周期毎に形成されてパルス列をな
すインバータ正弦波ＰＷＭ制御信号である。
生方法としてはその基本動作を図５と図６との動作波形
図に示す如きものが知られている。図５は前記の正弦波
制御信号と比較すべき搬送波として波高値が一定であり
且つその幅がその周期と等しくなされた鋸歯状波を用い
る場合を示すものであり、図中Ｖc1で示す該鋸歯状搬送
波はその周期をＴとして波高値一定の信号列をなしてい
る。またＶｓは前記正弦波制御信号であり、図示のもの
は該制御信号の時刻(ｎ−1)Ｔから（ｎ＋2)Ｔ間とその
近辺の状態の略示である。更に信号 PWM・S は前記の制
御信号Ｖｓが搬送波Ｖc1より大となる期間をその時間幅
とし該搬送波Ｖc1の各周期毎に形成されてパルス列をな
すインバータ正弦波ＰＷＭ制御信号である。
【０００３】次に図６は前記の正弦波制御信号Vsと比較
すべき搬送波として波高値が一定であり且つその幅がそ
の周期Ｔと等しくなされた三角波Ｖc2を用いる場合を示
すものであり、インバータ正弦波ＰＷＭ制御信号 PWM・
S も図５に示す場合と同様にして得られる。
すべき搬送波として波高値が一定であり且つその幅がそ
の周期Ｔと等しくなされた三角波Ｖc2を用いる場合を示
すものであり、インバータ正弦波ＰＷＭ制御信号 PWM・
S も図５に示す場合と同様にして得られる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記の如
き従来の正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法においては、例
えば図５に示す如き鋸歯状搬送波Ｖc1を用いる場合に
は、前記の如くして得られた正弦波ＰＷＭ制御信号 PWM
・S の各パルスの中心時点従ってその中心位相点は前記
搬送波Ｖc1における対応する各周期の中心時点従ってそ
の中心位相点と合致せずその左側に偏在することにな
る。今、前記の如き信号 PWM・S を１２０度毎の位相差
を有する３組の制御信号に編成し、該各制御信号にて三
相インバータを制御して得た三相交流電圧により三相誘
導電動機を駆動すれば、該電動機の振動と騒音との増
大，効率の低下等を招くことになり、この対策として前
記信号 PWM・S の各パルス幅中心と前記搬送波Ｖc1の各
周期中心とを合致させる補正操作を行えば、検出された
前記信号 PWM・S の各パルスの時間幅（または位相幅）
の１／２値の演算と前記搬送波Ｖc1の各周期の中心時刻
（または中心位相点）の演算、更には該演算時刻（また
は位相点）の前後における前記パルス時間幅（または位
相幅）の１／２値の振分け等所要演算の増加を招く。
き従来の正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法においては、例
えば図５に示す如き鋸歯状搬送波Ｖc1を用いる場合に
は、前記の如くして得られた正弦波ＰＷＭ制御信号 PWM
・S の各パルスの中心時点従ってその中心位相点は前記
搬送波Ｖc1における対応する各周期の中心時点従ってそ
の中心位相点と合致せずその左側に偏在することにな
る。今、前記の如き信号 PWM・S を１２０度毎の位相差
を有する３組の制御信号に編成し、該各制御信号にて三
相インバータを制御して得た三相交流電圧により三相誘
導電動機を駆動すれば、該電動機の振動と騒音との増
大，効率の低下等を招くことになり、この対策として前
記信号 PWM・S の各パルス幅中心と前記搬送波Ｖc1の各
周期中心とを合致させる補正操作を行えば、検出された
前記信号 PWM・S の各パルスの時間幅（または位相幅）
の１／２値の演算と前記搬送波Ｖc1の各周期の中心時刻
（または中心位相点）の演算、更には該演算時刻（また
は位相点）の前後における前記パルス時間幅（または位
相幅）の１／２値の振分け等所要演算の増加を招く。
【０００５】また図６に示す如き三角波Ｖc2を搬送波と
して用いる場合には、前記信号 PWM・S を求めるために
前記両信号VsとＶc2との交点を２個所において求める必
要があり、図５に示す場合と同様に所要演算の増加を招
く。従って図５と図６とに例示する従来方法は何れの場
合においてもソフト上の演算処理時間の増大とソフト及
びハード両面における価格上昇とを来たしていた。
して用いる場合には、前記信号 PWM・S を求めるために
前記両信号VsとＶc2との交点を２個所において求める必
