JP3072743B2 - 三相ｐｗｍ電圧発生方法 - Google Patents
三相ｐｗｍ電圧発生方法Info
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- JP3072743B2 JP3072743B2 JP02190467A JP19046790A JP3072743B2 JP 3072743 B2 JP3072743 B2 JP 3072743B2 JP 02190467 A JP02190467 A JP 02190467A JP 19046790 A JP19046790 A JP 19046790A JP 3072743 B2 JP3072743 B2 JP 3072743B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、三相インバータ装置におけるPWM電圧発生
方法に関する。
方法に関する。
（従来の技術） 従来、電圧形インバータ装置におけるPWM電圧発生方
法は、三角波状のキャリアと正弦波状の変調波とを比較
し、変調波がキャリアよりも大きいときに電圧パルスを
出力するようにしていた。これにより、略正弦波状の出
力電流が得られ、もってモータ等の負荷に所定周波数の
交流電源を供給するようになっている。
法は、三角波状のキャリアと正弦波状の変調波とを比較
し、変調波がキャリアよりも大きいときに電圧パルスを
出力するようにしていた。これにより、略正弦波状の出
力電流が得られ、もってモータ等の負荷に所定周波数の
交流電源を供給するようになっている。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上述した方法では、正弦波変調可能な
最大値以上の基本波電圧を出力する場合には、第10図に
示すように基準となる正弦波状の変調波の振幅を三角波
状のキャリアの振幅よりも大きくすることによりPWM電
圧を発生させるので、変調波のピーク値付近では連続し
て出力されることになり、出力波形の歪が大となる不具
合がある。
最大値以上の基本波電圧を出力する場合には、第10図に
示すように基準となる正弦波状の変調波の振幅を三角波
状のキャリアの振幅よりも大きくすることによりPWM電
圧を発生させるので、変調波のピーク値付近では連続し
て出力されることになり、出力波形の歪が大となる不具
合がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
は、正弦波変調可能な最大値以上の基本波電圧を出力す
る場合に、簡単な構成でありながら出力波形の歪を極め
て小とすることができる三相PWM電圧発生方法を提供す
るにある。
は、正弦波変調可能な最大値以上の基本波電圧を出力す
る場合に、簡単な構成でありながら出力波形の歪を極め
て小とすることができる三相PWM電圧発生方法を提供す
るにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明の三相PWM電圧発生方法は、指令電圧ベクトル
が与えられるとこれに応じて直流電源を三相のPWM電圧
信号に変換して出力するインバータ装置を対象とし、前
記指令電圧ベクトルが電圧ベクトル平面におけるPWM制
御可能領域外に存在するときに、その指令電圧ベクトル
をPWM制御可能領域における最も近い指令電圧ベクトル
に置き換えることにより三相のPWM電圧信号に変換して
出力するところに特徴を有する。
が与えられるとこれに応じて直流電源を三相のPWM電圧
信号に変換して出力するインバータ装置を対象とし、前
記指令電圧ベクトルが電圧ベクトル平面におけるPWM制
御可能領域外に存在するときに、その指令電圧ベクトル
をPWM制御可能領域における最も近い指令電圧ベクトル
に置き換えることにより三相のPWM電圧信号に変換して
出力するところに特徴を有する。
（作用） 本発明の三相PWM電圧発生方法によれば、指令電圧ベ
クトルとして位相指令値及び電圧指令値が与えられる
と、これに応じて電圧ベクトル平面におけるPWM制御可
能領域内の対応する基本出力ベクトルを時間比制御する
ことにより三相PWM電圧信号が発生される。そして、上
記指令電圧ベクトルがPWM制御可能領域外に存在すると
きには、その指令電圧ベクトルをPWM制御可能領域内の
最も近い指令電圧ベクトルに置き換えることにより上述
同様にして三相PWM電圧信号を発生させる。従って、こ
のような場合においても、正弦波変調可能な最大基本波
電圧以上の基本波電圧を極めて低い歪のPWM波形として
出力させることができ、しかも簡単な構成で実現でき
る。
クトルとして位相指令値及び電圧指令値が与えられる
と、これに応じて電圧ベクトル平面におけるPWM制御可
能領域内の対応する基本出力ベクトルを時間比制御する
ことにより三相PWM電圧信号が発生される。そして、上
記指令電圧ベクトルがPWM制御可能領域外に存在すると
きには、その指令電圧ベクトルをPWM制御可能領域内の
最も近い指令電圧ベクトルに置き換えることにより上述
同様にして三相PWM電圧信号を発生させる。従って、こ
のような場合においても、正弦波変調可能な最大基本波
電圧以上の基本波電圧を極めて低い歪のPWM波形として
出力させることができ、しかも簡単な構成で実現でき
る。
（実施例） 以下、本発明の第１の実施例について第１図乃至第７
図を参照しながら説明する。
図を参照しながら説明する。
まず、本実施例において対象とするインバータ装置の
