JPS60190181A - 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置Info
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- H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置に係わ
り、特にディジタル制御による非干渉演算と座標変換及
び正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）波形発生装置に関する
。
り、特にディジタル制御による非干渉演算と座標変換及
び正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）波形発生装置に関する
。
近年、誘導電動機の連応性全向上する制御方式として、
電動機の一次電流全励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次上ｆｆｌベクトルを常に直交させる
ことで直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制
御方式が提案されている。
電動機の一次電流全励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次上ｆｆｌベクトルを常に直交させる
ことで直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制
御方式が提案されている。
しかし、実際に使用する電力変換装置にパルス幅変調（
ＰＷＭ）方式インバータなどの電圧形インバータを使′
用すると、−次′牡流を制御すると言っても電圧が操作
量となるため、周波数を高くした高速運転時に設定通り
の一次電、流が流れなくなって応答性が悪くなり、精度
良い可変速制御が難しくなる問題があった。
ＰＷＭ）方式インバータなどの電圧形インバータを使′
用すると、−次′牡流を制御すると言っても電圧が操作
量となるため、周波数を高くした高速運転時に設定通り
の一次電、流が流れなくなって応答性が悪くなり、精度
良い可変速制御が難しくなる問題があった。
改良された装置として、電！ｖ＊の一次電圧制御に二次
磁束分と二次電流分との間の互いの干渉分音キャンセル
できる非干渉ベクトル制御方式を本願出願人は既に提某
している（％願昭５８−３９４３４号）。
磁束分と二次電流分との間の互いの干渉分音キャンセル
できる非干渉ベクトル制御方式を本願出願人は既に提某
している（％願昭５８−３９４３４号）。
このベクトル制御方式による非干渉演算、 １］’Ｑ圧
演算、及びＰＷＭ波形発生（（アナログ演算を使用する
制御方法のｆ−ｃめ、演算精度に問題があるし、精度の
良い広範囲の町変速運転金難しくする。
演算、及びＰＷＭ波形発生（（アナログ演算を使用する
制御方法のｆ−ｃめ、演算精度に問題があるし、精度の
良い広範囲の町変速運転金難しくする。
（発明の目的）
本発明の目的は、マイクロフンピユータ等によるディジ
タル制御によるベクトル制御を容易にして高精度、高範
囲の可変速運転を可能にした非干渉ベクトル制御装置を
提供するにある。
タル制御によるベクトル制御を容易にして高精度、高範
囲の可変速運転を可能にした非干渉ベクトル制御装置を
提供するにある。
（発明の概ｇ）
本発明は、非干渉演算を含めてディジタル処理によって
二次磁束と二次電流を直交させるインバータ正弦波ＰＷ
Ｍ電圧制御信号を得るようにし、同期回転浮標上で演算
されたα−β相−次電圧デイジタル信号ｅ１ａ、ｅｐか
ら極咥標変侯したティジタル信号を正弦波ＰＷＭ波形演
算するのに該波形のパターンデータを使ったディジタル
処理によって行ない、この処理データからディジタル化
したゲート回路によって正弦波ＰＷＭ波形のインバータ
電圧制御信号金得ることを特徴とする。
二次磁束と二次電流を直交させるインバータ正弦波ＰＷ
Ｍ電圧制御信号を得るようにし、同期回転浮標上で演算
されたα−β相−次電圧デイジタル信号ｅ１ａ、ｅｐか
ら極咥標変侯したティジタル信号を正弦波ＰＷＭ波形演
算するのに該波形のパターンデータを使ったディジタル
処理によって行ない、この処理データからディジタル化
したゲート回路によって正弦波ＰＷＭ波形のインバータ
電圧制御信号金得ることを特徴とする。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。′
電圧形インバータ１の出力音一次電圧とする誘導電動機
２を可変速ベクトル制御するのに、速度設定になる角周
波数設定値ωｒにパルスピックアップ３及ｒ）−周波数
一電圧変換器４から得る電動機速度検出信号ω。と全突
合わせ、この偏差を比例積分演算する速度制御増幅器５
の出力全電動機２の二次電流に相当する一次霜、流のβ
軸成分１１βとして得る。一方、ｔＭＥＩＩ磯２の二次
磁束に相当する一次電流のα軸成分１１． が設定され
る。
電圧形インバータ１の出力音一次電圧とする誘導電動機
２を可変速ベクトル制御するのに、速度設定になる角周
波数設定値ωｒにパルスピックアップ３及ｒ）−周波数
一電圧変換器４から得る電動機速度検出信号ω。と全突
合わせ、この偏差を比例積分演算する速度制御増幅器５
の出力全電動機２の二次電流に相当する一次霜、流のβ
軸成分１１βとして得る。一方、ｔＭＥＩＩ磯２の二次
磁束に相当する一次電流のα軸成分１１． が設定され
る。
換言すれば電１ｋｌＩ機２全−次電圧制御で速度制御す
るのに、該−次電圧に同期して回転するα、β軸を持つ
二相電圧ｅＩＣｔ、ｅ１βを設定し、α軸を電動機二次
