JPS60190170A - 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 - Google Patents
正弦波ｐｗｍ波形発生装置Info
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- JPS60190170A JPS60190170A JP59044380A JP4438084A JPS60190170A JP S60190170 A JPS60190170 A JP S60190170A JP 59044380 A JP59044380 A JP 59044380A JP 4438084 A JP4438084 A JP 4438084A JP S60190170 A JPS60190170 A JP S60190170A
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
- H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、インバータの正弦波ＰＷＭ（パルス幅変貼゛
！Ｉ）方式制御装置に係わシ、特にディジタル制御によ
る正弦波ＰＷＭ波形発生装置に関する。
！Ｉ）方式制御装置に係わシ、特にディジタル制御によ
る正弦波ＰＷＭ波形発生装置に関する。
（従来技術と問題点）
従来から正弦波ＰＷＭ波形は第１図に示すようなアナロ
グ力式によシ作成されている。角周波数指令ω０に比９
：１シた周波数で一足振幅の正弦波信号を正弦波発振器
１に得ると共に、信号ω０に比例し正弦波のｎ倍周波数
の三角波（搬送波）信号を三角波発振器２に得、制御率
（出力電圧）指令μ（μ≦１）を正弦波信号に乗算する
乗ｎ器３の出力と三角波信号との振幅比較するコンパレ
ータ４の出力に正弦波ＰＷＭ波形を得る。この従来方式
テハコンパレータ４によってアナログの三角波と正弦波
ケ比較してパルス幅が決定されるため、Ｄ コア ハレ
ータラ構成するアンプのオフセット等の影響によって制
御率μの低い領域では電圧誤差が大きくなる。また、極
低周波の指令ω。に対して正弦波発振器１ｔＩｃＦｉ！
１度良い正弦波を発生するのが難しくなるし大型高価な
回路要素を必要とする。
グ力式によシ作成されている。角周波数指令ω０に比９
：１シた周波数で一足振幅の正弦波信号を正弦波発振器
１に得ると共に、信号ω０に比例し正弦波のｎ倍周波数
の三角波（搬送波）信号を三角波発振器２に得、制御率
（出力電圧）指令μ（μ≦１）を正弦波信号に乗算する
乗ｎ器３の出力と三角波信号との振幅比較するコンパレ
ータ４の出力に正弦波ＰＷＭ波形を得る。この従来方式
テハコンパレータ４によってアナログの三角波と正弦波
ケ比較してパルス幅が決定されるため、Ｄ コア ハレ
ータラ構成するアンプのオフセット等の影響によって制
御率μの低い領域では電圧誤差が大きくなる。また、極
低周波の指令ω。に対して正弦波発振器１ｔＩｃＦｉ！
１度良い正弦波を発生するのが難しくなるし大型高価な
回路要素を必要とする。
（発明の目的）
本発明の目的は、高範囲の周波数、 Ｉｌｉ制御率に渡
って高精度の正弦波ｐｗＭｔＩｆＬ形？！−得ることが
できしかも比較的低コストの構成になる正弦波ＰＷＭ波
形発生装置を提供するにある。
って高精度の正弦波ｐｗＭｔＩｆＬ形？！−得ることが
できしかも比較的低コストの構成になる正弦波ＰＷＭ波
形発生装置を提供するにある。
（発明の概要）
本発明は正弦波ＰＷＭ波形のパターンデータ全ディジタ
ル量として予めデータ確保しておき、制御率及び角周波
数指令に応じて該データケディジタル的に調整し、この
調整データからディジタル化したゲート回路によりて正
弦波ＰＷＭ波形のインバーク電圧信号を得ることを特徴
とする。
ル量として予めデータ確保しておき、制御率及び角周波
数指令に応じて該データケディジタル的に調整し、この
調整データからディジタル化したゲート回路によりて正
弦波ＰＷＭ波形のインバーク電圧信号を得ることを特徴
とする。
（実施例）
第２図は本発明の一実施例を示すブロック図である。パ
ルスパターン発生手段５は基準制御率としての制御率μ
＝１及び基準周波数ωＢでかつ正弦波に同期したＰＷＭ
