JP2006238524A - モータ駆動装置およびモータ駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＰＷＭ駆動するインバータ装置で、ブラシレスモータをセンサレスで、ＣＰＵによる演算を必要とせずに正弦波駆動する。
【解決手段】 ｎ組の正側スイッチング素子群またはｎ組の負側スイッチング素子群、のいずれか一方のスイッチング素子群が同時にオン状態になる期間内に、サンプル期間を設定するサンプル期間設定手段と、ｎ相モータの少なくとも一つの特定相を含む複数の相について、前記サンプル期間においてｎ相モータを駆動する駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて、回転により発生する誘起電圧の位相を求め、求められた誘起電圧の位相と、相電流の位相との位相差を検出する位相差検出手段とを有し、前記位相差に基づき、プロファイル波の位相を制御し、前記位相差が所定量以下になるようにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスモータの駆動装置に関するものであって、ＰＷＭ正弦波駆動でかつセンサレス駆動される装置に関するものである。

近年、ハードディスクや光ディスク等のスピンドルモータ用として、あるいはエアコンのファンモータやコンプレッサ駆動用モータとして、ブラシレスモータが一般的に採用されており、広範囲の可変速制御や電力消費量低減のため、インバータ装置を使ってＰＷＭ駆動されている。３相コイルを有するブラシレスモータ内部には、通常ロータの磁極位置検出のため、ホール素子等の磁極センサが電気角１２０度毎に配置されている。この磁極センサによって、ロータの回転位置に対応した信号を得て、ブラシレスモータのコイルに１８０度通電方式にて正弦波駆動されている。
これに対して、低コスト化や小型化を目的として、磁極センサを使用することなく、ブラシレスモータを駆動可能とした、いわゆるセンサレス技術が種々開発されている。このセンサレス駆動を実現する手段として、電気角１２０度通電を行い、フローティングコイルにモータが回転することにより発生する誘起電圧を検出し、この誘起電圧のゼロクロスを使う方法がある。

例えば、特許文献１によると、誘起電圧のゼロクロス近辺で一定区間ＰＷＭ動作を停止させ、ＰＷＭノイズによる誤検出を防止する技術が開示されている。また例えば、特許文献２によると、検出した相電流のゼロクロス情報とインバータの出力である駆動電圧と回転数情報等から位置情報をＣＰＵで演算する技術が開示されている。この特許文献２に開示されている内容について、その要部を示す図３３に従い、以下説明する。

直流電源１０１にインバータ主回路１０７が接続されており、インバータ主回路１０７は、３相ブリッジ接続のトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６と各トランジスタにそれぞれ並列接続されたフライホイールダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５、Ｄ１６より構成されている。そのインバータ主回路１０７の出力端子１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗは、３相ブラシレスモータ１０８のスター結線された各コイル１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗにそれぞれ接続されている。
始動制御部１０９は、外部より始動指令信号が与えられると、電圧指令ｖを通電信号形成部１１０および誘起電圧位相差演算部１１１に出力するとともに、周波数指令ｆｓを指令選択部１１２に出力する。通電信号形成部１１０は、クロック発振器、カウンター、ＲＯＭ、レベル信号発生器より構成されていて、１２０度間隔の通電信号ＤＵ、ＤＶ、ＤＷをＰＷＭ回路１１４に出力するとともに、それらのいずれかが論理しきい値を通過する毎にハイ、ローレベルの反転を繰り返す通電位相信号１１０ＳＰを生成して、電流位相差検出部１１５に出力する。

ＰＷＭ回路１１４は、内部の搬送波発生器から出力される搬送波（三角波）のレベルと通電信号ＤＵ、ＤＶ、ＤＷのレベルとをそれぞれ比較して、各トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６を駆動するＰＷＭ信号を出力する。駆動回路１１６は、ＰＷＭ回路からの信号をレベルシフトして、各トランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６に供給する。
電流極性検出回路１１７は、インバータ主回路１０７において流れるＵ、Ｖ、Ｗ各相電流の極性を検出し、電流極性信号ＳＵ、ＳＶ、ＳＷを電流位相差検出部１１５に出力する。電流位相差検出部１１５は、電流極性信号ＳＵ、ＳＶ、ＳＷと通電位相信号１１０ＳＰとに基づいて、モータ１０８のコイル１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗの両端にそれぞれ印加されるインバータ主回路１０７の出力である駆動電圧に対するコイル電流の位相差θｉを検出して、その電流位相差θｉを誘起電圧位相差演算部１１１、及び周波数指令決定部１１３に出力する。

誘起電圧位相差演算部１１１は、電圧指令ｖ、周波数指令ｆ、及び電流位相差θｉからインバータ主回路１０７の出力である駆動電圧に対するモータ１０８のコイル１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗに誘起される電圧の位相差θｅを演算して、その誘起電圧位相差θｅを周波数指令決定部１１３に出力する。周波数指令決定部１１３は、周波数指令ｆ、電流位相差θｉ、及び誘起電圧位相差θｅから周波数指令ｆｅを決定して、指令選択部１１２に出力する。
ここで、θｉ＜θｅの場合は、周波数指令ｆｅを増加させ、モータ１０８を加速するように通電を行ない、ロータの位相（誘起電圧位相差θｅ）を相対的に遅れ方向に移行させるように作用する。逆に、θｉ＞θｅの場合は、周波数指令ｆｅを減少させ、ロータの位相を相対的に進み方向に移行させるように作用する。以上の処理が繰り返されることによって、最終的に電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとが等しくなるように周波数指令ｆｅ、即ち周波数指令ｆが決定される。

以上を要約すると、電流位相差検出部１１５によって、インバータ主回路１０７の出力である駆動電圧に対するモータ１０８のコイル電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの位相差θｉを検出し、誘起電圧位相差演算部１１１は、電流位相差θｉに基づいて、駆動電圧に対するモータ１０８の誘起電圧位相差θｅを演算し、周波数指令決定部１１３は誘起電圧位相差θｅと電流位相差θｉとの差に基づいて周波数指令ｆｅを決定する。そして、通電信号形成部１１０は、周波数指令ｆｅおよび電圧指令ｖに応じた周波数および電圧振幅を有する通電信号ＤＵ、ＤＶ、ＤＷを生成し、インバータ主回路を介してモータ１０８を駆動する。
従って、通電信号を形成するために磁極センサを用いてロータの位置信号を得ることなく、電流位相差θｉと誘起電圧位相差θｅとから周波数指令ｆｅを決定し、モータ１０８のコイルに正弦波に基づいた振幅の電圧を印加して、モータ１０８を駆動する。
特開平１０−１９１６８４ 特開平１０−２８５９８２

しかし、上記従来の技術では次のような課題があった。特許文献１による方法では、誘起電圧のゼロクロス近辺で一定区間ＰＷＭ動作を停止させるので１８０度通電を行うことが出来ず、この非通電区間でのトルク変動が騒音や振動の原因となるという問題があった。また特許文献２による方法では１８０度通電は出来るが高度な演算処理を必要とするために、ＣＰＵ等の高価な演算処理器が必要でモータ駆動装置の高コスト化に繋がるという問題があった。またＣＰＵのクロック周波数にもよるが、演算時間により制御遅れを生じ、動作が不安定になるという問題もあった。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その目的は、ＣＰＵ等の高価な演算処理器を必要とせず、騒音や振動が少なく、高効率のモータ駆動装置を提供することにある。

前記の目的を達成するため本発明のモータ駆動装置は、ｎ相（ｎは２以上の整数）モータを、ｎ相の駆動信号により駆動する装置であって、周期性を有し、位相の制御が可能なプロファイル波を生成するプロファイル波生成手段と、前記プロファイル波に従ってＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号に基づき、直流電源からの正極の電力供給を制御する正側スイッチング素子と、負極の電力供給を制御する負側スイッチング素子を含む回路をｎ組備え、ｎ相の駆動信号を生成するｎ相インバータと、前記ｎ組の正側スイッチング素子群または前記ｎ組の負側スイッチング素子群、のいずれか一方のスイッチング素子群が同時にオン状態になる期間内に、サンプル期間を設定するサンプル期間設定手段と、前記ｎ相モータの少なくとも一つの特定相を含む複数の相について、前記サンプル期間において前記駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて、回転により発生する誘起電圧の位相を求め、求められた誘起電圧の位相と、相電流の位相との位相差を検出する位相差検出手段とを有している。
前記位相差に基づき、前記プロファイル波生成手段から生成される前記プロファイル波の位相を制御し、前記位相差が所定量以下になるようにすることを特徴としている。

本発明のモータ駆動装置によれば、ＰＷＭ駆動するインバータにおいて、モータの相電流情報をセンサやシャント抵抗なしで、負側または正側のスイッチング素子のスイッチング状態のみで検出できる。これにより電流不連続部がなく全区間の検出が可能になり、通電角に依存することなく、また高周波のスイッチングにも適応できる。さらに、ＰＷＭ駆動信号を生成する元となるプロファイル波で、ほぼ３０度シフトした時点の相電流情報を観測することで、より精度の高い誘起電圧の推定が可能になる。誘起電圧と相電流の位相が一致するように位相制御すれば、ブラシレスモータを位置センサなしで正弦波駆動させることができる。これによりＣＰＵによる高度な演算を必要とせず、高効率で安価なモータ駆動装置が実現できる。