構成について簡単に述べる。第２図において、インバー
タ主回路１は、主回路母線2a及び2bに６個のトランジス
タ等のスイッチング素子3u,3v,3w,3x,3y,3zが周知のブ
リッジ構成となるように接続されている。主回路母線2
a,2b間には夫々電源電圧V/2の直流電源4a,4bが直列にし
て接続されると共に、平滑用のコンデンサ５が接続され
ている。各スイッチング素子3u乃至3zにはスイッチング
制御回路６から駆動信号が与えられるようになってお
り、これに応じて負荷としてのモータ７に三相電源が供
給されるようになっている。上述のインバータ主回路１
において、各アーム1a,1b,1cのペアになったスイッチン
グ素子は、必ず何れか一方のみをオンさせるように駆動
信号を与えることから、これらのスイッチングモードの
組合せは23＝８通り存在し、これらのスイッチングモー
ドに応じて負荷の仮想中性点に対する各相の電圧は±V/
2の何れかをとることになる。そこで、インバータ装置
の出力電圧に各相の位相差を考慮して瞬時ベクトル的表
現を与えた電圧空間ベクトルのうち瞬時的に出力可能な
ものは、上記したスイッチングモードに対応させると次
のように表わせる。即ち、各相の正側のスイッチング素
子3u,3v,3wがオンであるときにSa,Sb,Scを「１」で表わ
し、負側のスイッチング素子3x,3y,3zがオンであるとき
に「０」で表わすとすると、上記した各スイッチングモ
ードに対応して（Sa,Sb,Sc）として表わされ、これらを
図示すると、第５図に実線で示すように、互いにπ/3だ
け位相が異なり、且つ大きさの等しい６個の基本出力ベ
クトルと２個のゼロベクトル（0,0,0），（1,1,1）とし
て表現できる。
構成について簡単に述べる。第２図において、インバー
タ主回路１は、主回路母線2a及び2bに６個のトランジス
タ等のスイッチング素子3u,3v,3w,3x,3y,3zが周知のブ
リッジ構成となるように接続されている。主回路母線2
a,2b間には夫々電源電圧V/2の直流電源4a,4bが直列にし
て接続されると共に、平滑用のコンデンサ５が接続され
ている。各スイッチング素子3u乃至3zにはスイッチング
制御回路６から駆動信号が与えられるようになってお
り、これに応じて負荷としてのモータ７に三相電源が供
給されるようになっている。上述のインバータ主回路１
において、各アーム1a,1b,1cのペアになったスイッチン
グ素子は、必ず何れか一方のみをオンさせるように駆動
信号を与えることから、これらのスイッチングモードの
組合せは23＝８通り存在し、これらのスイッチングモー
ドに応じて負荷の仮想中性点に対する各相の電圧は±V/
2の何れかをとることになる。そこで、インバータ装置
の出力電圧に各相の位相差を考慮して瞬時ベクトル的表
現を与えた電圧空間ベクトルのうち瞬時的に出力可能な
ものは、上記したスイッチングモードに対応させると次
のように表わせる。即ち、各相の正側のスイッチング素
子3u,3v,3wがオンであるときにSa,Sb,Scを「１」で表わ
し、負側のスイッチング素子3x,3y,3zがオンであるとき
に「０」で表わすとすると、上記した各スイッチングモ
ードに対応して（Sa,Sb,Sc）として表わされ、これらを
図示すると、第５図に実線で示すように、互いにπ/3だ
け位相が異なり、且つ大きさの等しい６個の基本出力ベ
クトルと２個のゼロベクトル（0,0,0），（1,1,1）とし
て表現できる。
さて、上記インバータ装置における各スイッチング素
子のスイッチングを制御するための三相PWM信号発生回
路８は第１図に示す構成である。位相指令値類別手段９
は、位相指令値θ＊が与えられるとこれを電気角２πを
12等分した各単位領域に類別してその類別結果を４ビッ
トの情報としてスイッチングモード決定手段10に与える
と共に、その単位領域における進み角θを算出して出力
する。スイッチングモード決定手段10は、上記位相指令
値類別手段９により類別された位相指令値θ＊が属する
単位領域に応じて２種類の互いに位相がπ/3個となる基
本出力ベクトル（電圧空間ベクトル）に対応するスイッ
チングモード及びゼロベクトルに対応するスイッチング
モードを決定するもので、原則的には第５図において位
相指令値θ＊と最も近い位相の２種類の基本出力ベクト
ルが決定される。即ち、例えば位相指令値θ＊が第５図
に示す位置にあるときには、基本出力ベクトルひいては
スイッチングモードは（1,0,0）及び（1,1,0）が決定さ
れることになる。
子のスイッチングを制御するための三相PWM信号発生回
路８は第１図に示す構成である。位相指令値類別手段９
は、位相指令値θ＊が与えられるとこれを電気角２πを
12等分した各単位領域に類別してその類別結果を４ビッ
トの情報としてスイッチングモード決定手段10に与える
と共に、その単位領域における進み角θを算出して出力
する。スイッチングモード決定手段10は、上記位相指令
値類別手段９により類別された位相指令値θ＊が属する
単位領域に応じて２種類の互いに位相がπ/3個となる基
本出力ベクトル（電圧空間ベクトル）に対応するスイッ
チングモード及びゼロベクトルに対応するスイッチング
モードを決定するもので、原則的には第５図において位
相指令値θ＊と最も近い位相の２種類の基本出力ベクト
ルが決定される。即ち、例えば位相指令値θ＊が第５図
に示す位置にあるときには、基本出力ベクトルひいては
スイッチングモードは（1,0,0）及び（1,1,0）が決定さ