波形パルスパターンテーデーｎを搬送波パルス数Ｐに応
じて発生する。この手段５は例えはＲＯＭで構成され、
パルス数Ｐに応じたパターンデータθｎｉデータテーブ
ルとしてその読出しをするように構成される。パターン
データ切換手段６は角周波数指令ω。に応じてパターン
データθｎ’ｚ切換えて取出す。このパターンデータ切
換えは角周波数指令０）ｏ の高低に応じて適当なパル
ス数Ｐを設定するためのものである。
ルスパターン発生手段５は基準制御率としての制御率μ
＝１及び基準周波数ωＢでかつ正弦波に同期したＰＷＭ
波形パルスパターンテーデーｎを搬送波パルス数Ｐに応
じて発生する。この手段５は例えはＲＯＭで構成され、
パルス数Ｐに応じたパターンデータθｎｉデータテーブ
ルとしてその読出しをするように構成される。パターン
データ切換手段６は角周波数指令ω。に応じてパターン
データθｎ’ｚ切換えて取出す。このパターンデータ切
換えは角周波数指令０）ｏ の高低に応じて適当なパル
ス数Ｐを設定するためのものである。
ＰＷＭ波形演算回路７は切換手段６を通して与えらレル
パターンデータθｎ ｆｔｔｌｉｌｌ （Ｑｉｌ ’Ｋ
Ａμ及び０１０ Ｋ応じて調整し、この調整したデータ
θｘ（＝μ・θ１１）ｉＰＷＭ波形形成のためのデータ
として出ブノする。
パターンデータθｎ ｆｔｔｌｉｌｌ （Ｑｉｌ ’Ｋ
Ａμ及び０１０ Ｋ応じて調整し、この調整したデータ
θｘ（＝μ・θ１１）ｉＰＷＭ波形形成のためのデータ
として出ブノする。
この演算回路７は例えば手段５，６と共にマイクロコン
ピュータ化して実現される。ゲート回路８は演算回路７
からのデータに従って各相ａ、ｂ。
ピュータ化して実現される。ゲート回路８は演算回路７
からのデータに従って各相ａ、ｂ。
ＣのＰＷＭ波形電圧信号ｅａ、ｅｂ、ｅＣを得る０電圧
形インバータ９は電圧信号ｅａ、ｅｂ、ｅ０に従って誘
導電動機１０にＰＷＭ波形の一次電圧を供給する。以下
、各部５〜８を具体的に説明する０パルスパタ一ン発生
手段５における正弦波ノくルスバターン及びその演算に
よるＰＷＭ波形データの抽出については、第３図によっ
て説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝９の場合ケ示
し、同図（ａ）に示すように基準角周波数ＯＲＨの正弦
波ＳＩＮωＢｔ の半周期に正負９個の搬送波としての
三角波Ｃを同期させたＰＷＭ波形は同図（ｂ）に示すよ
うになる。このＰＷＭ波形のパルスパターンデータとし
て三角波Ｃの零点Ｐ１〜Ｐ１８ から正弦波と三角波Ｃ
の交点までの角度θｎ （ｎ＝ ｉ〜２Ｐ）を数値とし
て記憶しておく。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎に
グループ分けして夫々テーブル化しておく。ここで、パ
ルス数Ｐとしては完全同期式等パルス正弦波ＰＷＭ方式
とするためにＰ＝６ｍ＋３（ｍ＝０，１，２・・・・・
・、Ｋ）としてＫｉ類のものとする。
形インバータ９は電圧信号ｅａ、ｅｂ、ｅ０に従って誘
導電動機１０にＰＷＭ波形の一次電圧を供給する。以下
、各部５〜８を具体的に説明する０パルスパタ一ン発生
手段５における正弦波ノくルスバターン及びその演算に
よるＰＷＭ波形データの抽出については、第３図によっ
て説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝９の場合ケ示
し、同図（ａ）に示すように基準角周波数ＯＲＨの正弦
波ＳＩＮωＢｔ の半周期に正負９個の搬送波としての
三角波Ｃを同期させたＰＷＭ波形は同図（ｂ）に示すよ
うになる。このＰＷＭ波形のパルスパターンデータとし
て三角波Ｃの零点Ｐ１〜Ｐ１８ から正弦波と三角波Ｃ
の交点までの角度θｎ （ｎ＝ ｉ〜２Ｐ）を数値とし
て記憶しておく。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎に
グループ分けして夫々テーブル化しておく。ここで、パ
ルス数Ｐとしては完全同期式等パルス正弦波ＰＷＭ方式
とするためにＰ＝６ｍ＋３（ｍ＝０，１，２・・・・・
・、Ｋ）としてＫｉ類のものとする。
上記パターンデータθｎは実際に必要なパターンと異な