以下、本発明のモータ駆動装置を、好ましい実施の形態により、図面を参照して、詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１の構成を示すブロック図であり、３相モータ２は、３相の駆動電圧ＤＵ、ＤＶ、ＤＷにより駆動される。図１において、インバータ１を形成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６は、Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６がそれぞれ直列に接続され、それら３つの直列回路が直流電源１０に接続される。スイッチング素子として、ここでは電界効果型トランジスタ（以降、ＦＥＴと記す）を例として説明する。Ｑ１、Ｑ２の２つのＦＥＴによる直列回路にてＵ相回路を構成し、Ｑ３、Ｑ４の２つのＦＥＴによる直列回路にてＶ相回路を構成し、Ｑ５、Ｑ６の２つのＦＥＴによる直列回路にてＷ相回路を構成する。また、Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のＦＥＴは正側スイッチング素子、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のＦＥＴは負側スイッチング素子と呼ばれる。Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のそれぞれのＦＥＴには、フライホイールダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６が並列に接続されている。なおこのフライホイールダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６は、各ＦＥＴの寄生ダイオードを使うことにより省略することが可能である。

３相モータ２は、その固定子にＵ相巻線ＬＵ、Ｖ相巻線ＬＶ、Ｗ相巻線ＬＷを有し、それらの一端は相互接続され、各巻線の他端については、Ｑ１とＱ２の接続点ＵがＵ相巻線に、Ｑ３とＱ４の接続点ＶがＶ相巻線に、Ｑ５とＱ６の接続点ＷがＷ相巻線に接続されている。
このような構成により３相のインバータ１は、直流電源１０からの正極の電力供給を制御する正側スイッチング素子と、負極の電力供給を制御する負側スイッチング素子を含む回路の３組並列構成により、Ｕ点、Ｖ点、Ｗ点の３相の駆動電圧ＤＵ、ＤＶ、ＤＷを生成し、３相モータ２のそれぞれＵ相巻線ＬＵ、Ｖ相巻線ＬＶ、Ｗ相巻線ＬＷに出力する。なお実施の形態１では、インバータ１は電圧駆動構成であり３相モータ２に駆動電圧を出力し、駆動するとしているが、電流駆動構成により３相モータ２に駆動電流を出力し、駆動するとしてもよい。インバータ１が３相モータ２を駆動する信号を、総称して駆動信号という。また正側スイッチング素子、負側スイッチング素子は、ここではそれぞれＦＥＴが１個ずつとしているが、それぞれ複数個で構成されていてもよい

プロファイル波発生回路４、搬送波発生回路５、およびＰＷＭ信号発生回路３にてスイッチング信号生成手段１３を構成している。プロファイル波発生回路４と搬送波発生回路５の出力信号がＰＷＭ信号発生回路３に入力され、所定のＰＷＭ信号ＰＱ１、ＰＱ２、ＰＱ３、ＰＱ４、ＰＱ５、ＰＱ６が合成され、各ＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６）のゲートに入力される。
プロファイル波発生回路４は、位相の制御が可能な構成になっている。位相差検出部１４からの位相制御信号ＰＦのほか、振幅信号、回転周期信号を入力して、振幅信号、回転周期信号に追従し、かつ位相制御信号ＰＦに応じて位相をシフト可能な周期性のあるプロファイル波を発生させる。この位相制御信号ＰＦ、振幅信号、回転周期信号は、３相モータ２に供給される電流の位相、振幅に応じたモータの発生トルク、モータの回転周期を指令するものである。プロファイル波発生回路４は、３相正弦波のプロファイル波信号ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷのほかに、各それぞれ所定の設定時間だけ位相が進んだプロファイル波信号ＰＳＵＦ、ＰＳＶＦ、ＰＳＷＦも出力する。これらは最終的にサンプル指令信号生成器の出力であるサンプル指令信号ＰＡの生成に用いられる。

サンプル指令信号生成器６は、入力されたＰＷＭ信号ＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６、および各それぞれ所定の設定時間だけ位相が進んだプリＰＷＭ信号ＰＱ２Ｆ、ＰＱ４Ｆ、ＰＱ６Ｆから、サンプル指令信号ＰＡを作成し、相電流変化量検出部７に入力する。相電流変化量検出部７には、このサンプル指令信号ＰＡとＵ、Ｖ、Ｗ点の駆動電圧が入力され、相電流変化量信号ＰＢＵ、ＰＢＶ、ＰＢＷを出力する。相電流ゼロクロス検出部８には、サンプル指令信号ＰＡとＵ、Ｖ、Ｗ点の駆動電圧が入力され、相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵ、ＰＺＶ、ＰＺＷを出力する。相電流検出部９には、サンプル指令信号ＰＡとＵ、Ｖ、Ｗ点の駆動電圧が入力され、相電流信号ＰＩＵ、ＰＩＶ、ＰＩＷを出力する。

図２に、このＰＷＭ信号発生回路３の具体的な回路図を示している。その中のＵ相用ＰＷＭ信号発生回路３３０について詳しく説明する。また、図１５はプロファイル波信号ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷと、三角波の信号ＰＨから生成されるＰＷＭ信号ＰＱ１、ＰＱ２、ＰＱ３、ＰＱ４、ＰＱ５、ＰＱ６の関係を示す図である。
図２、図１５を併用して説明する。
Ｕ相用ＰＷＭ信号発生回路３３０において、プロファイル波発生回路４から正弦波のプロファイル波信号ＰＳＵおよびＰＳＵＦが、それぞれ比較器３０１、３０２のそれぞれの非反転端子に入力される。反転入力端子には、搬送波発生回路５から三角波信号ＰＨが入力され、非反転端子と比較される。比較器３０１の出力は、一つは正側スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号ＰＱ１となり、他方はインバータ素子３０３にて反転され、負側スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号ＰＱ２となる。一方、比較器３０２の出力はインバータ素子３０４にて反転され、サンプル指令信号ＰＡ生成の補助信号であるプリＰＷＭ信号ＰＱ２Ｆとなる。サンプル指令信号ＰＡ生成の補助信号ＰＱ２Ｆは、負側スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号ＰＱ２よりも位相が所定の設定時間だけ進んだ信号となる。また、同様の動作を行うＶ相用ＰＷＭ信号発生回路３６０、Ｗ相用ＰＷＭ信号発生回路３９０により、プロファイル波信号ＰＳＶ、ＰＳＷ、ＰＳＶＦ、ＰＳＷＦが入力すると正側スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号ＰＱ３、ＰＱ５、負側スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号ＰＱ４、ＰＱ６、サンプル指令信号ＰＡ生成の補助となるプリＰＷＭ信号ＰＱ４Ｆ、ＰＱ６Ｆが出力される。

図３にサンプル指令信号生成器６の回路図を示している。また図１６は、ＰＷＭ信号ＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６、およびプリＰＷＭ信号ＰＱ２Ｆ、ＰＱ４Ｆ、ＰＱ６Ｆと、サンプル指令信号ＰＡの関係を示す図である。図３、図１６を併用して説明する。
図３において、負側ＦＥＴを駆動するＰＷＭ信号であるＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６は、ＡＮＤ素子６０１に入力され、その論理積出力Ｐ６Ａは、ワンショットマルチバイブレータ６０３で信号幅Ｔｄ１の単パルスＰ６Ｂを発生させる。単パルスＰ６Ｂはインバータ素子６０４にて反転され信号Ｐ６Ｃとなり、論理積出力Ｐ６ＡとあわせてＡＮＤ素子６０２に入力され論理積出力Ｐ６Ｄとなる。一方、サンプル指令信号ＰＡ生成の補助となるプリＰＷＭ信号ＰＱ２Ｆ、ＰＱ４Ｆ、ＰＱ６Ｆは、ＡＮＤ素子６０５に入力され、その論理積出力Ｐ６Ｅが生成される。これと論理積出力Ｐ６ＤがＡＮＤ素子６０６に入力され、論理積出力としてサンプル指令信号ＰＡが生成される。サンプル指令信号ＰＡは、相電流変化量検出部７、相電流ゼロクロス検出部８、相電流検出部９に入力される。

サンプル指令信号ＰＡ生成の補助となるプリＰＷＭ信号ＰＱ２Ｆ、ＰＱ４Ｆ、ＰＱ６Ｆによる論理積出力Ｐ６Ｅは、負側ＦＥＴを駆動するＰＷＭ信号ＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６の論理積出力Ｐ６Ａよりも、位相が所定の設定時間Ｔｄ２だけ進んでいる。そのため論理積出力Ｐ６Ｅは、論理積出力Ｐ６Ｄの論理出力のダウンエッジ発生タイミングを一定時間だけ先に進める働きをする。
なお本例では信号Ｐ６Ｄを生成するために、ワンショットマルチバイブレータ６０３とインバータ素子６０４を用いているが、ＲＣによる遅延回路による代替など他の手段でも実現できる。