れることになる。
ところで、本実施例における波形形成方式では、互い
に位相がπ/3異なる基本出力ベクトル（電圧空間ベクト
ル）とゼロベクトルとの時間比制御により任意の大きさ
及び位相の電圧空間ベクトルを出力したこととするもの
であるが、この場合、出力可能な電圧空間ベクトルは第
５図の６個の各基本出力ベクトルの先端を結んだ六角形
の内側に存在する筈である。しかし、正弦波近似を考慮
すると位相角によって最大出力可能電圧が異なるので、
基本出力ベクトルとゼロベクトルとの時間比制御により
実現できる正弦波変調の限界領域は上記六角形の内接円
の内側となる。従って、この限界領域内で、任意の電圧
空間ベクトルを実現するためには極座標系が利用でき、
対称性を考慮するとπ/6の領域だけに限って論ずること
ができる。第６図は基本出力ベクトル（1,0,0），（1,
1,0）及びゼロベクトルの部分を拡大して示したもので
ある。ここで位相指令値θ＊、電圧指令値Ｖ＊に対応す
る電圧空間ベクトルを出力させるには、基本出力ベクト
ル（1,0,0）、同（1,1,0）及びゼロベクトルの出力時間
を夫々T1,T2,T0とすると、位相指令値θ＊の進み角がθ
であるから、同図に示したような幾何学的解析により次
式を満たすべきことが明らからである。
に位相がπ/3異なる基本出力ベクトル（電圧空間ベクト
ル）とゼロベクトルとの時間比制御により任意の大きさ
及び位相の電圧空間ベクトルを出力したこととするもの
であるが、この場合、出力可能な電圧空間ベクトルは第
５図の６個の各基本出力ベクトルの先端を結んだ六角形
の内側に存在する筈である。しかし、正弦波近似を考慮
すると位相角によって最大出力可能電圧が異なるので、
基本出力ベクトルとゼロベクトルとの時間比制御により
実現できる正弦波変調の限界領域は上記六角形の内接円
の内側となる。従って、この限界領域内で、任意の電圧
空間ベクトルを実現するためには極座標系が利用でき、
対称性を考慮するとπ/6の領域だけに限って論ずること
ができる。第６図は基本出力ベクトル（1,0,0），（1,
1,0）及びゼロベクトルの部分を拡大して示したもので
ある。ここで位相指令値θ＊、電圧指令値Ｖ＊に対応す
る電圧空間ベクトルを出力させるには、基本出力ベクト
ル（1,0,0）、同（1,1,0）及びゼロベクトルの出力時間
を夫々T1,T2,T0とすると、位相指令値θ＊の進み角がθ
であるから、同図に示したような幾何学的解析により次
式を満たすべきことが明らからである。
そこで、本実施例では第１図に示すように保持時間算
出回路11を構成している。即ち、位相指令値類別手段９
からの進み角θのデータをROMテーブル12,13に入力し、
その進み角θに対応するsin（π/6±θ）を求める。そ
して、１制御周期TSWに電圧指令値Ｖ＊を乗じた値にさ
らにsin（π/6−θ）を乗じて基本出力ベクトル（1,0,
0）に対応するスイッチングモードの保持時間T1とし、
やはり１制御周期TSWに電圧指令値Ｖ＊を乗じた値にさ
らにsin（π/6＋θ）を乗じて基本出力ベクトル（1,1,
0）に対応するスイッチングモードの保持時間T2とす
る。また、これらのT1,T2を制御周期TSWから減ずること
によりゼロベクトルに対応するスイッチングモードの保
持時間T0とする。そして、保持時間算出回路11からの出
力は指令電圧ベクトル置換手段14に与えられる。
出回路11を構成している。即ち、位相指令値類別手段９
からの進み角θのデータをROMテーブル12,13に入力し、
その進み角θに対応するsin（π/6±θ）を求める。そ
して、１制御周期TSWに電圧指令値Ｖ＊を乗じた値にさ
らにsin（π/6−θ）を乗じて基本出力ベクトル（1,0,
0）に対応するスイッチングモードの保持時間T1とし、
やはり１制御周期TSWに電圧指令値Ｖ＊を乗じた値にさ
らにsin（π/6＋θ）を乗じて基本出力ベクトル（1,1,
0）に対応するスイッチングモードの保持時間T2とす
る。また、これらのT1,T2を制御周期TSWから減ずること
によりゼロベクトルに対応するスイッチングモードの保
持時間T0とする。そして、保持時間算出回路11からの出
力は指令電圧ベクトル置換手段14に与えられる。
さて、指令電圧ベクトル置換手段14は、上述のスイッ
チングモード保持時間T1,T2,T0が与えられると、後述す
るようにプログラムに従って演算を行なうことにより、
計時手段15に実際の保持時間T11,T22,T00を与えるもの
で、特に高い電圧指令値Ｖ＊が与えられた場合でもゼロ
ベクトルの保持時間T0が負の値になっているときに置換
プログラムに基づいた演算が行われる。計時手段15は、
プリセッタブルカウンタ16、スイッチ17及びＤタイプの
フリップフロップ18を備え、プリセッタブルカウンタ16
のデータ入力端子DATAにはスイッチ17の切換わりに応じ
て各保持時間T00,T11,T22が入力され、クロック端子CK
にはクロック信号fCKが入力される。そして、スイッチ1
7はプリセッタブルカウンタ16に与えられた各保持時間
の計時が完了する度に切換わって次の保持時間が入力さ
れ、フリップフロップ18は各保持時間の計時が完了する
まで該当するスイッチングモードの出力状態を保持して
インバータ装置におけるスイッチング素子のスイッチン
グ制御回路10に出力する。
チングモード保持時間T1,T2,T0が与えられると、後述す
るようにプログラムに従って演算を行なうことにより、