シ、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
Ｘ とは異なるが、これは次の計算によってめられる。
シ、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
Ｘ とは異なるが、これは次の計算によってめられる。
制御率μによる角度ａｎの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θＸとしてめられる。
する角度θＸとしてめられる。
θＸ＝μ・θｎ ・・・・・・・・・・・・・・・（１
）そして、ＴθＸ は三角波Ｃの周期θＴ とすると、
次の表中の式からめられる。
）そして、ＴθＸ は三角波Ｃの周期θＴ とすると、
次の表中の式からめられる。
また、第３図から三角波の傾斜が正の場合に角度Ｔθエ
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθエ 区間
がローレベルになると規定することで実際のＰＷＭ波形
のパターンデータ全行ることができる。
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθエ 区間
がローレベルになると規定することで実際のＰＷＭ波形
のパターンデータ全行ることができる。
従って、制御率μ＝１のパターンデータθｎを各パルス
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換手段６に
よって角周波数ω。に応じたパルス数Ｐのデータθｎを
選択し、演算回路７によって制御率μに対する前記式の
演算及び前記表に従った角度Ｔ０ｘへの変換演算（Ｔｅ
ｘのハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω０
による実時間データへの変換によって実際のＰＷＭ波形
形成のだめのパターンデータを得ることができる。ω０
による実時間データｔＸへの変換は角度データＴθＸに
対して の演算でめられる。
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換手段６に
よって角周波数ω。に応じたパルス数Ｐのデータθｎを
選択し、演算回路７によって制御率μに対する前記式の
演算及び前記表に従った角度Ｔ０ｘへの変換演算（Ｔｅ
ｘのハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω０
による実時間データへの変換によって実際のＰＷＭ波形
形成のだめのパターンデータを得ることができる。ω０
による実時間データｔＸへの変換は角度データＴθＸに
対して の演算でめられる。
なお、上述までは１相分のみのパターンデータについて
示すが、上記データラッチのものθＸＡとすると、ｂ相
、Ｃ相のデータθｘｂ、θ工。は夫々が１２０°遅れた
位相にあることから、θｎについてｉ２０’分遅れた点
のデータをピックアップすることでめられるし、Ｃ相は θｘｃ＝（θｘａ＋θｘｂ） ・・・・・・・・・・・
（３）からめることもできる。
示すが、上記データラッチのものθＸＡとすると、ｂ相
、Ｃ相のデータθｘｂ、θ工。は夫々が１２０°遅れた
位相にあることから、θｎについてｉ２０’分遅れた点
のデータをピックアップすることでめられるし、Ｃ相は θｘｃ＝（θｘａ＋θｘｂ） ・・・・・・・・・・・
（３）からめることもできる。
次に、ゲート回路８は第４図に示す構成にされる。同図
は演算回路７としてのマイクロコンピュータ７Ａとのバ
ス結合構成で示す。プログラマブルタイマ１１はカウン
タタイマ’Ｉ’ｌｌと単安定マルチパイプレークＴ１２
で構成され、タイマ’Ｉ’ｌｌにはバス７Ｂを介して三
角波Ｃの周期θＴのｖ２に相当する数値Ｔ／２ ｄＥプ
リセットされ、この数値をりＣツクＣＬＫの周期を持っ
てカウントダウンすることで三角波Ｃの半周期θＴ／２
毎に１発のパルス出力を得、このパルスをクロックＣＬ
Ｋ’！に持って同期した入力とするマルチパイプレーク
Ｔ１２に三角波Ｃの半周期毎のタイ署１ング信号ｔｌｌ
を得る。こりタイミング信号ｔｌｌは第５図に示すよう
に、三色波Ｃの正負頂点のタイミングに合わされる。