図４、図５は、それぞれ相電流変化量検出部７の回路図、およびＵ相用電流変化量検出回路７３０の動作を説明する図である。図４の中のＵ相用電流変化量検出回路７３０について、図５を併用して詳しく説明する。
図４において、前述のサンプル指令信号ＰＡがローからハイになると、アップエッジ動作のワンショットマルチバイブレータ７０１の出力Ｐ７Ｄにより、アナログスイッチ７０５が所定の設定時間だけオンになる。その結果Ｕ点駆動電圧が信号Ｐ７Ａとしてコンデンサ７０７にサンプルホールドされ、そのサンプル値が差動増幅器７０３の反転入力端子に入力される。また、サンプル指令信号ＰＡがハイからローになると、ダウンエッジ動作のワンショットマルチバイブレータ７０２の出力Ｐ７Ｅにより、アナログスイッチ７０６が所定の設定時間だけオンになる。その結果Ｕ点駆動電圧が信号Ｐ７Ｂとしてコンデンサ７０８にサンプルホールドされ、そのサンプル値が差動増幅器７０３の非反転入力端子に入力される。従って、差動増幅器７０３の出力Ｐ７Ｃは、サンプル指令信号ＰＡのハイ期間中でのＵ点駆動電圧の変化量を示す信号となる。その場合、オン状態になっているＦＥＴＱ２は所定の抵抗値の導体として解釈できるので、Ｕ点駆動電圧の変化量信号は、そのままＵ相の相電流変化量信号ＰＢＵとして扱うことが出来る。別のワンショットマルチバイブレータ７０４の出力Ｐ７Ｆにより、アナログスイッチ７０９が所定の時間だけオンになるため、差動増幅器７０３の出力Ｐ７Ｃはコンデンサ７１０にサンプルホールドされ、Ｕ相電流の変化量を表すＵ相電流変化量信号ＰＢＵとして出力される。

また、この相電流変化量検出部７には、Ｕ点駆動電圧用の上記測定回路と同様の回路構成を持つＶ相用相電流変化量検出回路７６０、及びＷ相用相電流変化量検出回路７９０を有しており、それぞれＶ相電流変化量信号ＰＢＶ、及びＷ相電流変化量信号ＰＢＷが出力される。

図６に、相電流ゼロクロス検出部８の回路図を示している。その中のＵ相用電流ゼロクロス検出回路８３０について、詳しく説明する。図６において、Ｕ点駆動電圧が比較器８０１の非反転入力端子に接続され、反転入力端子は０Ｖを出力する基準電圧源８０５に接続される。前述のサンプル指令信号ＰＡが入力されると、アップエッジ動作のワンショットマルチバイブレータ８０２によりアナログスイッチ８０３が所定の設定時間だけオンになり、比較器８０１の出力Ｐ８Ａがコンデンサ８０４にサンプルホールドされる。サンプル指令信号ＰＡ入力時に、ＦＥＴＱ２はオン状態になっている。このときＦＥＴＱ２は所定の抵抗値を持った導体として扱うことができる。この状態のＵ点駆動電圧のゼロクロスを検出することで、Ｕ点電流のゼロクロスを検出したとして解釈できる。比較器８０１の出力Ｐ８Ａは、コンデンサ８０４にサンプルホールドされ、Ｕ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵとして出力される。

Ｕ点駆動電圧が基準電圧源８０５よりも高ければ、出力ＰＺＵはハイ、低ければローとなるものとする。相電流ゼロクロス検出部８は、上記測定回路と同様の回路構成を持つＶ相用電流ゼロクロス検出回路８６０、及びＷ相用相電流ゼロクロス検出回路８９０を有しており、それぞれＶ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＶ、およびＷ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＷが出力される。なお、比較器８０１出力とアナログスイッチ８０３との間などにシュミットトリガ入力の論理素子などを挿入し、Ｕ点駆動電圧のノイズなどによるゼロクロスタイミングの誤検出を防いでもよい。またアナログスイッチ８０３とコンデンサ８０４の代わりに、Ｄ−フリップフロップなどの論理素子を用いてもよい。
ここではＵ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵによって、相電流のゼロクロスを表すとしたが、正確には相電流の正負の極性を表しており、相電流ゼロクロスを検出するための予備信号になっている。Ｕ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵは次段でワンショットマルチバイブレータに接続され、Ｕ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵの極性変化時に単パルスが出力される。この単パルスが、正確に相電流ゼロクロス点を表す。しかしここでは簡単に、相電流ゼロクロスを検出するための予備信号を、Ｕ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵとしている。

図７に、相電流検出部９の回路図を示している。その中のＵ相用電流検出回路９３０について詳しく説明する。図７において、増幅器９０１によりＵ点駆動電圧が増幅され、前述のサンプル指令信号ＰＡが入力されると、アップエッジ動作のワンショットマルチバイブレータ９０２により、アナログスイッチ９０３が所定の設定時間だけオンになる。このとき差動増幅器９０１の出力Ｐ９Ａは、コンデンサ９０４にサンプルホールドされる。相電流ゼロクロス検出部８と同様に、サンプル指令信号ＰＡ入力時、オン状態になっているＦＥＴＱ２は所定の抵抗値の導体として解釈できるので、Ｕ点駆動電圧のサンプル値がＵ相電流の大きさを表すＵ相電流信号ＰＩＵとして出力される。相電流検出部９は、上記測定回路と同様の回路構成を持つＶ相用電流検出回路９６０、及びＷ相用相電流検出回路９９０を有しており、それぞれＶ相電流信号ＰＩＶ、及びＷ相電流信号ＰＩＷが出力される。

図８に位相差検出部１４の回路図を示している。図８においてＵ相位相差測定回路１４３０について詳細に説明する。また図１３、図１４はＵ相位相差測定回路１４３０の内部回路図および動作の解説図、図２０は電気角での回転角度各相誘起電圧、および誘起電圧の比の関係を模式的に表したグラフである。図８、図１３、図１４、図２０を併用して説明する。
図８において位相差検出部１４は、同様の回路構成を持つＵ相位相差測定回路１４３０、Ｖ相位相差測定回路１４６０、Ｗ相位相差測定回路１４９０および進角測定回路１４９５を有する。Ｕ相位相差測定回路１４３０、Ｖ相位相差測定回路１４６０およびＷ相位相差測定回路１４９０を含むブロックは、複数位相差検出部の一実施例である。図１３は、そのうちのＵ相位相差測定回路１４３０の内部回路図を示す。

図１３において、回転周期信号に示される周期で発振するノコギリ波発生回路１４０７により、ノコギリ波Ｐ１４Ｇが出力される。ノコギリ波Ｐ１４Ｇは、回転周期に相当する時間で単調増加する固定振幅の波形であり、Ｕ相プロファイル波信号ＰＳＵの極性が負から正に変わるタイミングで所定中央値（本実施例では０）にリセットされる。ノコギリ波出力Ｐ１４Ｇは比較器１４０９に入力され、振幅判定を受ける。比較器１４０９の比較参照入力Ｐ１４Ｆは、ノコギリ波Ｐ１４Ｇのピーク・トゥー・ピーク振幅の１２分の１に上記の所定中央値を足したものとなるように設定される。これでＵ相プロファイル波信号ＰＳＵが、負から正に変わるタイミングより３０度相当の位相シフトを作り出している。ワンショットマルチバイブレータ１４１０は、比較器１４０９の出力Ｐ１４Ｈの立ち上がりにて動作し、単パルスＰ１４Ｐが出力される。

一方、Ｗ相電流信号ＰＩＷが増幅器１４０１によって所定のゲイン倍された後、Ｗ相電流変化量信号ＰＢＷとの差が、差動増幅器１４０３により信号Ｐ１４Ａとして出力される。同様にＵ相電流信号ＰＩＵとＵ相電流変化量信号ＰＢＵが、差動増幅器により信号Ｐ１４Ｂとして出力される。出力Ｐ１４Ａ、Ｐ１４Ｂは、除算回路１４０５に入力され、Ｐ１４ＢとＰ１４Ａの商、（Ｐ１４Ｂ）／（Ｐ１４Ａ）が信号Ｐ１４Ｃとして出力される。信号Ｐ１４Ｃは、Ｕ相とＷ相の誘起電圧の比に相当するが、詳細は後述する。
次に出力Ｐ１４Ｃ、回転周期信号、ワンショットマルチバイブレータ１４１０からの単パルス信号Ｐ１４Ｐが、回転位置テーブル変換回路１４０６に入力される。回転位置テーブル変換回路１４０６は、回転周期に相当するノコギリ波を発生する。ノコギリ波の位相は、図２０に示されるように、Ｕ相とＷ相の誘起電圧の比から非線形近似回路などにより誘起電圧の位相角度を逆算した値となり、トリガとなる信号Ｐ１４Ｐの入力タイミングで更新される。回転位置テーブル変換回路１４０６の発生するノコギリ波Ｐ１４Ｄの平均値、振幅は、ノコギリ波発生回路１４０７の発生するノコギリ波と同一とする。
回転位置テーブル変換回路１４０６に上記の単パスルＰ１４Ｐが入力されることで、誘起電圧の位相角度に相当する初期値を持ったノコギリ波Ｐ１４Ｄが生成される。ノコギリ波Ｐ１４Ｄは時間経過による誘起電圧の位相角の変化を表現している。

Ｕ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵが立ち上がるタイミングでワンショットマルチバイブレータ１４１４が動作し、この単パルス出力Ｐ１４Ｑによりサンプルホールド回路１４１１が動作する。回転位置テーブル変換回路１４０６が、生成したノコギリ波Ｐ１４Ｄの値を保持する。図１４にも示すとおり、これは結果としてモータの誘起電圧と相電流の位相差ＤＶＩに相当する値となる。

図８の進角判定回路１４９５は、回転周期ごとにＵ相位相差測定回路１４３０、Ｖ相位相差測定回路１４６０、Ｗ相位相差測定回路１４９０の出力により、プロファイル波の位相を現状よりも所定の一定量進めるか、保持するか、遅らすかの判定を行う。この判定情報を含む位相制御信号ＰＦにより、プロファイル波発生回路で生成されるプロファイル波信号の位相を制御する。位相制御に関する制御則は実施の形態１の場合、３状態の場合分け制御となっているが、モータの誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩに対して比例的に制御したり、非線形要素を加えたり、回転周期を考慮した制御をしてもよい。