磁束に定めると二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束
を直交させ、この二相電圧ｅ１（１＋ｅ１βに対して電
動機の等価回路から一次電流のα軸。
るのに、該−次電圧に同期して回転するα、β軸を持つ
二相電圧ｅＩＣｔ、ｅ１βを設定し、α軸を電動機二次
磁束に定めると二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束
を直交させ、この二相電圧ｅ１（１＋ｅ１βに対して電
動機の等価回路から一次電流のα軸。
β軸成分’１（ＸＩＦβを設定することになる。そして
、磁束設定に相当するα軸電流成分’１１（１＊に固定
にしておき、電流に相当するβ軸電流１１βを顔、４整
することで二次′＠流と磁束を直交させながら速度制御
することになる。
、磁束設定に相当するα軸電流成分’１１（１＊に固定
にしておき、電流に相当するβ軸電流１１βを顔、４整
することで二次′＠流と磁束を直交させながら速度制御
することになる。
非干渉演ｎ部６は、α軸−次電流設定値１１゜とβ軸−
次電流指令１１βとに従ってα−β軸の一次電圧ｅ１ａ
、ｅ１βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした非
干渉演算全する。この演算式は次の式にされる。
次電流指令１１βとに従ってα−β軸の一次電圧ｅ１ａ
、ｅ１βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした非
干渉演算全する。この演算式は次の式にされる。
ここで、ｒｌ は市動機−次抵抗、ω０ は角周波数指
令（インバータ運転同波数）、Ｌσは等側副れインダク
タンス、”１ は−次インダクタンスである。上式は、
二次磁束設定のためには電流１１βによる＋ＬσωＯｉ
ｌβ 分の干渉がある１ζめ該干渉外を１’１ｊ１ｃｔ
から引算し、二次電流設定には′電流１１ヶによる一ω
ＯＩ’１ｉ１４ｚ分の干渉があるため該干渉外をｒ１１
１βに加えるという非干渉演算をすること全意味する。
令（インバータ運転同波数）、Ｌσは等側副れインダク
タンス、”１ は−次インダクタンスである。上式は、
二次磁束設定のためには電流１１βによる＋ＬσωＯｉ
ｌβ 分の干渉がある１ζめ該干渉外を１’１ｊ１ｃｔ
から引算し、二次電流設定には′電流１１ヶによる一ω
ＯＩ’１ｉ１４ｚ分の干渉があるため該干渉外をｒ１１
１βに加えるという非干渉演算をすること全意味する。
座扮変侯肺フは一次電圧８１ヶ、ｅ１βから極座標デー
タに変換する。この変換は第２図に示す関係から次式の
ようになる。
タに変換する。この変換は第２図に示す関係から次式の
ようになる。
ぐ＝ＩＥ）イ ・・・・・・（２）
／Ｅｆ＝ｔ／−司狂ｉ７・・・・・・（３）Φ−ｊ ａ
ｎ ’ ｅ ｌβ ０．１０９．（４）８１α ＰＷＭ波形演算計８は電圧ベクトルＶの極座標信号ＩＥ
１．Φから三相固定軸の電圧ｅ ａ ＋ ｅ ｂ＋ ｅ
ｃに相当する信号’ｉＰＷＭ波形処理したデータとし
てめる。なお、電圧ｅ ａ 、 ｅ ｂ、 ｅ ｃと極
座標信号との関係は第２図から明らかなように、 ｅａ＝１ＥＩＣＯ８０ｐ ｅ ０＝：Ｅｌｃ ｏ ｓ （θｐ＋２−．）となる。
ｎ ’ ｅ ｌβ ０．１０９．（４）８１α ＰＷＭ波形演算計８は電圧ベクトルＶの極座標信号ＩＥ
１．Φから三相固定軸の電圧ｅ ａ ＋ ｅ ｂ＋ ｅ
ｃに相当する信号’ｉＰＷＭ波形処理したデータとし
てめる。なお、電圧ｅ ａ 、 ｅ ｂ、 ｅ ｃと極
座標信号との関係は第２図から明らかなように、 ｅａ＝１ＥＩＣＯ８０ｐ ｅ ０＝：Ｅｌｃ ｏ ｓ （θｐ＋２−．）となる。
ここで、θｐはａ和動と′ｒ６圧ベクトルＶのなす角度
であり、α−β軸は角１司波数ω で回転することから
定常状態ではθｐ＝ω。ｔとなる。
であり、α−β軸は角１司波数ω で回転することから
定常状態ではθｐ＝ω。ｔとなる。
しかし、トルク変動又は変更で電圧ｅ１ａ、１βが変化
すると、位相Φが変るため、この変化分がθ。
すると、位相Φが変るため、この変化分がθ。
に影響し、次式になる。
θｐ＝ωｏｔ＋φ ・・・・・・（６）φけディジタル
演算では１サンプル期間の位相変化量であり、φ＝Φｏ
ｌｄ−Φｎｅｗとなる。ただし、Φｏｌｄは上記（４）
式での１サンプル前の位相であり、Φｎｅｗ”現サンプ
ル時の位相である。
演算では１サンプル期間の位相変化量であり、φ＝Φｏ
ｌｄ−Φｎｅｗとなる。ただし、Φｏｌｄは上記（４）
式での１サンプル前の位相であり、Φｎｅｗ”現サンプ
ル時の位相である。
ゲート回路９は、演算部８がらデータに従って実際の各
相インバータ電圧ｅ ａ 、 ｅ ｂ、 ｅ ０のＰＶ
ｔ７Ｍ波形を得、この電圧に従ってインバータ１のスイ
ッチ素子をオン、オフ制御する。パルスパターン発生ｉ
ｔｏ及ｒ％パターンデータ切換師１１は後に詳細に説明
するように演算＠８での演算に必要なＰＷＭパターンデ
ータ全与える。
相インバータ電圧ｅ ａ 、 ｅ ｂ、 ｅ ０のＰＶ
ｔ７Ｍ波形を得、この電圧に従ってインバータ１のスイ
ッチ素子をオン、オフ制御する。パルスパターン発生ｉ
ｔｏ及ｒ％パターンデータ切換師１１は後に詳細に説明
するように演算＠８での演算に必要なＰＷＭパターンデ
ータ全与える。
これら各部６〜１１は、ディジタル処理を行ない、ケー
ト回Ｎ９’ｅ除いた各部を例えばマイクロコンピユー、
９にして必要な演算全プログラムに従って行なうことが
できる。このため、電流１ｔａ、ｉｐ及び角周波数ω０
の入力Ｖｃはサンプリングとアナログ−ディジタル変
換したディジタル量として取込む。
ト回Ｎ９’ｅ除いた各部を例えばマイクロコンピユー、
９にして必要な演算全プログラムに従って行なうことが
できる。このため、電流１ｔａ、ｉｐ及び角周波数ω０