は演算回路７としてのマイクロコンピュータ７Ａとのバ
ス結合構成で示す。プログラマブルタイマ１１はカウン
タタイマ’Ｉ’ｌｌと単安定マルチパイプレークＴ１２
で構成され、タイマ’Ｉ’ｌｌにはバス７Ｂを介して三
角波Ｃの周期θＴのｖ２に相当する数値Ｔ／２ ｄＥプ
リセットされ、この数値をりＣツクＣＬＫの周期を持っ
てカウントダウンすることで三角波Ｃの半周期θＴ／２
毎に１発のパルス出力を得、このパルスをクロックＣＬ
Ｋ’！に持って同期した入力とするマルチパイプレーク
Ｔ１２に三角波Ｃの半周期毎のタイ署１ング信号ｔｌｌ
を得る。こりタイミング信号ｔｌｌは第５図に示すよう
に、三色波Ｃの正負頂点のタイミングに合わされる。
三角波傾斜状態ラッチ回路１２は、２つのＤ型フリップ
フロップＦＦ１ 、 ＦＦ２の縦続接続にされ、フリッ
プフロップＦＦＩにはコンピュータ７Ａから三角波の傾
斜状態データＤｏ （傾斜が正のときｌ １１、負のと
き１０１）が書込み指令ＷＲによって与えられ、フリッ
プフロップＦＦ２にはＦＦｌのＱ出力がタイマ１１のタ
イミング信号ｔｌｌで取込まれる。従って、ラッチ回路
１２の出力Ｄ１２は第５図に示すように三角波Ｃの傾斜
正期間と負期間を−・イレペルとローレベルに対応づけ
た信号になる。
フロップＦＦ１ 、 ＦＦ２の縦続接続にされ、フリッ
プフロップＦＦＩにはコンピュータ７Ａから三角波の傾
斜状態データＤｏ （傾斜が正のときｌ １１、負のと
き１０１）が書込み指令ＷＲによって与えられ、フリッ
プフロップＦＦ２にはＦＦｌのＱ出力がタイマ１１のタ
イミング信号ｔｌｌで取込まれる。従って、ラッチ回路
１２の出力Ｄ１２は第５図に示すように三角波Ｃの傾斜
正期間と負期間を−・イレペルとローレベルに対応づけ
た信号になる。
プログラマブルタイマ１３は各相ａ ＋、 ｂ 、 ｃ
に対応づけたカウンタタイマＴ１３．Ｔｌヰ１Ｔ１５（
７″−タラツチを含む）を有し、コンピュータ７Ａから
各相銀に三角波頂点からの角度’ｒ９ｘに相当するデー
タｔｘ （前述の（３）式）がプリセットされる。この
プリセットは予めコンピュータからデータラッチに与え
るデータ全タイミング信号ｔｌｌでカウンタに移すこと
で行なわれ、該プリセット値ｔｘｋクロックＣＬＫで計
数する期間だけ論理１１１の出力を得る。第５図にはタ
イマ１３のａ相用出力Ｔａを示す０従って）プログラマ
ブルタイ−ｆ１３は、三角波の頂点から正弦波との交点
までの時間幅の信号Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃを各相について出
力する。
に対応づけたカウンタタイマＴ１３．Ｔｌヰ１Ｔ１５（
７″−タラツチを含む）を有し、コンピュータ７Ａから
各相銀に三角波頂点からの角度’ｒ９ｘに相当するデー
タｔｘ （前述の（３）式）がプリセットされる。この
プリセットは予めコンピュータからデータラッチに与え
るデータ全タイミング信号ｔｌｌでカウンタに移すこと
で行なわれ、該プリセット値ｔｘｋクロックＣＬＫで計
数する期間だけ論理１１１の出力を得る。第５図にはタ
イマ１３のａ相用出力Ｔａを示す０従って）プログラマ
ブルタイ−ｆ１３は、三角波の頂点から正弦波との交点
までの時間幅の信号Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃを各相について出
力する。
とれまでの制御手段とコンピュータ７Ａとのデータ授受
はタイミング信号ｔｌｌをコンピュータ７Ａへの割込み
信号ｌＮＴＲ０として与えることで実行される。
はタイミング信号ｔｌｌをコンピュータ７Ａへの割込み
信号ｌＮＴＲ０として与えることで実行される。
ロジック部１４はランチ回路１２の出力Ｄ１２とタイマ
１３の出力Ｔ ａ 、 Ｔ ｂ 、 Ｔ ｃ ”ｊら名
札ａ、ｂ、ｃのＰ Ｗ Ｍ 波形ｅａ＋６ｔ）＋ｅＣ′
ｆｃ形成する。例えばＣ相については第５図を参照して
説明すると、タイマ１３の出力Ｔａとラッチ回路１２の
出力Ｄ１２との論理積をグー）Ｃ１で取ることで傾斜正
期間で三角ｉｒｌ頂点から正弦波との交点までの幅奮持
っ信号Ｅａ＋’（ｃ得、インバータＧ２に得る出力Ｔａ
の反転伝号と出力部との論理積をグー）（ｌで取ること
で傾斜負期間で三角ｅ、頂点から正弦波との交点までの