図９は進角判定回路の一例を示すブロック図である。Ｕ相位相差測定回路１４３０、Ｖ相位相差測定回路１４６０、Ｗ相位相差測定回路１４９０からの入力Ｐ１４Ｅ、Ｐ１４Ｒ、Ｐ１４Ｓが３入力加算回路１４９５１に入力され、信号ＰＩＦとして出力される。３入力加算回路１４９５１のゲインを１／３とすることで、３入力加算回路１４９５１は３入力Ｐ１４Ｅ、Ｐ１４Ｒ、Ｐ１４Ｓの平均処理をすることができる。３入力加算回路１４９５１は、代表値化部の一実施例である。３入力加算回路１４９５１の出力ＰＩＦは非線形演算回路１４９５２に入力され、位相制御信号ＰＦとなって出力される。

図１１は、非線形演算回路１４９５２の入力−出力特性を示す図の一例である。入力ＰＩＦがある一定値ＰＩＦ１以下である場合、すなわち電流の位相が誘起電圧の位相よりも進んでいる場合、出力ＰＦは正の値ＰＦ１となりプロファイル波発生回路４に位相を遅らせる指令を出す。一方、入力ＰＩＦがある一定値ＰＩＦ２以上である場合、すなわち電流の位相が誘起電圧の位相よりも遅れている場合、出力ＰＦは負の値ＰＦ２となりプロファイル波発生回路４に位相を進ませる指令を出す。入力ＰＩＦがＰＩＦ１以上ＰＩＦ２以下の場合、出力ＰＦは０となって不感帯として処理し、プロファイル波発生回路４に位相を保持する指令を出す。

図１０は、進角判定回路の別の一例を示すブロック図である。これは入力Ｐ１４Ｅ、Ｐ１４Ｒ、Ｐ１４Ｓの絶対値が最大なものを判定し、その値を位相差ＤＶＩの代表値として非線形演算回路１４９５２に入力し、位相制御信号ＰＦとなって出力される。まず３入力Ｐ１４Ｅ、Ｐ１４Ｒ、Ｐ１４Ｓは、絶対値回路１４９５３１、１４９５３２、１４９５３３にそれぞれ入力され、絶対値出力Ｐ１４ＥＩ、Ｐ１４ＲＩ、Ｐ１４ＳＩとなる。これらが比較器１４９５４１、１４９５４２、１４９５４３、否定回路１４９５４４、１４９５４５、１４９５４６、および論理積回路１４９５４７、１４９５４８、１４９５４９からなる最大値判定回路１４９５４に入力される。最大値判定回路１４９５４は、入力ＰＩ４ＥＩが最大であればＰ１４ＥＯの論理出力をハイにし、ほかの論理出力Ｐ１４ＲＯ、Ｐ１４ＳＯをローにする。Ｐ１４ＲＩが最大であればＰ１４ＲＯの論理出力をハイにし、ほかの論理出力Ｐ１４ＥＯ、Ｐ１４ＳＯをローにする。Ｐ１４ＳＩが最大であればＰ１４ＳＯの論理出力をハイにし、ほかの論理出力Ｐ１４ＥＯ、Ｐ１４ＲＯをローにする。これらの論理出力Ｐ１４ＥＯ、Ｐ１４ＲＯ、Ｐ１４ＳＯに応じてアナログスイッチ１４９５５１、１４９５５２、１４９５５３が選択的に導通し、３入力Ｐ１４Ｅ、Ｐ１４Ｒ、Ｐ１４Ｓのいずれかが信号ＰＩＦに一本化されて、非線形演算回路１４９５２に入力される。３入力Ｐ１４Ｅ、Ｐ１４Ｒ、Ｐ１４Ｓから信号ＰＩＦに一本化されるまでのブロックは、上記代表値化部の別の実施例である。

図１２は、非演算回路１４９５２の入力−出力特性を示す別の一例である。入力がＰＩＦ１以下あるいはＰＩＦ２以上で、比例的な動作あるいは非線形的な動作をさせている。また、不感帯をなくしたり、常に一定以上の出力としたり、回転数や動作履歴に応じてこれらの入力―出力特性を変更してもよい。あるいはある一定値を超えた場合、不図示の安全装置により駆動装置全体の動作を制限、あるいは停止させることも行ってもよい。なお、位相差検出部１４はアナログ演算による動作に限らず、一部あるいはすべてをロジック処理またはＣＰＵ処理にしても演算速度が十分であれば問題なく実行できる。

また、Ｕ相用位相差測定回路１４３０ではＵ相プロファイル波信号ＰＳＵが負から正に変わるタイミングより３０度相当の時間を用いた動作を行っているが、Ｕ相プロファイル波ＰＳＵの位相が３０、１５０、２７０度の少なくとも１つ以上あるいは複数用いて行なってもよい。詳しくは後述する。
また位相差検出部１４は、Ｕ相用位相差測定回路１４３０と同様の回路構成を持つＶ相位相差測定回路１４６０、及びＷ相位相差測定回路１４９０を有しており、進角判定回路１４９５はこれらの測定結果を単独あるいは複合してプロファイル波信号の位相を制御するが、３相分すべて使用しなくても１相分の位相差測定回路でも十分機能を果たす。

次に図１〜図１９を参照して、この実施の形態１の動作を詳細に説明する。
図１５は、プロファイル波発生回路４と搬送波発生回路５の信号を受けて、ＰＷＭ信号発生回路３がＰＷＭ信号を生成する状態を模式的に示している。プロファイル波発生回路４は、その内部に不図示のＤ／Ａ変換回路を有する。位相差検出部１４から位相制御信号ＰＦ、外部から振幅信号、回転周期信号が入力され、１２０度の位相差を持つ３つの正弦波状のプロファイル波ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷ、および所定の設定時間だけ位相が進んだプロファイル波ＰＳＵＦ、ＰＳＶＦ、ＰＳＷＦ（波形不図示）が生成され、ＰＷＭ信号発生回路３に入力される。なお、このプロファイル波ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷ、ＰＳＵＦ、ＰＳＶＦ、ＰＳＷＦは、正弦波状信号に必ずしも限定されるものではない。

同様に、搬送波発生回路５は、前記プロファイル波より高い周波数の周期Ｔａを有する三角波ＰＨを生成し、ＰＷＭ信号発生回路３に入力する。ＰＷＭ信号発生回路３は、プロファイル波ＰＳＵと搬送波ＰＨとを比較し、信号ＰＱ１とその反転信号であるＰＱ２を出力する。同様にプロファイル波ＰＳＶと搬送波ＰＨとを比較し、信号ＰＱ３とその反転信号であるＰＱ４を出力する。またプロファイル波ＰＳＷと搬送波ＰＨとを比較し、信号ＰＱ５とその反転信号であるＰＱ６を出力する。このようにして、このＰＷＭ信号発生回路３の出力信号ＰＱ１、ＰＱ２、ＰＱ３、ＰＱ４、ＰＱ５、ＰＱ６は、図１５に示すパルス列となり、各ＦＥＴ（ＰＱ１、ＰＱ２、ＰＱ３、ＰＱ４、ＰＱ５、ＰＱ６）のゲートに供給され、ＦＥＴのスイッチング駆動により、３相モータ２が所定の回転数およびトルクで駆動される。
周知の様にこのプロファイル波の振幅を変えることにより、各ＰＷＭ信号のパルス列のデューティが変わり、３相モータ２の発生トルクを変えることができる。なお正側ＦＥＴと負側ＦＥＴとが切り替わる時点では、短絡防止のため、数１０〜数１００ｎｓ程度の上下ＦＥＴ同時オフ期間を設ける必要があるが、説明を簡略にするため、この短絡防止時間は省略している。

図１６に示すタイムチャートは、図１５におけるＴａ部の時間軸を拡大したものである。図１６において、ＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６は、負側ＦＥＴを駆動するＰＷＭ信号であり、ＰＱ２Ｆ、ＰＱ４Ｆ、ＰＱ６ＦはそれぞれＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６よりも所定の設定時間Ｔｄ２だけ位相が進んだプリＰＷＭ信号である。Ｐ６Ａ、Ｐ６Ｂ、Ｐ６Ｃ、Ｐ６Ｄ、Ｐ６Ｅは前述のサンプル指令信号生成器６の各部内部信号、ＰＡは、サンプル指令信号生成器６の出力信号、ＩｕはＵ相に流れる相電流の信号である。またＰＢＵは相電流変化量検出部７の出力である。

この図から明らかなように、サンプル指令信号ＰＡは、図３でのＰＷＭ信号ＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６の論理積信号Ｐ６Ａより遅延時間Ｔｄ１遅れて立ち上がるパルス信号となる。従ってサンプル指令信号生成器６は、負側ＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６）がすべてオンになった後、時間Ｔｄ１遅れて立ち上がり、負側ＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６）のどれかがオフになるＴｄ２前に立ち下がるパルス信号ＰＡを出力し、相電流変化量検出部７に入力する。なおこの遅延時間Ｔｄ１を設けた目的は、正側ＦＥＴがオン状態から負側ＦＥＴがオンに切り替わった直後は、高周波スイッチングの影響等により負側ＦＥＴに流れる電流も不安定であり、この不安定領域を除外して電流検出を行なうためである。