の入力Ｖｃはサンプリングとアナログ−ディジタル変
換したディジタル量として取込む。
すべり周波数演算回路１２は磁束電流設定信号、＊
１１ｃｔと二次電流指令１１βとがらすべり周波数ω８
全求める。この演算は次式（７） に従って行なわれる。ここで、τ２は二次インダクタン
スＬ２ と二次抵抗ｒ２ の比Ｌ２／ｒ２にされる。
全求める。この演算は次式（７） に従って行なわれる。ここで、τ２は二次インダクタン
スＬ２ と二次抵抗ｒ２ の比Ｌ２／ｒ２にされる。
この演算回路１２のすベシ醐波数ω８ 出力は加算器１
３で変換器４の速度検出信号ω。出力と加算されて角内
波数ω がめられる。なお、これら回路１２ 、１３も
含めて各部６〜ｌｌｋディジタル処理する場合には変換
器４はカウンタ構成になるし増幅器５の演算もディジタ
ル演算にし、４，５，１２１則全マスタ側マイクロフン
ピユータとしてシーケンス制御、故障診断などの処理を
させる。
３で変換器４の速度検出信号ω。出力と加算されて角内
波数ω がめられる。なお、これら回路１２ 、１３も
含めて各部６〜ｌｌｋディジタル処理する場合には変換
器４はカウンタ構成になるし増幅器５の演算もディジタ
ル演算にし、４，５，１２１則全マスタ側マイクロフン
ピユータとしてシーケンス制御、故障診断などの処理を
させる。
次に、三相′電圧信号ｅ ａ ＋ ｅ ｂ＋ ｅ ｃの
償ｑ処理を各＆ｌ！８〜１１ヲ中心にして以下に詳細に
説明する。
償ｑ処理を各＆ｌ！８〜１１ヲ中心にして以下に詳細に
説明する。
パルスパターン発生師１０は基準制御率としてのｆｌｉ
ｌＪ ｍ率μｍ１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦波に
同期したＰＷＭ波形波形パルスパターンデータケ搬送波
パルス数Ｐ（正弦波半周期間）に応じて発生する。この
パターン発生肺１０は例えばＲＯＭで構成され、パルス
数Ｐに応じたパターンデータをデータテーブルとしてそ
の読出しをするように構成される。パターンデータ切換
都１１は角同彼政指令ω０ に応じてパターンデータθ
ｎ′（ｆ−切換えて取出す。このパターンデータ切換え
は信用波数指令ω０の高低に応じて適当なパルス数Ｐｉ
設定するためのものである。ＰＷＭ波形演算＠８は切換
部１１全通して与えられるパターンデータθｎ全制御率
μ及びω０に応じて調整し、この調整したデータθＸ（
＝μ、θｎ）−ｆＰＷＭ波形形成のためのデータとして
出力する。ここで、制御率μは電圧ＩＥ＋のデータとイ
ンバータ１の直流電圧Ｅｄｃｉ用いて次式で単位化する
。
ｌＪ ｍ率μｍ１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦波に
同期したＰＷＭ波形波形パルスパターンデータケ搬送波
パルス数Ｐ（正弦波半周期間）に応じて発生する。この
パターン発生肺１０は例えばＲＯＭで構成され、パルス
数Ｐに応じたパターンデータをデータテーブルとしてそ
の読出しをするように構成される。パターンデータ切換
都１１は角同彼政指令ω０ に応じてパターンデータθ
ｎ′（ｆ−切換えて取出す。このパターンデータ切換え
は信用波数指令ω０の高低に応じて適当なパルス数Ｐｉ
設定するためのものである。ＰＷＭ波形演算＠８は切換
部１１全通して与えられるパターンデータθｎ全制御率
μ及びω０に応じて調整し、この調整したデータθＸ（
＝μ、θｎ）−ｆＰＷＭ波形形成のためのデータとして
出力する。ここで、制御率μは電圧ＩＥ＋のデータとイ
ンバータ１の直流電圧Ｅｄｃｉ用いて次式で単位化する
。
パルスパターン発生＠１０における正弦波パルスパター
ン及びその演算によるＰＷＭ談形データの抽出Ｖこつい
てｔ［、第３図によって説明する。第３図は砲送数パル
ス数Ｐ＝９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準
角周波数ω１３の正弦波ＳＩＮωＢｔの半周期に正負９
個の搬送波としての三角波Ｃ２同期させたＰＷＭ波形は
同図（ｂ）に示すようになる。
ン及びその演算によるＰＷＭ談形データの抽出Ｖこつい
てｔ［、第３図によって説明する。第３図は砲送数パル
ス数Ｐ＝９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準
角周波数ω１３の正弦波ＳＩＮωＢｔの半周期に正負９
個の搬送波としての三角波Ｃ２同期させたＰＷＭ波形は
同図（ｂ）に示すようになる。
このＰＶｉＭ波形のパルスパターンデータトシて三角波
Ｃの零点Ｐ１〜Ｐ１８から正弦波と三角波Ｃの交点まで
の信置ｏｎ （ｎ−１〜２Ｐ）’を数値として記憶して
おく。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎にグループ分
けして夫々テーブル化しておく。
Ｃの零点Ｐ１〜Ｐ１８から正弦波と三角波Ｃの交点まで
の信置ｏｎ （ｎ−１〜２Ｐ）’を数値として記憶して
おく。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎にグループ分
けして夫々テーブル化しておく。
ここで、パルス数Ｐとしては完全同期式等パルス正弦波
ＰＷＭ方式とするためにＰ＝６ｍ＋３（ｍ”０．１．２
・・・、Ｋ）としてに種類のものとする。
ＰＷＭ方式とするためにＰ＝６ｍ＋３（ｍ”０．１．２
・・・、Ｋ）としてに種類のものとする。
上記パターンデータθｎは実際に必要なパターンと異な
り、ｔｔｉ’Ｊ（Ｉｌｌ率μ及び三角波Ｃの頂点を起点
とした角度Ｔθエ とは異なるが、これは次の計Ωによ
ってめられる。制御率μによる角度θ□の変化は該制御
率μにほぼ比例する角度θ工としてめられる。
り、ｔｔｉ’Ｊ（Ｉｌｌ率μ及び三角波Ｃの頂点を起点