幅を持つ信号Ｅａ−を得、これら両信号Ｅａ十とＥａ−
の論理和をゲートＧＩＩ ′Ｌ″取ることでａ相ＰＷＭ
波形ｅ１．を得る。まプＣゲートＧ５によりてｅａの反
転信号ｅＢ′に得る。νＩ」ち、Ｃ相については論理式
で表わすと、次の式になる。
１３の出力Ｔ ａ 、 Ｔ ｂ 、 Ｔ ｃ ”ｊら名
札ａ、ｂ、ｃのＰ Ｗ Ｍ 波形ｅａ＋６ｔ）＋ｅＣ′
ｆｃ形成する。例えばＣ相については第５図を参照して
説明すると、タイマ１３の出力Ｔａとラッチ回路１２の
出力Ｄ１２との論理積をグー）Ｃ１で取ることで傾斜正
期間で三角ｉｒｌ頂点から正弦波との交点までの幅奮持
っ信号Ｅａ＋’（ｃ得、インバータＧ２に得る出力Ｔａ
の反転伝号と出力部との論理積をグー）（ｌで取ること
で傾斜負期間で三角ｅ、頂点から正弦波との交点までの
幅を持つ信号Ｅａ−を得、これら両信号Ｅａ十とＥａ−
の論理和をゲートＧＩＩ ′Ｌ″取ることでａ相ＰＷＭ
波形ｅ１．を得る。まプＣゲートＧ５によりてｅａの反
転信号ｅＢ′に得る。νＩ」ち、Ｃ相については論理式
で表わすと、次の式になる。
同様に、ｂ相、Ｃ相については次の式になる。
以上のとお）、ゲート回路８には三角波の半周期Ｔ／２
毎に各和実時間データＴｘ ｆ与えることで各相ａ、ｂ
、ｃのＰＷＭ波形の電圧信号ｅ８．ｅｂ＊ＱＣｋ得るこ
とができ、信号ｅ Ｂ 、 ｅ ｌ） 、 ｅ ｅのエ
ンベロープ周波数（インバータ運転周波数）ｆｏは になる。
毎に各和実時間データＴｘ ｆ与えることで各相ａ、ｂ
、ｃのＰＷＭ波形の電圧信号ｅ８．ｅｂ＊ＱＣｋ得るこ
とができ、信号ｅ Ｂ 、 ｅ ｌ） 、 ｅ ｅのエ
ンベロープ周波数（インバータ運転周波数）ｆｏは になる。
そして、パターンデータθｎの呼出しをＰ＝９ではθ１
．θ２．θ３・・１・０１ｇの順にするとき？ｃ １’
；ｉ動機の正相回転方向とすると、該呼出しを逆にθ１
１１１ ＋ ’１７・・・・・ θ２．θ１．θＩＢ
することで電動機を逆相回転させることができる。従っ
て電動機の正逆回転切換えは演算回路７におけるデー〃
θｎの呼出し方向を切換えることで容易に実現され、例
えば第５図でθうの時点で正逆切換えには呼出しを次の
ように０５の呼出し時点から逆方向に呼出すことで行な
われる。
．θ２．θ３・・１・０１ｇの順にするとき？ｃ １’
；ｉ動機の正相回転方向とすると、該呼出しを逆にθ１
１１１ ＋ ’１７・・・・・ θ２．θ１．θＩＢ
することで電動機を逆相回転させることができる。従っ
て電動機の正逆回転切換えは演算回路７におけるデー〃
θｎの呼出し方向を切換えることで容易に実現され、例
えば第５図でθうの時点で正逆切換えには呼出しを次の
ように０５の呼出し時点から逆方向に呼出すことで行な
われる。
θ１→θ２→θ３→θ２→θ１→θ１８即ち、１−タθ
ｎの呼出しに前回のｎがｎ。１ｄとすると、 ｎ＝ｎＱｌｄ＋１ ・・・・・川・・・・・・・ （８
１でｎを設定すれに正転になるし、 ｎ＝ｎｏｌｄ −１……………川 （９）で逆転になる
。
ｎの呼出しに前回のｎがｎ。１ｄとすると、 ｎ＝ｎＱｌｄ＋１ ・・・・・川・・・・・・・ （８
１でｎを設定すれに正転になるし、 ｎ＝ｎｏｌｄ −１……………川 （９）で逆転になる
。
次に、演算回路７における周波数ω。変更に伴う搬送波
パルス数Ｐの切換えについて、データθｎの呼出し処理
を説明する。本実施例では完全同期式等パルス正弦波Ｐ
ＷＭ刀式とするため、−次局波数指令ω。の全範囲で搬
送波Ｃの周波数（バルス数Ｐ）をほぼ一定の割合にする
ためにパルス数ｐｆ切換える。このパルス数Ｐの切換え
に際し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の番号を
同じ番号ｎ又はｎ＋１（正転時）又はｎ−１（逆転時）
とすると、切換前後のパルス数Ｐが変っていることから
電圧佃号ｅａ＋ｅｂ＋ｅ（！に大きな位相変化及びパル
ス幅変化が現われ、これによりトルクリップル等が発生
する場合がある。この不都合を無くすために、演算回路
７は切換え時に呼出し番号ｎには次式の演算結果から決
定する。
パルス数Ｐの切換えについて、データθｎの呼出し処理
を説明する。本実施例では完全同期式等パルス正弦波Ｐ