また、ＰＷＭ信号ＰＱ２、ＰＱ４、ＰＱ６よりも所定の設定時間Ｔｄ２だけ位相が進んだプリＰＷＭ信号ＰＱ２Ｆ、ＰＱ４Ｆ、ＰＱ６Ｆを設けたのは、ＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６）の同時オン状態を表すＰ６Ａがハイの期間内に、Ｕ相電流Ｉｕの相電流変化を測定するためのサンプルホールドを完了させることが目的である。サンプリング期間をＴｄ２として、サンプリング終了とＰ６Ａの立下りが同時となるようにＰ６Ａよりも立下りがＴｄ２だけ早くしている。これは相電流変化量検出部７のワンショットマルチバイブレータ７０２のパルスの立ち下がりタイミング（パルス幅はＴｄ２に設定）が、出力Ｐ６Ａの立下りと一致させることで実現している。

サンプル指令信号ＰＡの長さと電気角での回転角度について考察する。
図１７は、電気角での回転角度とプロファイル波、各相負側ＦＥＴのオン時間、サンプル指令信号ＰＡの幅、すなわちサンプル期間ＴＰＡの関係を調べたグラフである。プロファイル波ＰＳＵの立ち上がりのゼロクロスを基準に、縦軸は左側にプロファイル波ＰＳＵの振幅、右側に各相負側ＦＥＴのオン時間、サンプル期間ＴＰＡを示している。搬送波を５Ｖｐ−ｐ、１００ｋＨｚの三角波、プロファイル波ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷを４Ｖｐ−ｐの正弦波としている。この場合搬送波の半波分の時間は５μｓであるから、最小のサンプル期間ＴＰＡは５μｓ×（２．５Ｖ−２Ｖ）／２．５Ｖ＝１μｓとなり、本発明を実施するために十分な時間が確保できる。

図１５からも明らかなように、Ｕ相オン時間は対応するプロファイル波のとる値が下にいくほど長くなり、プロファイル波ＰＳＵの正のピークで最小、負のピークで最大となる。すなわちＵ相オン時間の波形は、プロファイル波ＰＳＵを反転したような形になる。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。サンプル指令信号ＰＡは各相オン時間の最小値を連ねたものであるから、図１７にサンプル期間ＴＰＡとして実線で示すようになる。サンプル期間ＴＰＡが最大となるのは、各相オン時間の内、２相のオン時間が等しく、もう１相のオン時間が他の２相より上回る場合である。この条件は図１７から明らかなように、プロファイル波ＰＳＵの位相が３０度、１５０度、２７０度で発生し、最小値に比べて３倍もの値となる。図１５のプロファイル波では、３０度の場合ＰＳＵ＝ＰＳＷかつＰＳＶの絶対値がＰＳＵの２倍になる。これと同様なことが、１５０度、２７０度でも発生する。

相電流変化量の測定では、サンプル指令信号ＰＡが有効になっている時間が長いほど電流測定の時間間隔が広がるため測定電流の差は大きくなり、ノイズなどの影響を受けにくくなる。図１７ではプリＰＷＭ信号ＰＱ２Ｆなどの所定の設定時間の位相進み、サンプル指令信号生成器６でのワンショットマルチバイブレータ６０３による遅延時間は、無視している。これらを考慮すると最小値と最大値に同量だけ差し引くことになり、サンプル期間ＴＰＡの最小値と最大値の差はさらに広がることになる。
以上のようにサンプル期間ＴＰＡは、プロファイル波ＰＳＵの位相が３０度、１５０度、２７０度の点でもっとも長くなるため、これら３つの位相の近傍に設定されるのが望ましい。

サンプル指令信号ＰＡがハイになっている期間について考察する。
図１８はサンプル指令信号ＰＡがハイになっている期間の各正側ＦＥＴ、負側ＦＥＴおよび３相モータ２を中心とした部分回路図である。この期間においては、図１７に示されるように、負側ＦＥＴ（Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６）がオンになっている。この時点においても、Ｕ相電流ＩＵ、Ｖ相電流ＩＶ、Ｗ相電流ＩＷにおいてＩＶ＝ＩＵ＋ＩＷの関係が成立する。この場合、ＦＥＴ（Ｑ２）のオン抵抗をＲＱ２、ＦＥＴ（Ｑ４）のオン抵抗をＲＱ４、ＦＥＴ（Ｑ６）のオン抵抗をＲＱ６とすると、更に下記の関係が成立する。
Ｕ点電位＝ＩＵ×ＲＱ２ （１）
Ｖ点電位＝−ＩＶ×ＲＱ４ （２）
Ｗ点電位＝ＩＷ×ＲＱ６ （３）
即ち、式１、２、３でわかるように、Ｕ点、Ｖ点、Ｗ点の電位（駆動電圧に相当）を観測すれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を計測でき、また、一相の電圧の変化から相電流変化量信号を検出できる。前述したように、相電流変化量検出部７は、サンプル指令信号ＰＡに同期して、相電圧を取り込んでＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電流変化量信号ＰＢＵ、ＰＢＶ、ＰＢＷとして出力する。

図１９は、３相モータ２の１相分であるＵ相の等価回路を示している。図１９において、インバータの出力である駆動電圧ｅとモータの誘起電圧ωΦの差電圧が、モータのインダクタンスＬと抵抗Ｒの直列回路に印加される。この回路に流れる電流をＩとすると、下記の関係が成立する。
ｅ−ωΦ＝Ｒ×Ｉ＋Ｌ×ｄＩ／ｄｔ （４）
ここで負側ＦＥＴがすべてオンの時点では、インバータ出力ｅはゼロとなるので、下記の関係式となる。
ωΦ＝−Ｒ×Ｉ−Ｌ×ｄＩ／ｄｔ （５）
ここで、Ｌ、ｄｔを整理すると
（ωΦ／Ｌ）×ｄｔ＝−（Ｒ／Ｌ）×Ｉ×ｄｔ−ｄＩ （６）

このときのｄＩは相電流変化量に他ならない。モータの抵抗とインダクタンスの比にサンプル期間ｄｔを乗じ、得られた値（Ｒ／Ｌ）×ｄｔを事前に調査しておけば、モータの誘起電圧を含む値（ωΦ／Ｌ）×ｄｔを求めることが出来る。図１３での増幅器１４０１、１４０２のゲインを、ゲイン＝−（Ｒ／Ｌ）×ｄｔとすれば、相電流信号ＰＩＷ、ＰＩＵを増幅することにより式６の右辺第１項が再現される。以上の手法により各相の誘起電圧を含む値（ωΦ／Ｌ）×ｄｔを求めることが出来る。

続いて、求められた誘起電圧から位相を求める。
図２０は、電気角での回転角度と各相誘起電圧、および誘起電圧の比の関係を模式的に表したグラフである。図２０に示すように、Ｕ相誘起電圧とＷ相誘起電圧は１２０度の位相差を持っている。Ｕ相とＷ相の誘起電圧の比は、−１２０度、＋６０度の特異点を除き−１２０度から＋６０度、＋６０度から＋２４０度の範囲ごとに見ると、それぞれ回転角、すなわちこの場合Ｕ相誘起電圧の位相角に対して一意の値を示す。モータの回転が相電流に対して遅れたとしても、Ｕ相とＷ相の誘起電圧の比はＵ相誘起電圧の位相角に対して一意の値となることは変わらない。

ここで図２０におけるＵ／Ｗ相誘起電圧比曲線を計算すると、Ｕ相誘起電圧の位相角θに対して次式で表される。
Ｕ／Ｗ＝ｓｉｎ（θ）／ｃｏｓ（θ＋π／６） （７）
＝√３／２×ｔａｎ（θ＋π／６）−１／２ （８）
すなわち図２０におけるＵ／Ｗ相誘起電圧比曲線は、−３０度で−０．５となる点を中心としたタンジェント曲線になる。０度および３０度では、それぞれ０および１となる。 式６を基にした図１３の除算回路１４０５により、プロファイル波の位相角が３０度時点で検出されたＵ相およびＷ相電流変化量ＰＢＵ、ＰＢＷと、Ｕ相およびＷ相電流ＰＩＵ、ＰＩＷから、Ｕ／Ｗ相誘起電圧比が計算される。その際Ｌ、ｄｔなどの定数は削除される。このＵ／Ｗ相誘起電圧比を上記タンジェント曲線の縦軸に与えれば、横軸からＵ相誘起電圧の位相角が求められる。すなわちある相の誘起電圧と別の相の誘起電圧の比を求めれば、前記ある相の誘起電圧の位相が求められる。

図２４は、図２０のＵ／Ｗ相誘起電圧比からＵ相誘起電圧のゼロクロスタイミングを算出した例である。図２４においてＵ／Ｗ相誘起電圧比が−０．５、０、１の場合に、図２０のＵ相誘起電圧位相対Ｕ／Ｗ相誘起電圧比曲線により、Ｕ／Ｗ相誘起電圧比を測定した時点、すなわちＵ相プロファイル波の位相角が＋３０度の時のＵ相誘起電圧位相角が求められる。ここで例えばＵ相プロファイル波の位相角が＋３０度時点において、Ｕ相誘起電圧位相角が−３０度の場合を考える。横軸がＵ相プロファイル波の位相角の場合、＋３０度のところでＵ相誘起電圧の位相角が−３０度ということであれば、＋６０度のところでＵ相誘起電圧の位相角が０度、すなわちゼロクロスするということになる。Ｕ相誘起電圧位相角が０度および＋３０度の場合も、同様に説明できる。