とした角度Ｔθエ とは異なるが、これは次の計Ωによ
ってめられる。制御率μによる角度θ□の変化は該制御
率μにほぼ比例する角度θ工としてめられる。
θ ＝ μ、θ。 ・・・・・・ （９）そして、Ｔθ
支は三角波Ｃの周期θ１とすると、次の表中の式からめ
られる。
支は三角波Ｃの周期θ１とすると、次の表中の式からめ
られる。
また、第３図から三角波の傾斜が正の場合に角度Ｔｌ９
Ｘ区間はハイレベル、Ｍ斜が負の場合にはＴθ工区間が
ローレベルになると規定することで実際のＰＷＭ波形の
パターンデータを得ること力ぷできる。
Ｘ区間はハイレベル、Ｍ斜が負の場合にはＴθ工区間が
ローレベルになると規定することで実際のＰＷＭ波形の
パターンデータを得ること力ぷできる。
従って、制御率μ＝１のノくターンデータθｎを各パル
スＰの種類別にデータテーブル化しておき、切ｍ ｇ（
Ｉｉｉによって角周波数０）０ に応じた。＜ ／Ｌ／
ス数Ｐのデータｏｎ全選択し、演算＠８によって制御
率μに対する前記（９）式の演算及び前記表に従った角
度Ｔθ工への変換演算（Ｔθエ の）・イレベルとロー
レベルの区別も含める）及びω０ による実時間データ
への変換によって実際のＰＷＭ波形形成のためのパター
ンデータを得ることができる。ω０による実時間デーｌ
へｔＸの変換は角取データラッチ に対して の演算でめられる。
スＰの種類別にデータテーブル化しておき、切ｍ ｇ（
Ｉｉｉによって角周波数０）０ に応じた。＜ ／Ｌ／
ス数Ｐのデータｏｎ全選択し、演算＠８によって制御
率μに対する前記（９）式の演算及び前記表に従った角
度Ｔθ工への変換演算（Ｔθエ の）・イレベルとロー
レベルの区別も含める）及びω０ による実時間データ
への変換によって実際のＰＷＭ波形形成のためのパター
ンデータを得ることができる。ω０による実時間デーｌ
へｔＸの変換は角取データラッチ に対して の演算でめられる。
なお、上述までは１相分のみのノζターンデータについ
て示すが、上記データラッチのものθＸａとすると、ｂ
相、Ｃ札のデータθｘｂ＋θ工。は夫々が１２０° 遅
れた位相にあることから、θ□について１２０°分遅れ
た点のデータ金ピックアップすることでめられるし、Ｃ
相は θ工。ニー（θ、十〜、） ・・・・・・ 圓からめる
こともで外る。
て示すが、上記データラッチのものθＸａとすると、ｂ
相、Ｃ札のデータθｘｂ＋θ工。は夫々が１２０° 遅
れた位相にあることから、θ□について１２０°分遅れ
た点のデータ金ピックアップすることでめられるし、Ｃ
相は θ工。ニー（θ、十〜、） ・・・・・・ 圓からめる
こともで外る。
次に、ゲート回路９は第４図に示す構成にされる。同図
は演算ｅ ｓとしてのマイクロコンピュータ８Ａとのバ
ス結合構成で示す。プログラマブルタイマ２１はカウン
タタイマＴ１１と単安定マルチノ（イブに一タ′ｒ１２
で構成され、タイマＴｉｔには／くス１３Ｂ全介して三
角波Ｃの同期θＴの／２ ζ６相当するａｆｎ！Ｔ／２
ががプリセットされ、この故ｆ直をクロックＣＬＫＯ
向期を持ってカウントダウンすることで三角波Ｃの半盾
期θＴ／２毎に１発のパルス出力全骨、このパルスをク
ロックＣＬＫｆ：持って同期した入力とするマルチバイ
ブレータＴ１２に三角波Ｃの半同期毎のタイミング信号
ｔｕｋ得る。
は演算ｅ ｓとしてのマイクロコンピュータ８Ａとのバ
ス結合構成で示す。プログラマブルタイマ２１はカウン
タタイマＴ１１と単安定マルチノ（イブに一タ′ｒ１２
で構成され、タイマＴｉｔには／くス１３Ｂ全介して三
角波Ｃの同期θＴの／２ ζ６相当するａｆｎ！Ｔ／２
ががプリセットされ、この故ｆ直をクロックＣＬＫＯ
向期を持ってカウントダウンすることで三角波Ｃの半盾
期θＴ／２毎に１発のパルス出力全骨、このパルスをク
ロックＣＬＫｆ：持って同期した入力とするマルチバイ
ブレータＴ１２に三角波Ｃの半同期毎のタイミング信号
ｔｕｋ得る。
このタイミング信号ｔｌｌは第５図に示すように、三角
波Ｃの旧負頂点のタイミングに合わされる。
波Ｃの旧負頂点のタイミングに合わされる。
三角波傾斜状態ランチ回路２２は、２つのＤ型フリップ
フロップＦＦ１． ＦＦ２の縦続接続にされ、フリップ
フロップＦＦ、にけコンピユーＪ８Ａから三角波の傾斜
状態データＤ。（傾斜が正のとき１１１Ｔ負のとき０”
）が書込み指令Ｖｖ’Ｈによって与えられ、フリップフ
ロップＦＦ２ｖｃはＦＦ１のＱ出力がタイマ２１のタイ
ミング信号’Ｉ’ｔｔ で取込まれる。従つて、ラッチ
回路２２の出力Ｄ１２はう１５５図に示すように三角波
Ｃの傾斜工期１…と負期間をノ＼イレベルとローレベル
に対応づけた信号になる。
フロップＦＦ１． ＦＦ２の縦続接続にされ、フリップ
フロップＦＦ、にけコンピユーＪ８Ａから三角波の傾斜
状態データＤ。（傾斜が正のとき１１１Ｔ負のとき０”
）が書込み指令Ｖｖ’Ｈによって与えられ、フリップフ
ロップＦＦ２ｖｃはＦＦ１のＱ出力がタイマ２１のタイ
ミング信号’Ｉ’ｔｔ で取込まれる。従つて、ラッチ
回路２２の出力Ｄ１２はう１５５図に示すように三角波
Ｃの傾斜工期１…と負期間をノ＼イレベルとローレベル
に対応づけた信号になる。
プログラマブルタイマ２３ハ各相ａ、ｂ、ｃに対応づけ
たカウンタタイマＴＩ３ 、 Ｔ１４ ＋ Ｔｔｓ （
データラッチｋｌむ）を有し、コンピュータ８Ａから各
相銀に三角波頂点から角度Ｔθエ に相当するデータｔ
Ｘ （前述の（１１）式）がプリセットされる。
たカウンタタイマＴＩ３ 、 Ｔ１４ ＋ Ｔｔｓ （
データラッチｋｌむ）を有し、コンピュータ８Ａから各
相銀に三角波頂点から角度Ｔθエ に相当するデータｔ
Ｘ （前述の（１１）式）がプリセットされる。
このプリセットは予めコンピュータからデータラッチに
与えるデータ全タイミング信号ｔｌｌでカウンタに移す