ＷＭ刀式とするため、−次局波数指令ω。の全範囲で搬
送波Ｃの周波数（バルス数Ｐ）をほぼ一定の割合にする
ためにパルス数ｐｆ切換える。このパルス数Ｐの切換え
に際し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の番号を
同じ番号ｎ又はｎ＋１（正転時）又はｎ−１（逆転時）
とすると、切換前後のパルス数Ｐが変っていることから
電圧佃号ｅａ＋ｅｂ＋ｅ（！に大きな位相変化及びパル
ス幅変化が現われ、これによりトルクリップル等が発生
する場合がある。この不都合を無くすために、演算回路
７は切換え時に呼出し番号ｎには次式の演算結果から決
定する。
ここで、Ｐｎｅｗは切換後のパルス数、Ｐｏ１ｄは切換
前のパルス数、ｎｎｅｗはパルス数Ｐ ｎｅｗでの呼出
し番号、ｎｏｌｄはパルス数Ｐ ｏｌｄでの呼出し番号
である。また、α〔式中、Ｐｎｅｖ、ｒ／Ｐｏ１ｄでの
端数は小数点以下で四捨五入する。
前のパルス数、ｎｎｅｗはパルス数Ｐ ｎｅｗでの呼出
し番号、ｎｏｌｄはパルス数Ｐ ｏｌｄでの呼出し番号
である。また、α〔式中、Ｐｎｅｖ、ｒ／Ｐｏ１ｄでの
端数は小数点以下で四捨五入する。
こうした演算によシ、切換えに伴う位相変化を最小にす
ることができる。例えは、Ｐ＝１５からＰ＝９に切換え
る場合、夫々の三角波の呼出し番号Ｐｌ−Ｐｔｇ 、
ＰＨ〜Ｐ３０ と正弦波の関係を第６図に示すように、
切換前のｎ ＝ ５とすると、前述の０１式から ｎ ｎｅＷ ”’ ５ Ｘ ” ３ ５ となり、Ｐ＝１５の５番目の位相（正弦波に対する）は
Ｐ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。
ることができる。例えは、Ｐ＝１５からＰ＝９に切換え
る場合、夫々の三角波の呼出し番号Ｐｌ−Ｐｔｇ 、
ＰＨ〜Ｐ３０ と正弦波の関係を第６図に示すように、
切換前のｎ ＝ ５とすると、前述の０１式から ｎ ｎｅＷ ”’ ５ Ｘ ” ３ ５ となり、Ｐ＝１５の５番目の位相（正弦波に対する）は
Ｐ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。
この場合、パターンデータθｎの呼出し順は正転の場合
では のようになる。
では のようになる。
以上までのｔ［ｉ１４御態様から、演算回路７を中心と
する制御フローはマイクロコンピュータ構成では第７図
に示すようになる。
する制御フローはマイクロコンピュータ構成では第７図
に示すようになる。
（発明の効果）
以上のとおシ、本発明によれば、制御率μ及び角周波数
ω。の指令値からＰＷＭ波形を得るのに、層重周波数ω
Ｂに対するＰＷＭ波形パターンデータをテーブル化して
ＲＯＭ等のパターン発生器に記憶しておき、このパター
ン発生器から得るパターンデータを制御率μ、角周波数
に応じた演算をすることで所期のＰＷＭ波形データを得
るため、演界処理？＠単にしながら高ｎ度高速度のＰＷ
Ｍ制御を可能にする。また、同期酸等パルスＰＷＭ力式
でパルス数Ｐを角周波数ω。に応じて切換えるのに、パ
ターンデータを各パルス数に応じて用意しておき、その
パターン切換えでしかも位相変化の少ない切換えを可能
にして広い範囲に渡る低トルクリップル、高精度の可変
速制御を容易にする。また、正逆転制御にはテーブルデ
ータの呼出し順の切換えで済み、連続的にしかも容易に
正逆転制御を可能にし四象現運転を可能にする。また、
パルス数切換えに位相変化が少なくなシ、トルクリップ
ル等を抑制できる。
ω。の指令値からＰＷＭ波形を得るのに、層重周波数ω
Ｂに対するＰＷＭ波形パターンデータをテーブル化して
ＲＯＭ等のパターン発生器に記憶しておき、このパター
ン発生器から得るパターンデータを制御率μ、角周波数
に応じた演算をすることで所期のＰＷＭ波形データを得
るため、演界処理？＠単にしながら高ｎ度高速度のＰＷ
Ｍ制御を可能にする。また、同期酸等パルスＰＷＭ力式
でパルス数Ｐを角周波数ω。に応じて切換えるのに、パ
ターンデータを各パルス数に応じて用意しておき、その
パターン切換えでしかも位相変化の少ない切換えを可能
にして広い範囲に渡る低トルクリップル、高精度の可変
速制御を容易にする。また、正逆転制御にはテーブルデ
ータの呼出し順の切換えで済み、連続的にしかも容易に