要があり、図５に示す場合と同様に所要演算の増加を招
く。従って図５と図６とに例示する従来方法は何れの場
合においてもソフト上の演算処理時間の増大とソフト及
びハード両面における価格上昇とを来たしていた。
【０００６】上記に鑑み本発明は、前記の如きソフト及
びハード両面における問題を伴うことなく前記誘導電動
機運転時の諸問題を解決するインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法の提供を目的とするものである。
びハード両面における問題を伴うことなく前記誘導電動
機運転時の諸問題を解決するインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法の提供を目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方
法は、その周波数がインバータの出力周波数と等しく且
つその振幅が該インバータの出力電圧に比例した値を有
する正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との比
較を行い、該比較結果に従って前記搬送波の一周期毎に
前記インバータの主回路を構成するスイッチング素子に
対するオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定するイン
バータの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法において、前
記鋸歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２となし、
且つサインテーブルから読み出した正弦波制御信号と前
記搬送波との比較により得たパルス幅の２倍のパルス幅
を有しその中心を前記搬送波の対応する一周期における
中心時点となすパルス信号を演算合成し、該パルス信号
を以って所要のＰＷＭ制御信号となすものとし、更にそ
の周期をＴとする信号列の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋1)Ｔ間
にある第ｎ番目の前記搬送波に対応するパルス状のＰＷ
Ｍ制御信号の作成演算に関し、前記第ｎ番目の搬送波と
前記正弦波制御信号との交点の時刻の時刻ｎＴからの経
過時間ｔｎと、インバータ主回路ブリッジ構成の各相上
下両アームのスイッチング素子の同時導通による直流主
電源短絡を防止するために設けられる該両スイッチング
素子のしゃ断−導通の共役動作間時間差ΔＴを前記時間
ｔｎより減じて得られ前記ＰＷＭ制御信号のパルス幅の
１／２の時間幅をなすｔonと、時刻（ｎ＋１／２）Ｔを
中心に前記時間幅ｔonだけ先行した時刻ｔunと，同じく
該時間幅ｔonだけ遅れた時刻ｔdnとに関する諸演算を、
前記諸量のｔn−ｔon−ｔun−ｔdnの順に時刻（ｎ−３
／２）Ｔから前記搬送波の１／２周期Ｔ／２毎に順次繰
返し行い、前記ＰＷＭ制御信号の論理出力レベルを前記
の時刻ｔunにてＨレベルとし時刻 ｔdnにてＬレベルと
なして番号ｎに関し順次作成して信号パルス列となすも
のとする。
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方
法は、その周波数がインバータの出力周波数と等しく且
つその振幅が該インバータの出力電圧に比例した値を有
する正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との比
較を行い、該比較結果に従って前記搬送波の一周期毎に
前記インバータの主回路を構成するスイッチング素子に
対するオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定するイン
バータの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法において、前
記鋸歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２となし、
且つサインテーブルから読み出した正弦波制御信号と前
記搬送波との比較により得たパルス幅の２倍のパルス幅
を有しその中心を前記搬送波の対応する一周期における
中心時点となすパルス信号を演算合成し、該パルス信号
を以って所要のＰＷＭ制御信号となすものとし、更にそ