ことで行なわれ、該プリセット値ｔｘをクロックＣＬＫ
で計数する期間だけ論理″１”の出力を得る。第５図に
はタイマ２３のａ相用出力Ｔａ金示す。従って、プログ
ラマブルタイマ２３ハ、三角波の頂点から正弦波との交
点までの時間幅の１７１号ｉ’、 、 ’ｒｂ、 ’ｐ
ｃｙ、各相について出力する。
与えるデータ全タイミング信号ｔｌｌでカウンタに移す
ことで行なわれ、該プリセット値ｔｘをクロックＣＬＫ
で計数する期間だけ論理″１”の出力を得る。第５図に
はタイマ２３のａ相用出力Ｔａ金示す。従って、プログ
ラマブルタイマ２３ハ、三角波の頂点から正弦波との交
点までの時間幅の１７１号ｉ’、 、 ’ｒｂ、 ’ｐ
ｃｙ、各相について出力する。
これまでの制御手段とコンピュータ８Ａとのデータ授受
μタイミング信号’ｈｔｋフンピユータ８Ａへの割込み
信号ｌＮＴＲ０として与えることで実行される。
μタイミング信号’ｈｔｋフンピユータ８Ａへの割込み
信号ｌＮＴＲ０として与えることで実行される。
ロジック部２４σラッチ回路２２の出力Ｄ１２ とタイ
マ２３の出力Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｏから各相ａ、ｂ、ｃのＰ
ＷＭ波形ｅ Ｂ １ｅｂｌｅｃ ｋ形成する。例えばＣ
相については第５図を参照して説明すると、タイマ２３
の出力Ｔａとラッチ回路２２の出力Ｄ１２との論理＜ｎ
ｋグー１−Ｇ１ で取ることで傾斜上期間で三角波頂
点から正弦波との叉点までの幅を持つ信号Ｅａ、４−に
得、インバータＧ２に得る出力Ｔａの反転信号と出力Ｄ
１２との論理積分ゲートＧ３で窄ることでＩＬＪ１斜負
勘間で三角波頂点から正弦波との叉点までの幅を持つ信
号Ｅａｉ得、これら両信号Ｅａ＋とＥａ−の論理利金ゲ
ートＧ４で取ることでａ相Ｐ問波形ｅａｋ得る。またゲ
ートＧ５によって０８の反転信号ｅａｋ得る。即ち、Ｃ
相については論理式で表わすと、次の式になる。
マ２３の出力Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｏから各相ａ、ｂ、ｃのＰ
ＷＭ波形ｅ Ｂ １ｅｂｌｅｃ ｋ形成する。例えばＣ
相については第５図を参照して説明すると、タイマ２３
の出力Ｔａとラッチ回路２２の出力Ｄ１２との論理＜ｎ
ｋグー１−Ｇ１ で取ることで傾斜上期間で三角波頂
点から正弦波との叉点までの幅を持つ信号Ｅａ、４−に
得、インバータＧ２に得る出力Ｔａの反転信号と出力Ｄ
１２との論理積分ゲートＧ３で窄ることでＩＬＪ１斜負
勘間で三角波頂点から正弦波との叉点までの幅を持つ信
号Ｅａｉ得、これら両信号Ｅａ＋とＥａ−の論理利金ゲ
ートＧ４で取ることでａ相Ｐ問波形ｅａｋ得る。またゲ
ートＧ５によって０８の反転信号ｅａｋ得る。即ち、Ｃ
相については論理式で表わすと、次の式になる。
Ｅａ十＝Ｔａ＊Ｄ１２
Ｅａ＝Ｔ＆＊Ｄ１２ ・・・・・・ （１２）ｅａ −
Ｅａ十＋Ｅａ− 同様に、ｂ相、Ｃ相については次の式になる。
Ｅａ十＋Ｅａ− 同様に、ｂ相、Ｃ相については次の式になる。
Ｅ ｂ＋ ＝ Ｔ ｂ＊ Ｄ １２
Ｅｂ−−Ｔｂ＊Ｄ１２ ・・・・・・（１３）ｅｂ ：
Ｅｂ＋＋Ｅｂ− ” Ｃ＋＝Ｔｃ ” Ｄ１２ ＥＣ＝Ｔｃ＊Ｄ１２ ・・・・・−（１４）ｅｃ ７”
ｃ ＋＋”ｃ− 以上のとおり、ゲート回路９には三角波の半周期Ｔ／２
毎に各和実時間データＴＸを与えることで各相ａ、ｂ
、ｃのＰＷＭ波形の電圧信号ｅａ。
Ｅｂ＋＋Ｅｂ− ” Ｃ＋＝Ｔｃ ” Ｄ１２ ＥＣ＝Ｔｃ＊Ｄ１２ ・・・・・−（１４）ｅｃ ７”
ｃ ＋＋”ｃ− 以上のとおり、ゲート回路９には三角波の半周期Ｔ／２
毎に各和実時間データＴＸを与えることで各相ａ、ｂ
、ｃのＰＷＭ波形の電圧信号ｅａ。
ｅｂ＋ｅｃ ｋ得ることができ、信号ｅ ａ、 ｅ ｂ
、 ｅ ｏのエンベロープ周波数（インバータ運転向波
数）ｆ。
、 ｅ ｏのエンベロープ周波数（インバータ運転向波
数）ｆ。
は
になる。
そして、パターンデータθ。の呼出しｋ Ｐ＝９ではθ
１．θ２．θ３・曲・Ｇ１８の順にするときヲ′Ｒｉ！
１１２１機２の正相回転方向とすると、該呼出し全通に
０１８゜０１７・・−・・・・・０２．θ１．θ１８
とすることで電！１１１機２を逆相回転させることがで
きる。従って１１Ｌ動機の正逆回転切換えは演算部８に
おけるデータθ。の吐出し方向を切換えることで容易に
実現され、例えば第５図でＧ３の時点で正逆切換えには
ｌ］ｊ′−出しを次のように０３の呼出し時点から遊方
向に呼出すことで行なわれる。
１．θ２．θ３・曲・Ｇ１８の順にするときヲ′Ｒｉ！
１１２１機２の正相回転方向とすると、該呼出し全通に
０１８゜０１７・・−・・・・・０２．θ１．θ１８
とすることで電！１１１機２を逆相回転させることがで
きる。従って１１Ｌ動機の正逆回転切換えは演算部８に
おけるデータθ。の吐出し方向を切換えることで容易に
実現され、例えば第５図でＧ３の時点で正逆切換えには
ｌ］ｊ′−出しを次のように０３の呼出し時点から遊方
向に呼出すことで行なわれる。
θ１→θ２→θ３→θ２→θ１→θ１８即ち、データθ
ユの呼出しに前回のｎがｎ。ｌｄトすると、 ｎ ＝ ｎ ｏｌ ｄ＋ １ ・−” （１６）でｎｉ
段設定れば正転になるし、 ”””ｏｌｄ ｌ ・＝・（Ｌ７） で逆転になる。
ユの呼出しに前回のｎがｎ。ｌｄトすると、 ｎ ＝ ｎ ｏｌ ｄ＋ １ ・−” （１６）でｎｉ
段設定れば正転になるし、 ”””ｏｌｄ ｌ ・＝・（Ｌ７） で逆転になる。
次に、演算部８における同波数ω０変史に伴う搬送波パ
ルス数Ｐの切換えについて、データθ□の呼出し処理を
説明する。本実施例では完全同期式等パルス正弦波ＰＷ
Ｍ方式とするため、−欠周波数指令ω０の全範囲で搬送
波Ｃの醐波数（パルスａＰ ）’（ｒはぼ一定の割合に