計時手段15に実際の保持時間T11,T22,T00を与えるもの
で、特に高い電圧指令値Ｖ＊が与えられた場合でもゼロ
ベクトルの保持時間T0が負の値になっているときに置換
プログラムに基づいた演算が行われる。計時手段15は、
プリセッタブルカウンタ16、スイッチ17及びＤタイプの
フリップフロップ18を備え、プリセッタブルカウンタ16
のデータ入力端子DATAにはスイッチ17の切換わりに応じ
て各保持時間T00,T11,T22が入力され、クロック端子CK
にはクロック信号fCKが入力される。そして、スイッチ1
7はプリセッタブルカウンタ16に与えられた各保持時間
の計時が完了する度に切換わって次の保持時間が入力さ
れ、フリップフロップ18は各保持時間の計時が完了する
まで該当するスイッチングモードの出力状態を保持して
インバータ装置におけるスイッチング素子のスイッチン
グ制御回路10に出力する。
次に、上記構成の作用について説明するに、指令電圧
ベクトルＶが存在する領域に応じて第４図に示す３つの
領域に別けて述べる。即ち、第５図にも示しているPWM
制御可能領域である領域Ｉと、領域Ｉの外側で各辺に垂
直な部分である領域IIと、これら領域Ｉ及びIIを除いた
残りの部分である領域IIIとの３つの領域である。
ベクトルＶが存在する領域に応じて第４図に示す３つの
領域に別けて述べる。即ち、第５図にも示しているPWM
制御可能領域である領域Ｉと、領域Ｉの外側で各辺に垂
直な部分である領域IIと、これら領域Ｉ及びIIを除いた
残りの部分である領域IIIとの３つの領域である。
まず、第６図に示すように、位相指令値θ＊及び電圧
指令値Ｖ＊に対応した指令電圧ベクトルＶが領域Ｉにあ
る場合つまりPWM制御可能領域内にある場合には、以下
のように動作する。位相指令値類別手段９は、そのとき
の位相指令値θ＊に応じた単位領域を類別して、スイッ
チングモード決定手段10にその類別結果を出力すると共
に、進み角θのデータを保持時間算出回路11に出力す
る。保持時間算出回路11は前述のようにして式（１）に
示した時間比を演算し、各基本出力ベクトルに対する保
持時間T1,T2,T3を指令電圧ベクトル置換手段14に与え
る。
指令値Ｖ＊に対応した指令電圧ベクトルＶが領域Ｉにあ
る場合つまりPWM制御可能領域内にある場合には、以下
のように動作する。位相指令値類別手段９は、そのとき
の位相指令値θ＊に応じた単位領域を類別して、スイッ
チングモード決定手段10にその類別結果を出力すると共
に、進み角θのデータを保持時間算出回路11に出力す
る。保持時間算出回路11は前述のようにして式（１）に
示した時間比を演算し、各基本出力ベクトルに対する保
持時間T1,T2,T3を指令電圧ベクトル置換手段14に与え
る。
指令電圧ベクトル置換手段14は、これに応じて第３図
に示すフローチャートに従ってプログラムをスタートす
る。まず、保持時間算出回路11から与えられたゼロベク
トルの保持時間T0を２で割ってその値を比較値Ａとして
記憶する（ステップS1）。次に、指令電圧ベクトル置換
手段14は、いま算出した比較値Ａがゼロ以上であるかど
うかを判断し（ステップS2）、この場合には上述のよう
に指令電圧ベクトルＶがPWM制御可能領域内にあること
から保持時間T0が正の値であるので、「YES」と判断し
てステップS3に移行する。ステップS3は、実際の保持時
間T00,T11,T22を決定するもので、この場合には、保持
時間T00として比較値Ａを２倍した値（つまり、T0に等
しい）を代入し、保持時間T11,T22にそのままT1,T2を代
入する。結果的にこの場合には、保持時間算出回路11か
らの保持時間をそのまま実際の保持時間として出力する
ことになる。このようにして、保持時間T00,T11,T22が
出力されると、計時手段15により各保持時間に対応した
時間だけスイッチング制御回路６を介してスイッチング
素子3u乃至3zに信号が与えられ、基本出力ベクトルが時
間比制御されることにより指令電圧ベクトルＶに応じた
電圧が得られる。
に示すフローチャートに従ってプログラムをスタートす
る。まず、保持時間算出回路11から与えられたゼロベク
トルの保持時間T0を２で割ってその値を比較値Ａとして
記憶する（ステップS1）。次に、指令電圧ベクトル置換
手段14は、いま算出した比較値Ａがゼロ以上であるかど
うかを判断し（ステップS2）、この場合には上述のよう
に指令電圧ベクトルＶがPWM制御可能領域内にあること
から保持時間T0が正の値であるので、「YES」と判断し
てステップS3に移行する。ステップS3は、実際の保持時
間T00,T11,T22を決定するもので、この場合には、保持
時間T00として比較値Ａを２倍した値（つまり、T0に等
しい）を代入し、保持時間T11,T22にそのままT1,T2を代
入する。結果的にこの場合には、保持時間算出回路11か
らの保持時間をそのまま実際の保持時間として出力する
ことになる。このようにして、保持時間T00,T11,T22が
出力されると、計時手段15により各保持時間に対応した
時間だけスイッチング制御回路６を介してスイッチング
素子3u乃至3zに信号が与えられ、基本出力ベクトルが時
間比制御されることにより指令電圧ベクトルＶに応じた
電圧が得られる。
さて、指令電圧ベクトルＶが領域IIにある場合つまり
PWM制御可能領域の外にあるときには、次のように動作
する。まず、この場合には、保持時間算出回路11により
前述同様にして式（１）に従って保持時間T0,T1,T2を算