の周期をＴとする信号列の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋1)Ｔ間
にある第ｎ番目の前記搬送波に対応するパルス状のＰＷ
Ｍ制御信号の作成演算に関し、前記第ｎ番目の搬送波と
前記正弦波制御信号との交点の時刻の時刻ｎＴからの経
過時間ｔｎと、インバータ主回路ブリッジ構成の各相上
下両アームのスイッチング素子の同時導通による直流主
電源短絡を防止するために設けられる該両スイッチング
素子のしゃ断−導通の共役動作間時間差ΔＴを前記時間
ｔｎより減じて得られ前記ＰＷＭ制御信号のパルス幅の
１／２の時間幅をなすｔonと、時刻（ｎ＋１／２）Ｔを
中心に前記時間幅ｔonだけ先行した時刻ｔunと，同じく
該時間幅ｔonだけ遅れた時刻ｔdnとに関する諸演算を、
前記諸量のｔn−ｔon−ｔun−ｔdnの順に時刻（ｎ−３
／２）Ｔから前記搬送波の１／２周期Ｔ／２毎に順次繰
返し行い、前記ＰＷＭ制御信号の論理出力レベルを前記
の時刻ｔunにてＨレベルとし時刻 ｔdnにてＬレベルと
なして番号ｎに関し順次作成して信号パルス列となすも
のとする。
【０００８】
【作用】正弦波制御信号と鋸歯状搬送波信号との両信号
間の瞬時値比較によりインバータ主回路スイッチング素
子に対する正弦波ＰＷＭ制御信号を得る場合、前記搬送
波の波形幅をその周期の１／２となすことにより該搬送
波各周期の中心時刻は自動的に決定され、更に前記両信
号間の瞬時値比較に関しサインテーブル等を用いた論理
演算或いは該両信号のアナログ電圧比較を行い、該比較
の結果得られた時間幅をその幅とするパルス波形を対応
する前記搬送波各周期の中心時刻の前後に振分け合成す
ることにより、前記瞬時値比較により得られた時間幅の
２倍値をそのパルス幅としその中心が前記搬送波各周期
の中心時刻に合致した所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得
ることができる。なお前記両信号の瞬時値を規定する時
刻ｔは前記正弦波制御信号を基準としてその角速度をω
とすればその位相角θとθ＝ωt の関係にあり、該関係
に従って前記中心時刻と時間幅とはそれぞれ中心位相点
（または中心位相角）と位相幅とに等価換算することが
できる。
間の瞬時値比較によりインバータ主回路スイッチング素
子に対する正弦波ＰＷＭ制御信号を得る場合、前記搬送
波の波形幅をその周期の１／２となすことにより該搬送
波各周期の中心時刻は自動的に決定され、更に前記両信
号間の瞬時値比較に関しサインテーブル等を用いた論理
演算或いは該両信号のアナログ電圧比較を行い、該比較
の結果得られた時間幅をその幅とするパルス波形を対応
する前記搬送波各周期の中心時刻の前後に振分け合成す
ることにより、前記瞬時値比較により得られた時間幅の
２倍値をそのパルス幅としその中心が前記搬送波各周期
の中心時刻に合致した所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得
ることができる。なお前記両信号の瞬時値を規定する時
刻ｔは前記正弦波制御信号を基準としてその角速度をω
とすればその位相角θとθ＝ωt の関係にあり、該関係
に従って前記中心時刻と時間幅とはそれぞれ中心位相点
（または中心位相角）と位相幅とに等価換算することが
できる。
【０００９】本発明はＣＰＵによる前記の如き論理演算
に従って前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得るもので
あり、その周期をＴとしその時間幅をＴ／２とする鋸歯
状搬送波信号の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋1)Ｔ間の第ｎ番目
波形に対応する前記正弦波ＰＷＭ制御信号を得るにあた
り、前記時刻ｎＴを起点とし前記鋸歯状搬送波信号が前
記正弦波制御信号より大となる時点までの経過時間tn
と、該時間tnより前記の如きインバータ・ブリッジ上下
両アームのスイッチング素子同時導通防止用の動作時間
差ΔＴを減じて得られ前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号
のパルス幅の１／２をなす時間幅 tonと、時刻ｎＴ＋Ｔ
／２を中心時刻としその前後に前記の時間tonを振分け
て得られた時刻 tunと tdnとを下記の式（１）に従って