図２１、図２２、図２３はそれぞれ、Ｕ／Ｗ相誘起電圧比が−０．５、０、１の場合におけるＵ相プロファイル波、Ｕ相誘起電圧、Ｗ相誘起電圧、およびＵ／Ｗ相誘起電圧比の関係を示している。Ｕ相誘起電圧のゼロクロスタイミング角度は、測定時点のＵ相プロファイル波位相角からＵ相誘起電圧位相角を引けば求められるから、Ｕ相誘起電圧のゼロクロスタイミング角度はそれぞれ＋６０度、＋３０度、＋０度と求められることがわかる。

以上の考察に基づいて、図１４を図１３も参照しながら説明する。図１４の横軸は、Ｕ相プロファイル波ＰＳＵの位相角を表している。図１４（Ａ）において、Ｕ相電流変化量信号ＰＢＵ、Ｕ相電流信号ＰＩＵにより、出力Ｐ１４Ｂが生成される。同様に、不図示のＷ相電流変化量信号ＰＢＷ、Ｗ相電流信号ＰＩＷにより、出力Ｐ１４Ａが生成される。
次にタンジェント曲線Ｐ１４Ｃが、（Ｐ１４Ｂ）／（Ｐ１４Ａ）として生成される。タンジェント曲線Ｐ１４Ｃのゼロクロス角度は、図２０から明らかなように、Ｕ相誘起電圧位相角が０度となる点であるから、この点からＵ相プロファイル波ＰＳＵが３０度時点までの角度を求めれば、Ｕ相プロファイル波ＰＳＵが３０度時点のＵ相誘起電圧位相角となる。図１３の回転位置テーブル変換回路１４０６により、３０度時点のＵ相誘起電圧位相角でリセットされたノコギリ波Ｐ１４Ｄが生成される。図１４（Ａ）で、ノコギリ波Ｐ１４Ｄの３０度におけるリセットされた振幅は、上記３０度時点のＵ相誘起電圧位相角を表している。

次に図１４（Ａ）のリセットされたノコギリ波Ｐ１４Ｄは、Ｕ相電流信号ＰＩＵのゼロクロス点ＺＩＵでサンプルホールド回路１４１１によりサンプルホールドされ、出力Ｐ１４Ｅの値がリセットされる。図１４（Ａ）でＤＶＩにより、Ｕ相誘起電圧とＵ相電流信号ＰＩＵの位相差が表される。図１４（Ｂ）も同様に説明できる。図１４（Ａ）は、Ｕ相電流がモータのＵ相誘起電圧より遅れている場合、図１４（Ｂ）は、逆に進んでいる場合である。

以上、求められたＵ相誘起電圧のゼロクロスタイミング角度に加えて、相電流のゼロクロスのタイミングまでの経過時間、すなわち相電流の位相角を算出すれば、誘起電圧と相電流の位相差ＤＶＩを求めることが可能になる。誘起電圧と相電流の位相差ＤＶＩにしたがって電流位相の制御を行えば、高度な演算の必要がなくモータ回転数に無関係にセンサレス駆動が実現できる。
図２０記載の誘起電圧のグラフは模式的に正弦波として書かれている。実際のモータの誘起電圧は、回転周期成分の正弦波のほかその３倍、５倍などの高調波成分が含まれている。現実のモータ程度の高調波成分（３倍高調波で１０％以下）が入っていた場合でも、位相制御の観点ではほとんど影響しない。

さらに、誘起電圧と電流の位相を一致させる制御の方法について述べる。
図２５、図２６は図１の実施の形態１の動作のタイムチャートを示している。この場合も負側ＦＥＴがすべてオンの時の上記式５の関係を示したものである。図４、５に示すように相電流変化量検出部７には、負側ＦＥＴがすべてオンになる度にサンプル指令信号ＰＡが入力され、相電流変化量信号ＰＢＵ、ＰＢＶ、ＰＢＷを出力する。

図２５は、Ｕ相の相電流ＩｕがモータのＵ相誘起電圧ωΦｕより遅れている場合を示している。ここではＵ相の位相差測定に関する諸量のみ図示する。図２５において、特に図２５（Ｃ）のプロファイル波ＰＳＵの極性が負から正に変わるゼロクロス点ＺＳＵ１、ＺＳＵ２、ＺＳＵ３を通過した時点から、それぞれ３０度相当シフトした時点ＰＭ１、ＰＭ２、ＰＭ３のＵ、Ｗ相電流変化量信号ＰＢＵ、ＰＢＷが、位相差検出部１４に入力され、処理される。その他、図１に示す必要な信号が入力された位相差検出部１４でのＵ相位相差測定回路１４３０にて、図１４に示されるような手順でＵ相誘起電圧ωφｕとＵ相電流Ｉｕの位相差ＤＶＩ１、ＤＶＩ２が測定される。これをもとに進角判定回路１４９５は位相制御信号ＰＦを出力する。プロファイル波発生回路４では位相制御信号ＰＦを基に、プロファイル波信号ＰＳＵのマイナスからプラスに移行するゼロクロスより１２０度相当の時点ＰＣ１、ＰＣ２、ＰＣ３にて、プロファイル波信号ＰＳＵの位相を一定量進める処理を行う。本実施例では１２０度と定めているが、各相誘起電圧と相電流のゼロクロスの測定が終わってからであれば任意のタイミングでよい。

同様の処理を周期ごとに繰り返して、Ｕ相誘起電圧とＵ相電流の位相差がＤＶＩ１、ＤＶＩ２のように小さくなり一定量以下になると、上記の位相を進める処理を中止し、回転周期信号に相当する周期でプロファイル波信号を出力し、誘起電圧との位相差のない相電流が３相モータ２に供給されて安定運転に入る。

図２６は、Ｕ相の相電流ＩｕがモータのＵ相誘起電圧ωΦｕより進んでいる場合を示している。ここではＵ相の位相差測定に関する諸量のみ図示する。図２５と同様にＵ相誘起電圧とＵ相電流の位相差ＤＶＩが算出され、位相制御信号ＰＦが出力される。プロファイル波発生回路４では位相制御信号ＰＦを基に、プロファイル波信号ＰＳＵの１２０度相当の時点でプロファイル波信号ＰＳＵの位相を一定量遅らせる処理を行う。
同様の処理を周期ごとに繰り返して、Ｕ相誘起電圧とＵ相電流の位相差ＤＶＩが一定量以下になると、上記の位相を遅らせる処理を中止する。その後、回転周期信号に相当する周期でプロファイル波信号を出力し、誘起電圧との位相差のない相電流が３相モータ２に供給され、安定運転に入る。
以上説明した様に、誘起電圧と相電流の位相を一致させるようにプロファイル波信号の位相制御を行うことでセンサレス駆動が実現できる。

なお、本実施例ではサンプル期間ＴＰＡにおいて駆動電圧ＤＵ、ＤＶ、ＤＷを検出するとしているが、アナログ回路であればサンプルホールド回路で保持しない限り、駆動電圧ＤＵ、ＤＶ、ＤＷは常時検出されている状態となっている。式５および式６は、サンプル期間ＴＰＡにおいてのみ成立するため、相電流変化量信号および相電流信号がサンプル期間ＴＰＡ内において検出されることが必須になる。しかしこの場合でも、相電流変化量信号および相電流信号の基になる駆動電圧は、常時検出されている駆動電圧の内のサンプル期間ＴＰＡにおける値に基づいており、サンプル期間ＴＰＡにおいて駆動電圧を検出することと同じことである。
また、本実施例では相電流変化量検出信号、相電流ゼロクロス検出信号、相電流信号はいずれも３相分入力しているが、最低限必要な位相制御信号ＰＦが得られるＷ相とＵ相またはＵ相とＶ相またはＶ相とＷ相の２相分、すなわちＵ相またはＶ相またはＷ相の１相分の誘起電圧と相電流の位相ずれが測定できればよい。また、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の測定結果を進角判定回路１４９５内で平均化処理して位相制御信号ＰＦを生成してもよい。

また、本例では負側ＦＥＴに流れる総電流を測定したが、正側ＦＥＴを対象に測定し、制御してもよい。
さらに、上記の例ではプロファイル波信号ＰＳＵの１２０度にて位相の修正を行っているが、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の誘起電圧と相電流の位相ずれの測定結果が出るたびに位相制御信号ＰＦを生成しなおしてもよい。プロファイル波発生回路４の位相制御幅をその分細かくすることで、プロファイル波の位相変更によるプロファイル波の波形ひずみを小さくすることができる。その結果、位相変更時に相電流は滑らかに変化し、騒音、振動の低減が可能となる。
なお本発明の説明では、プロファイル波を基準とした位相軸を表す言葉として、場合に応じて回転角、回転角度、位相角、位相角度、位相などを使用しているが、どれも位相軸における値であり、まったく同じ意味を表している。
また図１において、相電流変化量検出部７、相電流ゼロクロス検出部８、相電流検出部９および位相差検出部１４を含むブロックは、サンプル期間設定手段に対応し、プロファイル波発生回路４は、プロファイル波生成手段に対応し、ＰＷＭ信号発生回路３は、ＰＷＭ信号生成手段に対応している。

（実施の形態２）
図２７は、本発明の実施の形態２を示す回路図である。実施の形態１との相違点は、サンプル指令信号ＰＡに同期する連続比較位相差検出部１５が用いられていることである。以下、実施の形態１との相違点に絞って説明する。
図２８は連続比較位相差検出部１５の回路図である。Ｕ相位相差測定回路１５３０、Ｖ相位相差測定回路１５６０およびＷ相位相差測定回路１５９０を含むブロックは、複数位相差検出部の一実施例である。図２８において、Ｕ相位相差測定回路１５３０内の動作について説明する。