出すると、ゼロベクトルの保持時間T0が負の値になる。
第７図はこのような場合の指令電圧ベクトルＶの軌跡を
破線ｌで示すもので、いま指令電圧ベクトルＶが基本出
力ベクトル（1,0,0）を含んだπ/6の位相領域にあると
類別された場合の図である。第６図と比較してもわかる
ように、式（１）に示す比に従ってゼロベクトルの保持
時間T0を計算すると実際には有り得ない負の値となって
しまう。指令電圧ベクトル置換手段14は、このような負
の保持時間T0が与えられると、ステップS2で「NO」と判
断してステップS4に移行する。ここで指令電圧ベクトル
置換手段14は、保持時間算出手段11から与えられた保持
時間T2にステップS1で算出した比較値Ａを加算して比較
値Ｂとする。ここで、比較値Ａは負の値となっているの
で、比較値Ｂは保持時間T2よりも小さな値となる。続い
て、ステップS4で比較値Ｂがゼロ以上であるかどうかを
判断し、この場合には正であることから「YES」と判断
してステップS5に移行する。これは、比較値Ｂにより、
指令電圧ベクトルＶが領域II（第４図参照）に存在する
ことを判別したのである。そして、ステップS5において
は、比較値Ｂを実際の保持時間T22とすると共に、保持
時間T11にはT1に比較値Ａを加算した値を代入し、ゼロ
ベクトルの保持時間T00をゼロとする。これにより、指
令電圧ベクトルＶを補正指令電圧ベクトルＶ′（第７図
参照）に置換したのである。上述の過程の物理的な意味
としては、ゼロベクトルの保持時間T0を２等分して夫々
保持時間T1,T2から減じることにより、指令電圧ベクト
ルＶを、PWM制御可能領域の境界を示す辺ｍに下ろした
垂線と交差する点Ｐに移動させ、最も近いPWM制御可能
な指令電圧ベクトルＶ′に置換したのである。
PWM制御可能領域の外にあるときには、次のように動作
する。まず、この場合には、保持時間算出回路11により
前述同様にして式（１）に従って保持時間T0,T1,T2を算
出すると、ゼロベクトルの保持時間T0が負の値になる。
第７図はこのような場合の指令電圧ベクトルＶの軌跡を
破線ｌで示すもので、いま指令電圧ベクトルＶが基本出
力ベクトル（1,0,0）を含んだπ/6の位相領域にあると
類別された場合の図である。第６図と比較してもわかる
ように、式（１）に示す比に従ってゼロベクトルの保持
時間T0を計算すると実際には有り得ない負の値となって
しまう。指令電圧ベクトル置換手段14は、このような負
の保持時間T0が与えられると、ステップS2で「NO」と判
断してステップS4に移行する。ここで指令電圧ベクトル
置換手段14は、保持時間算出手段11から与えられた保持
時間T2にステップS1で算出した比較値Ａを加算して比較
値Ｂとする。ここで、比較値Ａは負の値となっているの
で、比較値Ｂは保持時間T2よりも小さな値となる。続い
て、ステップS4で比較値Ｂがゼロ以上であるかどうかを
判断し、この場合には正であることから「YES」と判断
してステップS5に移行する。これは、比較値Ｂにより、
指令電圧ベクトルＶが領域II（第４図参照）に存在する
ことを判別したのである。そして、ステップS5において
は、比較値Ｂを実際の保持時間T22とすると共に、保持
時間T11にはT1に比較値Ａを加算した値を代入し、ゼロ
ベクトルの保持時間T00をゼロとする。これにより、指
令電圧ベクトルＶを補正指令電圧ベクトルＶ′（第７図
参照）に置換したのである。上述の過程の物理的な意味
としては、ゼロベクトルの保持時間T0を２等分して夫々
保持時間T1,T2から減じることにより、指令電圧ベクト
ルＶを、PWM制御可能領域の境界を示す辺ｍに下ろした
垂線と交差する点Ｐに移動させ、最も近いPWM制御可能
な指令電圧ベクトルＶ′に置換したのである。
次に、上述のステップS4で「NO」と判断されたとき、
即ち、指令電圧ベクトルＶが領域IIIに存在するときに
は、ステップS6に移行して保持時間T11を制御周期TSWと
し、保持時間T22及びT00をゼロとする。これにより、指
令電圧ベクトルＶが領域IIIにあるときには、全て基本
出力ベクトルで代用することにより、最も近い指令電圧
ベクトルＶ″（図示せず）に置換するのである。
即ち、指令電圧ベクトルＶが領域IIIに存在するときに
は、ステップS6に移行して保持時間T11を制御周期TSWと
し、保持時間T22及びT00をゼロとする。これにより、指
令電圧ベクトルＶが領域IIIにあるときには、全て基本
出力ベクトルで代用することにより、最も近い指令電圧
ベクトルＶ″（図示せず）に置換するのである。
以上の結果、第７図に示す指令電圧ベクトルＶが与え
られているときには、インバータ装置に対して、PWM制
御可能領域の縁部に沿った最も近い指令電圧ベクトル
Ｖ′に置換して出力することにより、歪を最小に抑制し
た出力電圧を得ることができる。
られているときには、インバータ装置に対して、PWM制
御可能領域の縁部に沿った最も近い指令電圧ベクトル
Ｖ′に置換して出力することにより、歪を最小に抑制し
た出力電圧を得ることができる。
第８図は本発明の第２の実施例を示すもので、第１の
実施例における保持時間算出回路11の一部分と指令電圧
ベクトル置換手段14との機能を果たすように論理回路で
構成された指令電圧ベクトル置換手段19を示している。
尚、本実施例においては各入力データはパラレル10ビッ
トのデジタルデータで処理するものとする。
実施例における保持時間算出回路11の一部分と指令電圧