求め、且つ該各演算を時刻（ｎ−３／２）ＴよりＴ／２
期間毎にtn-ton-tun-tdnの順に繰返し行い、前記時刻 t
unと tdn間の論理出力レベルをＨとなして所要の正弦波
ＰＷＭ制御信号となすものである。
に従って前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得るもので
あり、その周期をＴとしその時間幅をＴ／２とする鋸歯
状搬送波信号の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋1)Ｔ間の第ｎ番目
波形に対応する前記正弦波ＰＷＭ制御信号を得るにあた
り、前記時刻ｎＴを起点とし前記鋸歯状搬送波信号が前
記正弦波制御信号より大となる時点までの経過時間tn
と、該時間tnより前記の如きインバータ・ブリッジ上下
両アームのスイッチング素子同時導通防止用の動作時間
差ΔＴを減じて得られ前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号
のパルス幅の１／２をなす時間幅 tonと、時刻ｎＴ＋Ｔ
／２を中心時刻としその前後に前記の時間tonを振分け
て得られた時刻 tunと tdnとを下記の式（１）に従って
求め、且つ該各演算を時刻（ｎ−３／２）ＴよりＴ／２
期間毎にtn-ton-tun-tdnの順に繰返し行い、前記時刻 t
unと tdn間の論理出力レベルをＨとなして所要の正弦波
ＰＷＭ制御信号となすものである。
【００１０】
【数１】
【００１１】但し、λ＝Ｅｓ／Ｅｃ、Ｅｓは前記正弦波
制御信号の振幅、Ｅｃは前記鋸歯状搬送波の波高値の１
／２値、θnaは前記正弦波制御信号の時刻ｎＴ〜（ｎ＋
1)Ｔ間の平均位相角である。
制御信号の振幅、Ｅｃは前記鋸歯状搬送波の波高値の１
／２値、θnaは前記正弦波制御信号の時刻ｎＴ〜（ｎ＋
1)Ｔ間の平均位相角である。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例を図面により説明する。
先ず図１は本発明に従って得られた正弦波ＰＷＭ制御信
号 PWM・S と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信号Ｖ
ｃとの相対関係を示す動作波形図である。図１において
前記信号Ｖｃはその周期をＴとしその時間幅をＴ／２と
する鋸歯状波のパルス列をなすものであり、図示信号Ｖ
ｓは前記信号Ｖｃの第（ｎ−１）番目パルスから第（ｎ
＋１）番目パルスに至る期間（ｎ−1)Ｔ〜（ｎ＋1)Ｔ間
近辺における正弦波制御信号の部分表示である。また前
記信号Ｖｃの第ｎ番目のパルスに対応する期間ｎＴ〜
（ｎ＋1)Ｔを例とし、時間tnは時刻ｎＴを起点とし前記
の信号ＶｃがＶｓより大となる時点までの経過時間を示
し、時間 tonは前記時間tnからインバータ主回路ブリッ
ジ上下アームスイッチング素子の同時導通防止用動作時
間差ΔＴを減じたものであり、前記信号 PWM・S は前記
期間ｎＴ〜（ｎ＋1)Ｔの中心時刻ｎＴ＋Ｔ／２の前後に
前記時間 tonを振分けその幅が２・ton のパルスとなし
且つ斯様な操作を各時刻・・（ｎ−1)Ｔ−ｎＴ−（ｎ＋
1)Ｔ・・において行って各パルス幅が・・２・to(n-1)
−２・ton −２・to(n+1) ・・であるパルス列となした
ものである。
先ず図１は本発明に従って得られた正弦波ＰＷＭ制御信
号 PWM・S と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信号Ｖ
ｃとの相対関係を示す動作波形図である。図１において
前記信号Ｖｃはその周期をＴとしその時間幅をＴ／２と
する鋸歯状波のパルス列をなすものであり、図示信号Ｖ
ｓは前記信号Ｖｃの第（ｎ−１）番目パルスから第（ｎ
＋１）番目パルスに至る期間（ｎ−1)Ｔ〜（ｎ＋1)Ｔ間
近辺における正弦波制御信号の部分表示である。また前
記信号Ｖｃの第ｎ番目のパルスに対応する期間ｎＴ〜
（ｎ＋1)Ｔを例とし、時間tnは時刻ｎＴを起点とし前記
の信号ＶｃがＶｓより大となる時点までの経過時間を示
し、時間 tonは前記時間tnからインバータ主回路ブリッ
ジ上下アームスイッチング素子の同時導通防止用動作時
間差ΔＴを減じたものであり、前記信号 PWM・S は前記
期間ｎＴ〜（ｎ＋1)Ｔの中心時刻ｎＴ＋Ｔ／２の前後に
前記時間 tonを振分けその幅が２・ton のパルスとなし