正逆転制御を可能にし四象現運転を可能にする。また、
パルス数切換えに位相変化が少なくなシ、トルクリップ
ル等を抑制できる。
第１図は従来の正弦波ＰＷＭ波形発生装置の概略図、第
２商は本発明の一実施例を示す１０７２図、第３図は本
発明におけるパルスパターンデータを示す波形図、第４
図はＭ−，２図におけるゲート回路８の一実施例を示す
回路面、ａ！５図はゲート回路８の動作説明のだめの波
形図、第６図はパルス数切換えの動作説明のだめの波形
図、第７図は演算回１ｉｓｋ中心とする制御フローチャ
ートである。 ５・・・パルスパターン発生手段、６・・・パターンデ
ータ切換手段、７・・・ＰＷＭ波形演算回路、７Ａ・・
・マイクロコンピュータ、８・・・ゲート回路、９・・
・電圧形インバータ、１０・・・ｄ導電動機、１１・・
・フログラマプルタイマ、１２・・・三角波傾斜状態ラ
ンチ回路、１３・・・フログラマプルタイマ、１４・・
・ロジック部。 第１−、（ 第２図
２商は本発明の一実施例を示す１０７２図、第３図は本
発明におけるパルスパターンデータを示す波形図、第４
図はＭ−，２図におけるゲート回路８の一実施例を示す
回路面、ａ！５図はゲート回路８の動作説明のだめの波
形図、第６図はパルス数切換えの動作説明のだめの波形
図、第７図は演算回１ｉｓｋ中心とする制御フローチャ
ートである。 ５・・・パルスパターン発生手段、６・・・パターンデ
ータ切換手段、７・・・ＰＷＭ波形演算回路、７Ａ・・
・マイクロコンピュータ、８・・・ゲート回路、９・・
・電圧形インバータ、１０・・・ｄ導電動機、１１・・
・フログラマプルタイマ、１２・・・三角波傾斜状態ラ
ンチ回路、１３・・・フログラマプルタイマ、１４・・
・ロジック部。 第１−、（ 第２図
Claims (6)
- （１）基準角周波数の正弦波でかつ基準制御率で正弦波
に同期したディジタル量のＰＷＭ波形波形パルスパター
ンメータ生するパルスパターン発生手段と、上記パター
ンデータを制御量及び出力角周波の指令に応じて調整す
るＰＷＭｔｆＬ形演算手段と、この演算手段の出力デー
タに従ってインバータ各相のＰＷＭ波形波形倍圧信号る
ゲート回路とを備えたことを特徴とする正弦波ＰＷＭ波
形発生装置。 - （２） 上記パルスパターン発生手段は搬送波パルス数
毎にＰＷＭ波形波形パルスパターンデー光生し、上記演
算手段は角周波数指令に応じて上記パターンデータのう
ちの１つのグループを選択して調整演算する構成にじた
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の正弦波Ｐ
ＷＭ波形発生装置。 - （３） 上記演算手段はパターンデータから順次呼出さ
れるｆ−タ（θｎ）を制御率に比例したデータとしてめ
、該データを搬送波谷周期の基準点からの角度データと
してめ、この角度データを角周波数指令に応じて実時間
データとしてめる演算手段にしたことを特徴とする特許
請求の範囲第１項又は第２項記載の正弦波ＰＷＭ波形発
生装置。 - （４） 上記演算手段は呼出すデータ（θｎ）の順序を
正逆に切換えることでＰＷＭｉ形篭圧形量圧信号転を正
逆に調整することを特徴とする特許請求の範囲第１項乃
主第３項のうちのいずれか１項に記載の正弦波ＰＷＭ波
形発生装置。 - （５） 上記演算手段は搬送波パルス数の切換え時にデ
ータ（ｏｎ）の呼出し番号（ｎ）ｋ次式但し、ＰｎｅＷ
は切換後のパルス数、ＰＯｌｄは切換前のパルス数、ｎ
ｌ、。７はパルス数Ｐ ｎｅｗでの呼出し番号、ｎｏｌ
ｄはパルス数Ｐ ｏｌｄでの呼出し番号。 に従って決定することを特徴とする特許請求の範囲第１
項乃至第４項記載のうちのいずれか１項に記載の正弦波
ＰＷＭ波形発生装置。 - （６） 上記ゲート回路は、上記演算手段から与えられ
る搬送派生周期データ（Ｔ／２）から半周期クイミンダ
信号を発生する第１のプログラマブルクイマと、上口己
演算手段から与えられる搬送波の正負傾斜状態データを
上記半周期タイミング信号に向ｊｒ’Ｊして−・イレベ
ルとａ−レベルに対応させて発生する搬送波傾斜状態ラ
ッチ回路と、上記演算手段から与えられる上記実時間デ
ータを上記半周期タイミング信号に同期して各相パルス
幅信号として得る第２のプログラマブルクイマと、上記