ベクトル置換手段14との機能を果たすように論理回路で
構成された指令電圧ベクトル置換手段19を示している。
尚、本実施例においては各入力データはパラレル10ビッ
トのデジタルデータで処理するものとする。
この第８図において、加算器20は保持時間T1及びT2を
加算して減算器21に減算値として与える。減算器21は制
御周期TSWから加算器20からの減算値を減算してアンド
回路22及び23に出力する。減算器21は符号判定端子CY1
を有し、減算結果が負の値となる場合に「Ｈ」レベルの
判定信号を出力するようになっており、この判定信号は
アンド回路22の他方の入力端子に与えられると共に反転
器24を介してアンド回路23の地方の入力端子に与えられ
る。アンド回路23の出力は実際のゼロベクトルの保持時
間T00とされる。減算器25は、アンド回路22の出力が与
えられると共にアンド回路22の出力を２分割する分割器
26を介して減算値が与えられ、減算結果を加算器27に出
力する。加算器27は減算器25の出力と保持時間T1とを加
算して出力する。加算器28は、分割器26の出力と保持時
間T2とを加算してアンド回路29に与える。また、加算器
28は符号判定端子CY2を有し、加算結果が負の値となる
場合に「Ｌ」レベルの判定信号をアンド回路29の他方の
入力端子に与える。そして、アンド回路29の出力は実際
の保持時間T22とされる。切換スイッチ30は、常には加
算器27の出力を実際の保持時間T11とし、加算器28から
「Ｌ」レベルの判定信号が出力されているときに保持時
間T11を制御周期TSWとするようになっている。
加算して減算器21に減算値として与える。減算器21は制
御周期TSWから加算器20からの減算値を減算してアンド
回路22及び23に出力する。減算器21は符号判定端子CY1
を有し、減算結果が負の値となる場合に「Ｈ」レベルの
判定信号を出力するようになっており、この判定信号は
アンド回路22の他方の入力端子に与えられると共に反転
器24を介してアンド回路23の地方の入力端子に与えられ
る。アンド回路23の出力は実際のゼロベクトルの保持時
間T00とされる。減算器25は、アンド回路22の出力が与
えられると共にアンド回路22の出力を２分割する分割器
26を介して減算値が与えられ、減算結果を加算器27に出
力する。加算器27は減算器25の出力と保持時間T1とを加
算して出力する。加算器28は、分割器26の出力と保持時
間T2とを加算してアンド回路29に与える。また、加算器
28は符号判定端子CY2を有し、加算結果が負の値となる
場合に「Ｌ」レベルの判定信号をアンド回路29の他方の
入力端子に与える。そして、アンド回路29の出力は実際
の保持時間T22とされる。切換スイッチ30は、常には加
算器27の出力を実際の保持時間T11とし、加算器28から
「Ｌ」レベルの判定信号が出力されているときに保持時
間T11を制御周期TSWとするようになっている。
上記構成によれば、指令電圧ベクトルＶの存在する領
域に応じて以下のように動作する。
域に応じて以下のように動作する。
まず、指令電圧ベクトルＶが領域Ｉにあるときには、
減算器21において、加算器20から与えられる加算結果
（T1＋T2）を制御周期TSWから減算した結果T0（＝TSW−
T1−T2）は負でないことにより、判定信号は「Ｌ」レベ
ルとなる。これにより、アンド回路23の出力即ち減算器
21の減算結果T0が保持時間T00として出力される。ま
た、このときアンド回路22は減算器21の判定信号が
「Ｌ」レベルであることから出力が遮断され、加算器2
7,28への入力はゼロとなる。加算器28の出力はそのまま
T2（＞０）がアンド回路29を介して保持時間T22として
出力される。一方、加算器27の出力もそのままT1が切換
スイッチ30に与えられ、このときアンド回路28の判定信
号が「Ｌ」レベルであることから、切換スイッチ30から
は保持時間T11としてそのままT1が出力される。
減算器21において、加算器20から与えられる加算結果
（T1＋T2）を制御周期TSWから減算した結果T0（＝TSW−
T1−T2）は負でないことにより、判定信号は「Ｌ」レベ
ルとなる。これにより、アンド回路23の出力即ち減算器
21の減算結果T0が保持時間T00として出力される。ま
た、このときアンド回路22は減算器21の判定信号が
「Ｌ」レベルであることから出力が遮断され、加算器2
7,28への入力はゼロとなる。加算器28の出力はそのまま
T2（＞０）がアンド回路29を介して保持時間T22として
出力される。一方、加算器27の出力もそのままT1が切換
スイッチ30に与えられ、このときアンド回路28の判定信
号が「Ｌ」レベルであることから、切換スイッチ30から
は保持時間T11としてそのままT1が出力される。
次に、指令電圧ベクトルＶが領域IIにあるときには、
上述同様にして減算器21により減算するとその結果が負
となることにより、アンド回路23の出力は遮断され、ゼ
ロベクトルの保持時間T00はゼロとなり、アンド回路22
から負の減算結果（T0）が出力される。これにより、加
算器27はT1にT0/2を加算した結果を出力し、加算器28は
T2にT0/2を加算した結果を出力するようになる。このと
き加算器28の出力は負でないことによりそのまま保持時
間T22として出力され、加算器27の出力は切換スイッチ3
0を介して保持時間T11として出力される。
上述同様にして減算器21により減算するとその結果が負