且つ斯様な操作を各時刻・・（ｎ−1)Ｔ−ｎＴ−（ｎ＋
1)Ｔ・・において行って各パルス幅が・・２・to(n-1)
−２・ton −２・to(n+1) ・・であるパルス列となした
ものである。
【００１３】次に図２は図１における前記信号Vcの１／
２周期における該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの拡大図で
あり、前記時間tnの演算原理を示すものである。本図に
おいては前記信号Ｖｃの波高値の１／２値であるその振
幅Ｅｃを基準値として該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの大
きさを無次元化し、該両信号をそれぞれ下記の式(2) の
如くなしたものである。
２周期における該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの拡大図で
あり、前記時間tnの演算原理を示すものである。本図に
おいては前記信号Ｖｃの波高値の１／２値であるその振
幅Ｅｃを基準値として該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの大
きさを無次元化し、該両信号をそれぞれ下記の式(2) の
如くなしたものである。
【００１４】
【数２】
【００１５】なおＥｓは前記信号Ｖｓの振幅である。更
に前記信号Ｖｃの１／２周期Ｔ／２と前記信号Ｖｓの１
／２周期π／ωとはＴ／２≪π／ωの関係にあり、従っ
て図示期間０〜Ｔ／２における前記信号Ｖｓは該期間に
おける位相角の平均値θnaを用いてλ・sinθnaの定値
として近似可能となる。従って前記時間tnは時刻Ｔ／２
を除く期間０〜Ｔ／２においてＶｃ＝Ｖｓとなる経過時
間として下記の式（３）の如く規定され、サインテーブ
ルを用いＣＰＵにて各番号ｎに関し順次論理演算され
る。
に前記信号Ｖｃの１／２周期Ｔ／２と前記信号Ｖｓの１
／２周期π／ωとはＴ／２≪π／ωの関係にあり、従っ
て図示期間０〜Ｔ／２における前記信号Ｖｓは該期間に
おける位相角の平均値θnaを用いてλ・sinθnaの定値
として近似可能となる。従って前記時間tnは時刻Ｔ／２
を除く期間０〜Ｔ／２においてＶｃ＝Ｖｓとなる経過時
間として下記の式（３）の如く規定され、サインテーブ
ルを用いＣＰＵにて各番号ｎに関し順次論理演算され
る。
【００１６】
【数３】
【００１７】次に図３と図４とは前記の式（１）により
規定された諸量による前記ＰＷＭ制御信号 PWM・S の作
成動作のタイムチャートとフローチャートとであり、前
記の式（１）の諸量はＣＰＵを用いた論理演算により求
められ且つ該諸演算は前記鋸歯状搬送波信号（キャリア
信号）Ｖｃの１／２周期すなわちＴ／２毎のソフト上の
割込操作により前記信号ｎについて順次行われる。図３
に示す如く、例えば時刻ｎＴと（ｎ＋1)Ｔ間の第ｎ番目
の前記信号Ｖｃのパルス波形に対応する前記信号 PWM・
S の諸量演算は、時刻（ｎ−３／２）Ｔより前記Ｔ／２
毎の割込みにより前記のtn-ton-tun-tdnの順にて行わ
れ、前記ＣＰＵの論理出力レベルを前記 tunと tdnとの
間でＨレベルとなすことにより前記信号 PWM・Sの第ｎ
番目のパルス波形は完成する。なお時刻（ｎ−１／２）
Ｔ以降の各割込区間においては時刻（ｎ＋３／２）Ｔを
中心とする前記信号 PWM・Sの第（ｎ＋１）番目のパル
ス波形に対応する諸量演算が t(n+1) −to(n+1) −tu
(n+1) −td(n+1) の順にて並行して進められる。また図
４は図３に対応する諸量演算のＣＰＵにおける演算フロ
ーを示すものであり、前記割込みのタイミングが前記搬
送波信号Ｖｃの周期の中心位置、例えばｎＴ、か或いは
端部、例えば（ｎ±１／２）Ｔかに従って前記演算を、
例えば前記番号ｎに関し、tn-tunとton-tdnの２ルート
に分けて行うものである。
規定された諸量による前記ＰＷＭ制御信号 PWM・S の作
成動作のタイムチャートとフローチャートとであり、前
記の式（１）の諸量はＣＰＵを用いた論理演算により求
められ且つ該諸演算は前記鋸歯状搬送波信号（キャリア
信号）Ｖｃの１／２周期すなわちＴ／２毎のソフト上の
割込操作により前記信号ｎについて順次行われる。図３
に示す如く、例えば時刻ｎＴと（ｎ＋1)Ｔ間の第ｎ番目
の前記信号Ｖｃのパルス波形に対応する前記信号 PWM・