するためにパルス数Ｐ−ｉ切換える。このパルス数Ｐの
切換えに際し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の
砕辻同じ番号ｎ又はｎ−１−１（正転時）又はｎ−１（
逆転時）とすると、切換前後のパルスＨｐが変っている
ことから電圧信号ｅａ、ｅｂ、ｅｏに大きな位相変化及
びパルス幅変化が現われこれによりトルクリップル等が
発生する場合がある。この不都合を無くすために、演算
間８は切換時に呼出し番号ｎには次式の演算結果から決
定する。
ルス数Ｐの切換えについて、データθ□の呼出し処理を
説明する。本実施例では完全同期式等パルス正弦波ＰＷ
Ｍ方式とするため、−欠周波数指令ω０の全範囲で搬送
波Ｃの醐波数（パルスａＰ ）’（ｒはぼ一定の割合に
するためにパルス数Ｐ−ｉ切換える。このパルス数Ｐの
切換えに際し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の
砕辻同じ番号ｎ又はｎ−１−１（正転時）又はｎ−１（
逆転時）とすると、切換前後のパルスＨｐが変っている
ことから電圧信号ｅａ、ｅｂ、ｅｏに大きな位相変化及
びパルス幅変化が現われこれによりトルクリップル等が
発生する場合がある。この不都合を無くすために、演算
間８は切換時に呼出し番号ｎには次式の演算結果から決
定する。
ｎｅＷ
ｎｎｅｗ ＝ｎｏｌｄ ｘＰ、１，１ ””（１Ｂ）こ
こで”ｎｅｗは切換後のパルス数、Ｐｏ１ｄは切換前の
パルス数’ ”ｎｅｗはパルス＆９．Ｐｎ ｅ ｗでの
呼出し番号、ｎ０１ｄはパルス数Ｐ。ｌｄでの呼出し番
号である。また、（１８）式中、Ｐ ｎ ｅ ｗ／ Ｐ
ｏ ｌ ｄでの端数は小数点以下で四捨五入する。
こで”ｎｅｗは切換後のパルス数、Ｐｏ１ｄは切換前の
パルス数’ ”ｎｅｗはパルス＆９．Ｐｎ ｅ ｗでの
呼出し番号、ｎ０１ｄはパルス数Ｐ。ｌｄでの呼出し番
号である。また、（１８）式中、Ｐ ｎ ｅ ｗ／ Ｐ
ｏ ｌ ｄでの端数は小数点以下で四捨五入する。
こうした演算により、切換えに伴う位相変化全最小にす
ることができる。例えば、Ｐ＝１５からＰ＝９に切換え
る場合、夫々の三角波の呼出し番号Ｐ１〜Ｐ１８ Ｔ
Ｐ１〜ｐ３ｏと正弦波の関係全第６図に示すように、切
換前のｎ ＝ ５とすると、前述の（１８）式から ｎｎむｗ＝５×１「＝３ となり、Ｐ＝１５の５番目の位相（正弦波に対する）Ｕ
Ｐ＝９の３−ｉ１目の位相に最も近い番号になる。
ることができる。例えば、Ｐ＝１５からＰ＝９に切換え
る場合、夫々の三角波の呼出し番号Ｐ１〜Ｐ１８ Ｔ
Ｐ１〜ｐ３ｏと正弦波の関係全第６図に示すように、切
換前のｎ ＝ ５とすると、前述の（１８）式から ｎｎむｗ＝５×１「＝３ となり、Ｐ＝１５の５番目の位相（正弦波に対する）Ｕ
Ｐ＝９の３−ｉ１目の位相に最も近い番号になる。
この場合、パターンデータθ。の呼出し順は正転の場合
では θ２→θ３→θ４→θ５→θ３→θ４→θ５−（Ｐ ＝
１５ ）→Ｊ（−＝ＣＰ ＝ ９ ）−−−のようにな
る。
では θ２→θ３→θ４→θ５→θ３→θ４→θ５−（Ｐ ＝
１５ ）→Ｊ（−＝ＣＰ ＝ ９ ）−−−のようにな
る。
次に、トルク変動又は変更による電圧信号ｅ１ａ。
ｅ１βの変化による位相Φの変動分（位相差）φに対す
る演算部８での電圧位相制御を説明する。
る演算部８での電圧位相制御を説明する。
第７図はＰ＝９で運転中に位相差φ＝４５°の進みの場
合を示す。演算ＳＳばＰＷＭ波形のパルス幅形成のため
に同図中）に示すようにθＴ／２毎にタイマセット値ｔ
ｘをθ工からめており、そのた＋ パターンデータ（７ｎ（Ｈ””ｌ〜１８）をｎ−１で順
次呼出している。従って、θＴ／２単位の位相制御けｎ
の変化量を変えることにより実現できる。
合を示す。演算ＳＳばＰＷＭ波形のパルス幅形成のため
に同図中）に示すようにθＴ／２毎にタイマセット値ｔ
ｘをθ工からめており、そのた＋ パターンデータ（７ｎ（Ｈ””ｌ〜１８）をｎ−１で順
次呼出している。従って、θＴ／２単位の位相制御けｎ
の変化量を変えることにより実現できる。
第７図の例では、θＴ／２が２０°で４５°進みのため
呼出し番号ｎ ｆ ２から５へ飛ばすことにより４０°
進ませることができる。遅れ位相の場合は逆に呼出し沓
号ｎｋ減らせば良い。
呼出し番号ｎ ｆ ２から５へ飛ばすことにより４０°
進ませることができる。遅れ位相の場合は逆に呼出し沓
号ｎｋ減らせば良い。
従って、位相差φは下記（１９）式で表現される。
φ＝１×ΔＮ＋Δφ ・・・・・・ （１９）ここで、
ΔＮは呼出し番号ｎの増減分くΔＮ〉±１）であり、Δ
φは位相差の余り分である。この（１９）式から、位相
差φが与えられたときに、演ｇｇＢは 一］ニーー＝ΔＮ十Δφ ・・・・・・ （２０）θＴ
／２ によってΔＮ及びΔφをめ、進み、遅れに応じてΔＮ、
Δφに正負記号？付した量としてめることができる。以
上までの呼出し番号ｎの変更には次の表に示すようにな
る。
ΔＮは呼出し番号ｎの増減分くΔＮ〉±１）であり、Δ
φは位相差の余り分である。この（１９）式から、位相
差φが与えられたときに、演ｇｇＢは 一］ニーー＝ΔＮ十Δφ ・・・・・・ （２０）θＴ
／２ によってΔＮ及びΔφをめ、進み、遅れに応じてΔＮ、
Δφに正負記号？付した量としてめることができる。以
上までの呼出し番号ｎの変更には次の表に示すようにな
る。
次に、余り分Δφについての制御方法を説明する。第７
図（ｂ）にΔφ分を示すように、ｎ−２から５への俊更
における余り分Δφの補正には、１回のみタイマ２１の
セット値Ｔ／２（θ、ｒ／２）及びタイマ２３のセット
値’Ｉ’Ｘ（ＴｏＸ）全変化させること即ちθ／ 、Ｔ
θノ に相当する実時間のセット値≠２゜Ｔ／２ ＴＸを与えることでｎ ＝ ５での位相制御に入ること