図２９、３０は、Ｕ相位相差測定回路１５３０の回路図および動作説明図である。これらの図を用いて説明する。実施の形態１と同様に、Ｕ相プロファイル波信号ＰＳＵ、回転周期信号を受けてノコギリ波発生回路１５１１は、ノコギリ波の出力Ｐ１５Ｉを出力する。ウインドウ比較器１５１２は、Ｐ１５Ｊの電圧で表されるＨ入力とＰ１５Ｋの電圧で表されるＬ入力との間に、Ｐ１５Ｉの＋入力電圧がある場合に出力Ｐ１５Ｌがハイになる機能を持つ。Ｐ１５Ｊ、Ｐ１５Ｋを出力する基準電源１５１３、１５１４は、それぞれノコギリ波Ｐ１５Ｉのピーク・トゥー・ピーク振幅の１２分の１に、上記の所定中央値（本実施例では０）を足したものに、さらに別の所定値を加算した、あるいは減算した値で設定される。これでＵ相プロファイル波信号ＰＳＵが負から正に変わるタイミングより３０度の点を中心として、前後所定角の範囲の時間経過を作り出している。ウインドウ比較器１５１２の出力Ｐ１５Ｌとサンプル指令信号ＰＡは、ＡＮＤ回路１５１５を通り、回転位置テーブル変換回路１５０６とワンショットマルチバイブレータ１５１６に入力される。

一方、実施の形態１におけるＵ相位相差測定回路１４３０と同様に、Ｗ相電流変化量信号ＰＢＷ、Ｗ相電流信号ＰＩＷ、Ｕ相電流変化量信号ＰＢＵ、Ｕ相電流信号ＰＩＵにより、回転位置テーブル変換回路１５０６からＵ相誘起電圧位相に相当する信号Ｐ１５Ｄが出力される。サンプルホールド回路１５０７は、ワンショットマルチバイブレータの単パルス出力Ｐ１５Ｎを受けて、回転位置テーブル回路出力Ｐ１５Ｄの値を保持する。以上のプロセスにより、３０度より前後所定角の範囲内でサンプル指令信号ＰＡが入力されるたびに、サンプルホールド回路１５０７はそのときのＵ相誘起電圧位相に相当する信号を保持する。

続いて、ワンショットマルチバイブレータ１５１６の出力Ｐ１５Ｎを受けた別のワンショットマルチバイブレータ１５１７による単パルス出力Ｐ１５Ｏを受けるたびに、積算回路１５０８は、これまで積算回路１５０８自身に保持してきた値にサンプルホールド回路１５０７の出力Ｐ１５Ｅを加算して保持する。また、ＡＮＤ回路１５１５の出力Ｐ１５Ｍのパルス数をパルス計数回路１５２６がカウントし、カウント数の反比例に応じたアナログ出力Ｐ１５Ｘを可変増幅器１５０９に伝える。可変増幅器１５０９は、パルス計数回路の出力Ｐ１５Ｘに応じたゲインで積算回路１５０８の出力Ｐ１５Ｆを増幅する。可変増幅器１５０９の出力Ｐ１５Ｇは、結果として積算回路１５０８の出力Ｐ１５Ｆを、ＡＮＤ回路の出力Ｐ１５Ｍのパルス数で平均化したものとなる。さらに、単パルス出力Ｐ１５Ｏを受けた別のワンショットマルチバイブレータ１５１８の単パルス出力Ｐ１５Ｐにより、出力Ｐ１５Ｇがサンプルホールド回路１５１０で保持される。サンプルホールド回路１５１０の出力Ｐ１５Ｈは、最終的には位相３０度でのＵ相誘起電圧位相の平均値となる。なお、積算回路１５０８およびパルス計数回路１５２６は、ウインドウ比較器１５１２がローの時に不図示のリセット機構により各出力値がリセットされる。

別に、基準電源１５２０は、ノコギリ波Ｐ１５Ｉのピーク・トゥー・ピーク振幅の１２分の１に上記の所定中央値を足した値で設定される。この基準電圧Ｐ１５Ｑとノコギリ波Ｐ１５Ｉを比較器１５１９は比較し、ノコギリ波Ｐ１５Ｉが基準電圧１５２０の出力Ｐ１５Ｑを超えたときにハイとなる。比較器１５１９の出力Ｐ１５Ｒの立ち上がりを受けてワンショットマルチバイブレータ１５２１により単パルスが発生し、この単パルスによりノコギリ波発生回路１５２２がリセットされる。結果的に回転周期信号の周期で発生するノコギリ波発生回路１５２２からは、位相３０度から発生するノコギリ波Ｐ１５Ｓが生成される。この出力Ｐ１５Ｓは、加算器１５２３によりサンプルホールド回路１５１０の出力Ｐ１５Ｈと加算される。さらにこの出力Ｐ１５Ｔは、Ｕ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵの立ち上がりを検出するワンショットマルチバイブレータ１５２５の単パルスＰ１５Ｖにより、サンプルホールド回路１５２４で保持され、モータのＵ相誘起電圧とＵ相電流の位相差Ｐ１５Ｕとして検出される。

これにより、サンプル期間ＴＰＡが最大となるプロファイル波の位相で、３０度、または１５０度、２７０度の単一点での測定だけでなく、比較的サンプル期間ＴＰＡの長い３０度周辺まで広げて誘起電圧の位相の測定を複数回行うことで、ノイズ等の影響を受けにくい、より精度の高い測定が可能となる。その結果モータの誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩの測定精度が向上し、より安定なセンサレス駆動が実現できる。

（実施の形態３）
図３１に実施の形態３の位相差検出部１６を示しており、これは図１の位相差検出部１４に変えて使用される。負から正へ、正から負へ、の両方のゼロクロスを用いることにより、測定回数が増加する。これによりモータの誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩの測定精度が向上し、より安定なセンサレス駆動が実現できる。図３１においてＵ相位相差２回測定回路１６３０、Ｖ相位相差２回測定回路１６６０、Ｗ相位相差２回測定回路１６９０はまったく同じ動作を行う。また、Ｕ相位相差測定回路１６３０内のＵ相位相差測定回路Ａ １６２３は、図８の位相差測定回路１４３０と同一であり、負から正へのゼロクロスに対応した誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩを検出する。Ｕ相位相差測定回路Ａ １６２３は、上昇ゼロクロス位相差検出部の一実施例である。第１の所定位相として呼ばれるその動作タイミング位相は、図８の位相差測定回路１４３０と同じく３０度である。

一方、Ｕ相位相差測定回路Ｂ １６２６は、正から負へのゼロクロスに対応した誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩを検出する。Ｕ相位相差測定回路Ｂ １６２６は、下降ゼロクロス位相差検出部の一実施例である。第２の所定位相として呼ばれるその動作タイミング位相は、１８０度に３０度を加えた２１０度ではなく、サンプル期間ＴＰＡが極大となる２７０度である。このため、Ｕ相誘起電圧の正から負へのゼロクロスよりもＵ相電流の正から負へのゼロクロスが先行する。この関係上Ｕ相位相差測定回路Ａ １６２３とは一部回路が異なっており、Ｕ相位相差測定回路Ｂ １６２６内の誘起電圧の演算回路の基準電圧などは、２７０度にあわせて設定されている。一方でＵ相電流は、極性が正から負に変わるダウンエッジゼロクロスを位相の基準とするように設定している。Ｕ相位相差測定回路Ａ １６２３、Ｕ相位相差測定回路Ｂ １６２６の出力Ｐ１６ＭおよびＰ１６Ｎは、ゲイン０．５の加算増幅器１６２５により平均化され、信号Ｐ１６Ｇとなって出力される。加算増幅器１６２５は、平均化部の一実施例である。尚、図３１においてサンプル指令信号ＰＡの各回路への入力は、省略することができる。

図３２は、図３１のＵ相位相差測定回路Ｂの回路図である。図３２において、回転位置テーブル変換回路１６２６０６までの動作は、図８の位相差測定回路１４３０の動作と同一である。図１３中の比較器１４０９の反転入力Ｐ１４Ｆが、Ｕ相プロファイル波ＰＳＵの位相３０度を想定した電圧を持つ電源１４１３であるのに対し、図３２中の電源１６２６１３は、Ｕ相プロファイル波の２７０度を想定した電圧を発生する。これらにより、Ｕ相プロファイル波ＰＳＵが２７０度シフト時に、回転位置テーブル回路１６２６０６はＵ相誘起電圧の位相と同じ位相をもつノコギリ波を出力する。そしてワンショットマルチバイブレータ１６２６１０の出力Ｐ１６２６Ｐを受けてワンショットマルチバイブレータ１６２６１５が単パルスを発生し、これがトリガとなってサンプルホールド回路１６２６１１は、回転位置テーブル変換回路１６２６０６の出力Ｐ１６２６Ｄを保持する。サンプルホールド回路１６２６１１の出力Ｐ１６２６Ｅは、Ｕ相プロファイル波ＰＳＵが２７０度でのＵ相誘起電圧の位相を示す信号となる。