S の諸量演算は、時刻（ｎ−３／２）Ｔより前記Ｔ／２
毎の割込みにより前記のtn-ton-tun-tdnの順にて行わ
れ、前記ＣＰＵの論理出力レベルを前記 tunと tdnとの
間でＨレベルとなすことにより前記信号 PWM・Sの第ｎ
番目のパルス波形は完成する。なお時刻（ｎ−１／２）
Ｔ以降の各割込区間においては時刻（ｎ＋３／２）Ｔを
中心とする前記信号 PWM・Sの第（ｎ＋１）番目のパル
ス波形に対応する諸量演算が t(n+1) −to(n+1) −tu
(n+1) −td(n+1) の順にて並行して進められる。また図
４は図３に対応する諸量演算のＣＰＵにおける演算フロ
ーを示すものであり、前記割込みのタイミングが前記搬
送波信号Ｖｃの周期の中心位置、例えばｎＴ、か或いは
端部、例えば（ｎ±１／２）Ｔかに従って前記演算を、
例えば前記番号ｎに関し、tn-tunとton-tdnの２ルート
に分けて行うものである。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、正弦波制御信号と鋸歯
状搬送波信号との瞬時値比較によるインバータの正弦波
ＰＷＭ制御信号の発生方法に関し、該搬送波を構成する
鋸歯状波の波形幅を該搬送波の周期の１／２として前記
正弦波ＰＷＭ制御信号作成に関する諸演算をＣＰＵにて
前記搬送波信号の１／２周期毎の割込操作により順次繰
返して論理演算し、且つ該割込操作のタイミングが前記
搬送波信号の周期の中心時点か或いは端部であるかに従
って前記ＣＰＵにおける諸演算を２ルートに分けて行う
ことにより、所要の正弦波ＰＷＭ制御信号と前記搬送波
信号の各周期との中心時点または中心位相角の合致操作
を、１個のＣＰＵにより、ソフト上の演算時間の増大或
いはハード上の大形化と価格増大とを招くことなく、容
易且つ確実に行うことができ、更には鋸歯状搬送波によ
り正弦波ＰＷＭ制御されるインバータの負荷となる誘導
電動機における振動と騒音の増大或いは効率の低下を避
けることができる。
状搬送波信号との瞬時値比較によるインバータの正弦波
ＰＷＭ制御信号の発生方法に関し、該搬送波を構成する
鋸歯状波の波形幅を該搬送波の周期の１／２として前記
正弦波ＰＷＭ制御信号作成に関する諸演算をＣＰＵにて
前記搬送波信号の１／２周期毎の割込操作により順次繰
返して論理演算し、且つ該割込操作のタイミングが前記
搬送波信号の周期の中心時点か或いは端部であるかに従
って前記ＣＰＵにおける諸演算を２ルートに分けて行う
ことにより、所要の正弦波ＰＷＭ制御信号と前記搬送波
信号の各周期との中心時点または中心位相角の合致操作
を、１個のＣＰＵにより、ソフト上の演算時間の増大或
いはハード上の大形化と価格増大とを招くことなく、容
易且つ確実に行うことができ、更には鋸歯状搬送波によ
り正弦波ＰＷＭ制御されるインバータの負荷となる誘導
電動機における振動と騒音の増大或いは効率の低下を避
けることができる。
【図１】本発明に従って得られた正弦波ＰＷＭ制御信号
PWM・S と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信号Ｖｃ
との動作波形図
PWM・S と正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信号Ｖｃ
との動作波形図
【図２】鋸歯状搬送波信号Ｖｃの１／２周期における該
信号Ｖｃと正弦波制御信号Ｖｓとの拡大図
信号Ｖｃと正弦波制御信号Ｖｓとの拡大図
【図３】図１に対応する正弦波ＰＷＭ制御信号 PWM・S
の作成動作タイムチャート
の作成動作タイムチャート
【図４】図１に対応する正弦波ＰＷＭ制御信号 PWM・S
の作成動作フローチャート
の作成動作フローチャート
【図５】図１に対応し、従来技術による第１の方法例を
示す動作波形図
示す動作波形図
【図６】図１に対応し、従来技術による第２の方法例を
示す動作波形図
示す動作波形図
tn 前記のＶｃとＶｓとがＶｃ≧Ｖｓとなる時間 ΔＴ スイッチング素子間動作指令時間差 ton 前記 PWM・S の第ｎ番目波形パルス時間幅の１／
２値 tun 上記 PWM・S の第ｎ番目波形作成用の出力Ｈレベ
ル指令時間 tdn 上記 PWM・S の第ｎ番目波形作成用の出力Ｌレベ
ル指令時間
２値 tun 上記 PWM・S の第ｎ番目波形作成用の出力Ｈレベ
ル指令時間 tdn 上記 PWM・S の第ｎ番目波形作成用の出力Ｌレベ