ができる。例えば、φ−４５°におけるΔφ−５゜進み
′）補正′は０Ｔ／２とＴｏＸが５°短縮される。逆に
遅れの場合はΔφ分に当るθＴ／２とＴＯｘｋ長くする
ことになる。従って、Δφの補正は下記表に従った演算
をしてタイマ２１ 、２３の設定データ全調整する。
図（ｂ）にΔφ分を示すように、ｎ−２から５への俊更
における余り分Δφの補正には、１回のみタイマ２１の
セット値Ｔ／２（θ、ｒ／２）及びタイマ２３のセット
値’Ｉ’Ｘ（ＴｏＸ）全変化させること即ちθ／ 、Ｔ
θノ に相当する実時間のセット値≠２゜Ｔ／２ ＴＸを与えることでｎ ＝ ５での位相制御に入ること
ができる。例えば、φ−４５°におけるΔφ−５゜進み
′）補正′は０Ｔ／２とＴｏＸが５°短縮される。逆に
遅れの場合はΔφ分に当るθＴ／２とＴＯｘｋ長くする
ことになる。従って、Δφの補正は下記表に従った演算
をしてタイマ２１ 、２３の設定データ全調整する。
そして、タイマ２１ 、２３のセット時間はとなる。
以上のとおり、位相φの制御はΔＮ、Δφに分けて制御
することにより精密な制御が可能となる。
することにより精密な制御が可能となる。
そして、演Ｍ剖８を中心とする制御フローはマイクロフ
ンピユータ構成では第８図に示すようになる。
ンピユータ構成では第８図に示すようになる。
（発明の効果）
以上のとおり、本発明によれば、ベクトルＨ＋ＩＪ ？
ｎにおける同期回転座標上で演算された二相電圧ｅ１ａ
、ｅ１βを極座標変換肱これらと角面波数ω０の指令値
及びテーブル化したパターンデータからＰＷＭ波形の三
相電圧ｅ ａ ＋ ｅ ｂ＋ ｅ ｃを得るため、演算
処理を簡単にしながら高精度、高速度の可変速制御を可
能にする。特に位相制御に簡単な演算処理で高速応答が
実現できる効果がある。
ｎにおける同期回転座標上で演算された二相電圧ｅ１ａ
、ｅ１βを極座標変換肱これらと角面波数ω０の指令値
及びテーブル化したパターンデータからＰＷＭ波形の三
相電圧ｅ ａ ＋ ｅ ｂ＋ ｅ ｃを得るため、演算
処理を簡単にしながら高精度、高速度の可変速制御を可
能にする。特に位相制御に簡単な演算処理で高速応答が
実現できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ペクト７・ル制
御装置を示すブロック図１１第２図は第１図における極
座標変換処理を説明するためのベクトル図、第３図（１
本発明におけるパルスパターンデータを示す図、第４図
は第１図におけるゲート回路９の一実施例を示す回路図
、第５図はゲート回路９の動作説明のための波形図、Ｗ
、６図はパルス数切換えの動作説明のための波形図、第
７図は位相制御の動作説明のための波形図、第８図は演
ｎ剖８を中心とする制御フローチャートである。 １・・・電圧形インバータ、２・・・誘導電動機、３・
・・パルスピックアップ、４・・・周波数−電圧変換器
、５・・・速度制御増幅器、６・・・非干渉演算計、７
・・・座標変換部、８・・・ＰＷＭ波形演ｎ絣、９・・
・ゲート回路、１０・・・パルスバクーン発生ｆａ、１
１・・・パターンデータ切換ｉ！、８Ａ・・・マイクロ
コンピュータ、２１゜２３・・・プログラマブルタイマ
、２２・・・三角波傾斜状態ラッチ回路、２４・・・ロ
ジック部。
御装置を示すブロック図１１第２図は第１図における極
座標変換処理を説明するためのベクトル図、第３図（１
本発明におけるパルスパターンデータを示す図、第４図
は第１図におけるゲート回路９の一実施例を示す回路図
、第５図はゲート回路９の動作説明のための波形図、Ｗ
、６図はパルス数切換えの動作説明のための波形図、第
７図は位相制御の動作説明のための波形図、第８図は演
ｎ剖８を中心とする制御フローチャートである。 １・・・電圧形インバータ、２・・・誘導電動機、３・
・・パルスピックアップ、４・・・周波数−電圧変換器
、５・・・速度制御増幅器、６・・・非干渉演算計、７
・・・座標変換部、８・・・ＰＷＭ波形演ｎ絣、９・・
・ゲート回路、１０・・・パルスバクーン発生ｆａ、１
１・・・パターンデータ切換ｉ！、８Ａ・・・マイクロ
コンピュータ、２１゜２３・・・プログラマブルタイマ
、２２・・・三角波傾斜状態ラッチ回路、２４・・・ロ
ジック部。
Claims (7)
- （１） インバータから一次電圧が供給される誘導電動
機の二次磁束設定のための一次電流１ ｔ Ｐ、お該電
動機の二次磁束に直交する二次磁束設定のために速朋制
御系から与えられる該電流１１αにに直交する一次電流
指令値１１βと角１閉波数指令ω０ とから両電流Ｆ＋
ｉｌβの干渉分金増除いα て直交する二相電圧ｅ１ ａ ＋ Ｃ１βをめる非干渉
演算部と、上部二相電圧ｅ１ａ、ｅ１βから成る電圧ベ
クトルを極座標変換する座標変侠部と、基準角同波数の
正弦波でかつ基準制御率で正弦波に同期したディジタル
前のＰＷＭ敦形パルスパターンデータ全発生するパルス
パターン発生剤と、上記パターンデータ全上記変換部か
らの４くス座標データ及ｒト角周波数指令ω０ に応じ
て調整するＰＷＭ波形演算部と、この演ｔｓの出力デー
タに従って上記インバータ各相のＰＷＭ波形電圧信号ｅ
ａ、ｅｂ、ｅｃを得るゲート回路とを備えたことを特徴
とする誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置。 - （２） 上記パルスパターン発生剤は搬送波ハルス数毎
にＰＷＭ波形パルスパターンデータを発生し、上記ＰＷ
Ｍ波形演算部は角周波数指令ω０に応じて上記パターン
データのうちの１つのグループを選択して調整演算する
構成にしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置。 - （３） 上記ＰＷＭ波形演算部はパターンデータから＋