となることにより、アンド回路23の出力は遮断され、ゼ
ロベクトルの保持時間T00はゼロとなり、アンド回路22
から負の減算結果（T0）が出力される。これにより、加
算器27はT1にT0/2を加算した結果を出力し、加算器28は
T2にT0/2を加算した結果を出力するようになる。このと
き加算器28の出力は負でないことによりそのまま保持時
間T22として出力され、加算器27の出力は切換スイッチ3
0を介して保持時間T11として出力される。
さらに、指令電圧ベクトルＶが領域IIIにあるときに
は、上述の加算器28の加算結果が負の値となることによ
り、アンド回路29の出力を遮断すると共に、判定信号が
「Ｌ」レベルとなって切換スイッチ30を切換える。この
結果、保持時間T11を制御周期TSWとし、保持時間T00及
びT11をゼロとして出力するようになる。
は、上述の加算器28の加算結果が負の値となることによ
り、アンド回路29の出力を遮断すると共に、判定信号が
「Ｌ」レベルとなって切換スイッチ30を切換える。この
結果、保持時間T11を制御周期TSWとし、保持時間T00及
びT11をゼロとして出力するようになる。
従って、第２の実施例によっても第１の実施例とまっ
たく同様の作用効果が得られる。
たく同様の作用効果が得られる。
さて、第９図（ａ），（ｂ）は上記第１或は第２の実
施例によって得られるインバータ装置の出力をシミュレ
ーションによって算出した波形図で、三相誘導電動機で
同一負荷トルクを与えたときの相電流を比較しており、
同図（ａ）が従来方式によるもので同図（ｂ）が本発明
の実施例によるものである。この結果からもわかるよう
に、両者を比較すると本発明の実施例による方が電流ピ
ーク値及び電流実効値が小さいことがわかる。これは、
電動機内部の発生磁束が基本波出力電圧が高いことによ
り、少ない電流でトルクを発生させることになり、トル
ク効率が高くなっていることがわかる。
施例によって得られるインバータ装置の出力をシミュレ
ーションによって算出した波形図で、三相誘導電動機で
同一負荷トルクを与えたときの相電流を比較しており、
同図（ａ）が従来方式によるもので同図（ｂ）が本発明
の実施例によるものである。この結果からもわかるよう
に、両者を比較すると本発明の実施例による方が電流ピ
ーク値及び電流実効値が小さいことがわかる。これは、
電動機内部の発生磁束が基本波出力電圧が高いことによ
り、少ない電流でトルクを発生させることになり、トル
ク効率が高くなっていることがわかる。
尚、上記各実施例においては、特に開ループ制御のイ
ンバータ装置に適用した場合について説明したが、電流
制御を施したインバータ装置においても適用できること
は勿論であり、その場合には高い電流追従性能が得られ
ることになる。
ンバータ装置に適用した場合について説明したが、電流
制御を施したインバータ装置においても適用できること
は勿論であり、その場合には高い電流追従性能が得られ
ることになる。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明の三相PWM電圧発生方法
によれば、指令電圧ベクトルがPWM制御可能領域外に存
在するときに、その指令電圧ベクトルをPWM制御可能領
域における最も近い指令電圧ベクトルに置き換えるよう
にしたので、簡単な構成で正弦波変調可能な最大基本波
電圧以上の基本波電圧を極めて低い歪のPWM波形として
出力させることができるという優れた効果を奏する。
によれば、指令電圧ベクトルがPWM制御可能領域外に存
在するときに、その指令電圧ベクトルをPWM制御可能領
域における最も近い指令電圧ベクトルに置き換えるよう
にしたので、簡単な構成で正弦波変調可能な最大基本波
電圧以上の基本波電圧を極めて低い歪のPWM波形として
出力させることができるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】 第１図乃至第７図は本発明の第１の実施例を示し、第１
図は三相PWM信号発生回路のブロック図、第２図はイン
バータ装置の電気的構成図、第３図は指令電圧ベクトル
置換プログラムのフローチャート、第４図は指令電圧ベ
クトルの存在領域を区分する説明図、第５図は電圧空間
ベクトルのベクトル図、第６図は一部の領域のみを拡大
して示す電圧空間ベクトルのベクトル図、第７図は指令
電圧ベクトルがPWM制御可能領域外にあるときの第６図
相当図であり、第８図は本発明の第２の実施例を示す第
１図相当図であり、第９図（ａ），（ｂ）は出力電流を
シミュレーションにより算出した波形図である。第10図
は従来例の不具合を説明するための波形図である。 図面中、１はインバータ主回路、3u,3v,3w,3x,3y,3zは
スイッチング素子、６はスイッチング制御回路、７はモ
ータ、８は三相PWM信号発生回路、９は位相指令値類別
手段、10はスイッチングモード決定手段、11は保持時間
算出回路、14,19は指令電圧ベクトル置換手段、15は計
時手段、16はプリセッタブルカウンタ、17はスイッチ、
18はフリップフロップである。
図は三相PWM信号発生回路のブロック図、第２図はイン
バータ装置の電気的構成図、第３図は指令電圧ベクトル
置換プログラムのフローチャート、第４図は指令電圧ベ
クトルの存在領域を区分する説明図、第５図は電圧空間
ベクトルのベクトル図、第６図は一部の領域のみを拡大
して示す電圧空間ベクトルのベクトル図、第７図は指令