ル指令時間
Claims (2)
- 【請求項１】その周波数がインバータの出力周波数と等
しく且つその振幅が該インバータの出力電圧に比例した
値を有する正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波
との比較を行い、該比較結果に従って前記搬送波の一周
期毎に前記インバータの主回路を構成するスイッチング
素子に対するオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定す
るインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法におい
て、前記鋸歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２と
なし、且つサインテーブルから読み出した正弦波制御信
号と前記搬送波との比較により得たパルス幅の２倍のパ
ルス幅を有しその中心を前記搬送波の対応する一周期に
おける中心時点となすパルス信号を演算合成し、該パル
ス信号を以って所要のＰＷＭ制御信号となすことを特徴
とするインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法。 - 【請求項２】請求項１記載のインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法において、その周期をＴとする信号列
の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋1)Ｔ間にある第ｎ番目の前記搬
送波に対応するパルス状のＰＷＭ制御信号の作成演算に
関し、前記第ｎ番目の搬送波と前記正弦波制御信号との
交点の時刻の時刻ｎＴからの経過時間ｔｎと、インバー
タ主回路ブリッジ構成の各相上下両アームのスイッチン
グ素子の同時導通による直流主電源短絡を防止するため
に設けられる該両スイッチング素子のしゃ断−導通の共
役動作間時間差ΔＴを前記時間ｔｎより減じて得られ前
記ＰＷＭ制御信号のパルス幅の１／２の時間幅をなすｔ
onと、時刻（ｎ＋１／２）Ｔを中心に前記時間幅ｔonだ
け先行した時刻ｔunと，同じく該時間幅ｔonだけ遅れた
時刻ｔdnとに関する諸演算を、前記諸量のｔn−ｔon−
ｔun−ｔdnの順に時刻（ｎ−３／２）Ｔから前記搬送波
の１／２周期Ｔ／２毎に順次繰返し行い、前記ＰＷＭ制
御信号の論理出力レベルを前記の時刻ｔunにてＨレベル
とし時刻ｔdnにてＬレベルとなして番号ｎに関し順次作
成して信号パルス列となすことを特徴とするインバータ
の正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23199590 | 1990-08-31 | ||
| JP2-231995 | 1990-08-31 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23215699A Division JP3397180B2 (ja) | 1990-08-31 | 1999-08-19 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04217875A JPH04217875A (ja) | 1992-08-07 |
| JP3118841B2 true JP3118841B2 (ja) | 2000-12-18 |
Family
ID=16932296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03001769A Expired - Fee Related JP3118841B2 (ja) | 1990-08-31 | 1991-01-11 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3118841B2 (ja) |
-
1991
- 1991-01-11 JP JP03001769A patent/JP3118841B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04217875A (ja) | 1992-08-07 |
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