ラッチ回路の出力と第２のプログラマブルタイマ出力と
から各相のＰＷＭ波形電圧信号を得るロジック部とから
成ること全特徴とする％ｒｒｒ 請求の範囲第１項乃至
第５項のうちのいずれか１項に記載の正弦波ＰＷＭ波形
発生装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044380A JPH0775474B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 |
| DE8585102483T DE3573497D1 (de) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| EP85102483A EP0157202B1 (en) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| KR1019850001452A KR940001571B1 (ko) | 1984-03-08 | 1985-03-07 | 디지탈 pwm 펄스 발생기 |
| US06/709,580 US4617675A (en) | 1984-03-08 | 1985-03-08 | Digital PWMed pulse generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044380A JPH0775474B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190170A true JPS60190170A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0775474B2 JPH0775474B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=12689894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59044380A Expired - Lifetime JPH0775474B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0775474B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6455078A (en) * | 1987-08-26 | 1989-03-02 | Fuji Electric Co Ltd | Feeding system using three-phase multiple pwm inverter |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5846871A (ja) * | 1981-09-12 | 1983-03-18 | Nippon Electric Ind Co Ltd | インバ−タ制御回路 |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP59044380A patent/JPH0775474B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5846871A (ja) * | 1981-09-12 | 1983-03-18 | Nippon Electric Ind Co Ltd | インバ−タ制御回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6455078A (en) * | 1987-08-26 | 1989-03-02 | Fuji Electric Co Ltd | Feeding system using three-phase multiple pwm inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0775474B2 (ja) | 1995-08-09 |
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