電圧ベクトルがPWM制御可能領域外にあるときの第６図
相当図であり、第８図は本発明の第２の実施例を示す第
１図相当図であり、第９図（ａ），（ｂ）は出力電流を
シミュレーションにより算出した波形図である。第10図
は従来例の不具合を説明するための波形図である。 図面中、１はインバータ主回路、3u,3v,3w,3x,3y,3zは
スイッチング素子、６はスイッチング制御回路、７はモ
ータ、８は三相PWM信号発生回路、９は位相指令値類別
手段、10はスイッチングモード決定手段、11は保持時間
算出回路、14,19は指令電圧ベクトル置換手段、15は計
時手段、16はプリセッタブルカウンタ、17はスイッチ、
18はフリップフロップである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 7/00
Claims (1)
- 【請求項１】指令電圧ベクトルが与えられるとこれに応
じて直流電源を三相のPWM電圧信号に変換して出力する
インバータ装置において、前記指令電圧ベクトルが電圧
ベクトル平面におけるPWM制御可能領域外に存在すると
きに、その指令電圧ベクトルをPWM制御可能領域におけ
る最も近い指令電圧ベクトルに置き換えることにより三
相のPWM電圧信号に変換して出力することを特徴とする
三相PWM電圧発生方法。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02190467A JP3072743B2 (ja) | 1990-07-20 | 1990-07-20 | 三相ｐｗｍ電圧発生方法 |
| DE69127664T DE69127664T2 (de) | 1990-07-20 | 1991-07-19 | Vorrichtung zur Erzeugung eines dreiphasigen PWM-Signals für Wechselrichter |
| EP96100898A EP0713285B1 (en) | 1990-07-20 | 1991-07-19 | Three-phase PWM signal generating device for inverters |
| DE69130809T DE69130809T2 (de) | 1990-07-20 | 1991-07-19 | Vorrichtung zur Erzeugung eines dreiphasigen PWM-Signals für Wechselrichter |
| US07/732,837 US5182701A (en) | 1990-07-20 | 1991-07-19 | Three-phase pwm inverter providing an improved output sinusoidal waveform |
| EP91306578A EP0467694B1 (en) | 1990-07-20 | 1991-07-19 | Three-phase PWM signal generating device for inverters |
| CN91105777A CN1022962C (zh) | 1990-07-20 | 1991-07-20 | 变换器装置的pwm信号发生电路 |
| KR1019910012458A KR960016607B1 (ko) | 1990-07-20 | 1991-07-20 | 인버터 장치의 pwm 신호발생회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02190467A JP3072743B2 (ja) | 1990-07-20 | 1990-07-20 | 三相ｐｗｍ電圧発生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0479791A JPH0479791A (ja) | 1992-03-13 |
| JP3072743B2 true JP3072743B2 (ja) | 2000-08-07 |
Family
ID=16258601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02190467A Expired - Lifetime JP3072743B2 (ja) | 1990-07-20 | 1990-07-20 | 三相ｐｗｍ電圧発生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3072743B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6065307B2 (ja) * | 2012-08-20 | 2017-01-25 | 国立大学法人 名古屋工業大学 | インバータのｐｗｍ電圧発生装置 |
| JP7126212B2 (ja) * | 2020-02-19 | 2022-08-26 | 有限会社ワイエスデイ | 駆動装置、変調波レゾルバ装置、及び変調波レゾルバ装置の駆動方法 |
-
1990
- 1990-07-20 JP JP02190467A patent/JP3072743B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0479791A (ja) | 1992-03-13 |
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