一方、ノコギリ波発生回路１６２６１４は、Ｕ相電流ゼロクロス検出信号ＰＺＵのダウンエッジを検出して回転周期信号で示される周期をもち、位相が１８０度からスタートするノコギリ波を発生する。振幅などはノコギリ波発生回路１６２６０７と同一とする。差動増幅器１６２６１７の反転入力にノコギリ波発生回路１６２６１４の出力Ｐ１６２６Ｊが入力し、非反転入力にサンプルホールド回路１６２６１１の出力Ｐ１６２６Ｅが入力されることで、差動増幅器１６２６１７はＵ相の誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩを示す信号Ｐ１６２６Ｌを出力する。サンプルホールド回路１６２６１８は、ワンショットマルチバイブレータ１６２６１６の単パルスＰ１６２６Ｎにより出力Ｐ１６２６Ｌを保持する。すなわち、Ｕ相プロファイル波ＰＳＵが２７０度でのＵ相の誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩとなる値が保持され、信号Ｐ１６２６Ｍとして出力される。

以上のように実施の形態３においては、負から正へ、正から負へ、の両方のゼロクロスを用いることにより、測定回数が増加し、モータの誘起電圧と電流の位相差ＤＶＩの測定精度が向上するとともに、より安定なセンサレス駆動が実現できる。
尚、実施の形態３では、Ｕ相プロファイル波の一周期に位相差ＤＶＩを２回測定し、その平均値を基に、Ｕ相プロファイル波の位相を制御していたが、平均化せずに位相差ＤＶＩを測定するごとにＵ相プロファイル波の位相を制御してもよい。この場合はＵ相プロファイル波の位相の制御は、Ｕ相プロファイル波の一周期当たり２回となり、より滑らかな制御が達成できる。

本発明は、３相インバータ等の多相インバータを使用したモータ駆動装置に利用できる。

本発明の実施の形態１におけるブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号発生回路の回路図である。 本発明の実施の形態１におけるサンプル指令信号生成器の回路図である。 本発明の実施の形態１における相電流変化量検出部の回路図である。 図４におけるＵ相電流変化量検出回路の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１における相電流ゼロクロス検出部の回路図である。 本発明の実施の形態１における相電流検出部の回路図である。 本発明の実施の形態１における位相差検出部の回路図である。 図８における進角判定回路のブロック図である。 図８における進角判定回路の別のブロック図である。 図９、図１０における非線形演算回路の入力−出力特性図である。 図９、図１０における非線形演算回路の別の入力−出力特性図である。 図８におけるＵ相位相差測定回路の回路図である。 図８におけるＵ相位相差測定回路の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号のタイミングチャートである。 図１５の詳細タイミングチャートである。 本発明の実施の形態１における回転角度とサンプル期間の関係図である。 本発明の実施の形態１における部分回路図である。 本発明の実施の形態１における１相の等価回路図である。 本発明の実施の形態１における誘起電圧、誘起電圧の比の関係図である。 Ｕ／Ｗ相誘起電圧の比が−０．５の場合におけるプロファイル波とＵ相誘起電圧とＷ相誘起電圧の関係図である。 Ｕ／Ｗ相誘起電圧の比が０の場合におけるプロファイル波とＵ相誘起電圧とＷ相誘起電圧の関係図である。 Ｕ／Ｗ相誘起電圧の比が１の場合におけるプロファイル波とＵ相誘起電圧とＷ相誘起電圧の関係図である。 図２０を用いてＵ相誘起電圧のゼロクロスを求めた説明図である。 本発明の実施の形態１における詳細タイミングチャートである。 本発明の実施の形態１における別の詳細タイミングチャートである。 本発明の実施の形態２におけるブロック図である。 図２７における連続比較位相差検出部の回路図である。 本発明の実施の形態３におけるＵ相位相差測定回路の回路図である。 図２９のＵ相位相差測定回路の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施の形態３における位相差検出部の回路図である。 図３１におけるＵ相位相差測定回路Ｂの回路図である。 従来におけるモータ駆動装置のブロック図である。

符号の説明

１ インバータ
２ モ−タ
３ ＰＷＭ信号発生回路
４ プロファイル波発生回路
５ 搬送波発生回路
６ サンプル指令信号生成器
７ 相電流変化量検出部
８ 相電流ゼロクロス検出部
９ 相電流検出部
１０ 直流電源
１３ スイッチング信号生成手段
１４ 位相差検出部
Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５ 正側スイッチング素子
Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６ 負側スイッチング素子
ＰＡ サンプル指令信号
ＰＢＵ、ＰＢＶ、ＰＢＷ 相電流変化量信号
ＰＺＵ、ＰＺＶ、ＰＺＷ 相電流ゼロクロス検出信号
ＰＩＵ、ＰＩＶ、ＰＩＷ 相電流信号
ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷ プロファイル波信号
ＰＦ 位相制御信号

Claims (9)

1. ｎ相（ｎは２以上の整数）モータを、ｎ相の駆動信号により駆動する装置であって、
   周期性を有し、位相の制御が可能なプロファイル波を生成するプロファイル波生成手段と、
   前記プロファイル波に従ってＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ信号に基づき、直流電源からの正極の電力供給を制御する正側スイッチング素子と、負極の電力供給を制御する負側スイッチング素子を含む回路をｎ組備え、ｎ相の駆動信号を生成するｎ相インバータと、
   前記ｎ組の正側スイッチング素子群または前記ｎ組の負側スイッチング素子群、のいずれか一方のスイッチング素子群が同時にオン状態になる期間内に、サンプル期間を設定するサンプル期間設定手段と、
   前記ｎ相モータの少なくとも一つの特定相を含む複数の相について、前記サンプル期間において前記駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて、回転により発生する誘起電圧の位相を求め、求められた誘起電圧の位相と、相電流の位相との位相差を検出する位相差検出手段とを有し、
   前記位相差に基づき、前記プロファイル波生成手段から生成される前記プロファイル波の位相を制御し、前記位相差が所定量以下になるようにすることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記位相差生成手段は、
   前記検出した駆動信号に基づいて、特定相の相電流の大きさを表す相電流信号を生成する相電流検出部と、
   前記検出した駆動信号に基づいて、特定相の相電流の変化量を表す相電流変化量信号を生成する相電流変化量検出部と、
   前記検出した駆動信号に基づいて、特定相の相電流の極性を表す相電流ゼロクロス検出信号を生成する相電流ゼロクロス検出部と、
   前記相電流信号および前記相電流変化量信号に基づいて、特定相の誘起電圧の位相を検出する一方、前記相電流ゼロクロス検出信号に基づいて、特定相の前記相電流の位相を検出し、前記誘起電圧の位相と前記相電流の位相との位相差を検出する位相差検出部とを有することを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記位相差検出手段は、
   複数相のプロファイル波において、前記位相差を検出する複数相位相差検出部と、
   前記複数相分の位相差について、平均値または最大値の値を検出する代表値化部とを有することを特徴とする、請求項１または２記載のモータ駆動装置。
4. 前記位相差検出手段は、
   前記プロファイル波の負から正へのゼロクロス点から所定位相シフトした点の近傍に含まれる複数回のサンプル期間において、前記駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて複数の前記位相差を検出し、前記複数の位相差を平均化する複数回位相差検出部を有することを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載のモータ駆動装置。
5. 前記位相差検出手段は、
   前記プロファイル波の負から正へのゼロクロス点から第１の所定位相シフトした点の近傍に含まれるサンプル期間において、前記駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて前記位相差を検出する上昇ゼロクロス位相差検出部と、
   前記プロファイル波の正から負へのゼロクロス点から第２の所定位相シフトした点の近傍に含まれるサンプル期間において、前記駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて前記位相差を検出する下降ゼロクロス位相差検出部と、
   前記上昇ゼロクロス位相差検出部で検出された位相差と、前記下降ゼロクロス位相差検出部で検出された位相差とを平均化する平均化部とを有することを特徴とする、請求項１から４のいずれかに記載のモータ駆動装置。
6. 前記プロファイル波生成手段は、前記プロファイル波の位相を一周期に複数回制御することを特徴とする、請求項１から５のいずれかに記載のモータ駆動装置。
7. 前記プロファイル波生成手段は、複数相の前記プロファイル波の位相を制御することを特徴とする、請求項１から６のいずれかに記載のモータ駆動装置。
8. 前記位相差検出手段は、
   前記プロファイル波の負から正へのゼロクロス点から３０度、１５０度または２７０度シフトした３点の内、少なくとも１点の近傍に含まれるサンプル期間において、前記駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて前記位相差を検出することを特徴とする、請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動装置。
9. ｎ相（ｎは２以上の整数）モータを、ｎ相の駆動信号により駆動する方法であって、
   周期性を有し、位相の制御が可能なプロファイル波を生成し、
   前記プロファイル波に従ってＰＷＭ信号を生成し、
   前記ＰＷＭ信号に基づき、直流電源からの正極の電力供給を制御する正側スイッチング素子と、負極の電力供給を制御する負側スイッチング素子を含む回路のｎ組分に対応してｎ相の駆動信号を生成し、
   前記ｎ組の正側スイッチング素子群または前記ｎ組の負側スイッチング素子群、のいずれか一方のスイッチング素子群が同時にオン状態になる期間内に、サンプル期間を設定し、
   前記ｎ相モータの少なくとも一つの特定相を含む複数の相について、前記サンプル期間において前記駆動信号を検出し、検出した駆動信号に基づいて、回転により発生する誘起電圧の位相を求め、求められた誘起電圧の位相と、相電流の位相との位相差を検出し、
   前記位相差に基づき前記プロファイル波の位相を制御し、前記位相差が所定量以下になるようにすることを特徴とするモータ駆動方法。
   

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