ＩＢ次呼出されるデータθｎを上記電圧ベクトルの位相
Φからめる制御率に比例したデータとしてめ、該データ
を搬送波谷周期の基準点からの角度データとしてめ、こ
の角度データ全川向波数指令ω０ に応じて実時間デー
タとしてめることを特徴とする特許請求の範囲第１項又
は第２項記載の誘導電動機の非干渉ベクトル１ｌｉｌＪ
御装置。 - （４）上記ＰＷＭ波形演算剖は呼出すデータθ。 の順序を正逆に切換えることでＰ Ｗ Ｍ波形電圧信号
ｅａ、ｅｂ、ｅｏの相回転を正逆に調整することを特徴
とする特許請求の範囲第１項乃至第３項のうちのいずれ
か１項に記載の訪４Ｍｔ動機の非干渉ベクトル制御装置
。 - （５） 上記ＰＷＭ波形演７１部は搬送波ノくルス数の
切換え時にデータθ。の呼出し管号ｎｉ次式但踵Ｐｎｅ
Ｗは切換後のパルス数、Ｐｏ１ｄは切換前のパルス数、
ｎＩＩＪＷはパルスｅ ” ｎ ｅ ｗでの呼出し番号
、ｎｏｌｄはパルス数Ｐ。ｌｄ での呼出し番号。 に従って決定すること全特徴とする特許請求の範囲第１
頂乃至藁４項記載のうちのいずれか１項に記載の誘導電
動機の非干渉ベクトル制御装置。 - （６） 上記ＰＷＭ波形演算絣は、極座標に変換し定位
相Φの変化分φ゛に対して呼出し皆号ｎｉ次の式 ％式％ 但し、θ工は搬送波周期、Δφは余り分。 に従ってΔＮだけ増減した飛ひ呼出しをし、余り分Δφ
に対して位相Φの変化時のみ実時間データ全補正するこ
と全特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第５項記載の
うちいずれか１項に記載の誘導電動機の非干渉ベクトル
制＠装置。 - （７） 上記ゲート回路は、上記ＰＷＭ波形演算部から
与えられる搬送波半周期データＴ／２ から半周期タイ
ミング信号全発生する第１のプログシマプルタイマと、
上記ＰＷＭ波形演算師から与えられる搬送波の正負傾斜
状態データを上記半周期タイミング信号に同期してハイ
レベルとローレベルに対応させて発生する搬送波傾斜状
態ラッチ回路と、上記ＰＷＭ波形演算部から与えられる
上記実時間データを上記半周期タイミング信号に同期し
て各相パルス幅信号として得る第２のプログラマブルタ
イマと、上記ラッチ回路の出力と第２のプログラマブル
タイマ出力とから各相のＰＷＭ波形波形電圧信号全日ジ
ック部とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第１
項乃至第６項のうちのいずれか１項に記載の誘導電動機
の非干渉ベクトル制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044382A JPH0732620B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 |
| DE8585102483T DE3573497D1 (de) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| EP85102483A EP0157202B1 (en) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| KR1019850001452A KR940001571B1 (ko) | 1984-03-08 | 1985-03-07 | 디지탈 pwm 펄스 발생기 |
| US06/709,580 US4617675A (en) | 1984-03-08 | 1985-03-08 | Digital PWMed pulse generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044382A JPH0732620B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190181A true JPS60190181A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0732620B2 JPH0732620B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=12689950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59044382A Expired - Lifetime JPH0732620B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732620B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1992004763A1 (en) * | 1990-09-07 | 1992-03-19 | Fanuc Ltd | System for driving induction motor |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58195473A (ja) * | 1982-05-10 | 1983-11-14 | Toshiba Corp | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP59044382A patent/JPH0732620B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0732620B2 (ja) | 1995-04-10 |
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