KR940001571B1 - 디지탈 pwm 펄스 발생기 - Google Patents

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Abstract

내용 없음.

Description

디지탈 PWM 펄스 발생기
제1도는 종래의 아나로그 PWM 발생기의 1예를 나타낸 블록도.
제2도는 본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기를 나타낸 블록도.
제3도는 본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기에 구비되는 논리회로의 1예를 나타낸 블록도.
제4a도는 펄스 패턴 데이타를 설명하기 위한 도면으로, 싸인파의 반 싸이클 중에 9개의 3각형이 싸인파와 교차하여 있는 상태를 나타낸 도면.
제4b도는 제4a도의 2개의 파에 의하여 얻어진 PWM 펄스를 나타낸 도면으로서, 펄스 신호는 싸인파의 진폭이 3각파의 진폭보다 클때는 H레벨, 3각파의 진폭이 싸인파의 진폭보다 클때는 L레벨인 것을 나타낸 도면.
제5도는 논리회로의 동작을 설명하기 위한 것으로서 싸인파와 3각파와의 상호교차에 대하여 제3도의 논리회로에서 발생하는 각종신호에 대한 타이밍 차트도.
제6도는 싸인파의 반 싸이클 중에 포함되는 3각파의 수의 절환동작을 설명하기 위하여 싸인파와 상이한 주파수의 2개의 3각파의 2개의 교차상태를 나타낸 도면.
제7a도는 위상제어를 설명하기 위하여 위상차가 있는 2개의 싸인파와 3각파와의 2개의 교차상태를 나타낼 도면.
제7b도는 위상차가 수정된 PWM 펄스를 나타낸 도면.
제8도는 PWM 연산부에서 행하여지는 흐름도.
제9도는 본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기가 구비된 비간섭 벡터제어유도 모터 구동 장치의 블록도.
제10도는 국좌표 변환을 설명하기 위하여 전압진폭과 위상을 표시하는 벡터가 표시된 3개의 고정좌표 및 2개의 회전좌표를 표시한 도면이다.
본 발명은 디지탈 펄스 폭변조(PWM) 펄스 발생기에 관한 것으로 특히 싸인파를 3각파로서 디지탈 적으로 PWM하여 싸인파에 동기한 PWM 펄스 신호를 발생하는 펄스 발생기에 관한 것이다.
또한, 본 발명 펄스 발생기는 1예로 비간섭 벡터 제어의 유도 모터 구동장치 사용에 이점이 많다.
종래 싸인파에 동기하는 PWM 펄스를 발생하기 위하여 아나로그 식의 PWM 펄스 발생기가 일반적으로 사용되어 왔다. 이 종래의 펄스 발생기로서는 싸인파의 진폭이 3각파의 진폭하고 비교기에 의하여 아나로그 적으로 비교되기 때문에, 주위의 온도가 변화하면, 양신호의 진폭이 변화하여 비교기의 오프셋트 전압이 변동한다. 따라서 정확한 PWM 신호를 발생할 수가 없다.
특히 PWM 펄스의 전압이나 주파수가 작으면 PWM 신호를 정확하게 발생시키기 곤란하다.
물론, 어떠한 방법으로든지 주위온도의 악영향을 제거할 수는 있으나 발생기의 크기, 가격, 부품수 등이 증가한다.
한편, 전력전자 기술의 현저한 발전에 의하여 유도 모터의 구동방법이 고도로 개발되어 있다. 특히 유도 모터를 직류모터와 같은 높은 응답특성으로 가변속하게 구동하는 벡터 제어방법이 제안되고 있다. 이 벡터 제어방법에서는 유도 모터의 1차 전류가 2차 자속을 발생하는 1차 여자 전류와 2차 구동전류를 발생하는 1차 구동전류로 분활되며 2차자속과 2차 구동전류의 벡터가 서로 직교되게 제어 된다.
이 벡터 제어방법에서는, 2차 저속의 크기는 일정하게 제어되고, 2차 구동전류는 DC모터와 같이 독립적으로 증감된다.
이 벡터 제어방법에서는 2차 자속과 2차 구동전류간에 상호간섭이 존재하기 때문에 실제로는 2차자속의 크기는 일정하게 유지되지 않는다. 이 문제를 해결하기 위하여 비간섭 벡터 제어방법이 작용된다. 이 방법에 의하면 2차 자속과 2차 구동전류의 상호간섭 또는 벡터의 교차항을 취소시킬 수가 있다. 2개의 벡터를 비간섭으로 하는 데는 이론적으로는 3개의 필요 충분조건이 있다. 이 조건들은 통상적인 벡터 제어장치에 비간섭 연산기를 추가하여 충족된다.
위의 비간섭 벡터 제어방법 또는 장치에 있어서 모터는 PWM 펄스에 의하여 작동하는 인버터에 의하여 구동된다. 그러나 종래는 아나로그 싸인파 발생기의 싸인파를 아나로그 3각파 발생기의 3각파와 비교하여 아나로그적으로 PWM 펄스가 발생되기 때문에, 정확한 PWM 펄스를 발생하기가 어렵다.
특히, 위상차지령이 제어장치에 주어지면 비교적 간단한 연산으로 또한 높은 응답속도로 그 위상차를 제어하기는 불가능하다.
[발명의 개요]
이러한 문제들로 말미암아 본 발명의 목적은 비교적 간단한 구성으로 넓은 전압 및 주파수 범위에 걸쳐 정확한 PWM 펄스를 얻을 수 있는 디지탈 PWM 펄스 발생기를 제공하는데 있는 것이다.
더우기 본 발명의 다른 목적은 유도 모터를 넓은 속도 및 토크 범위에 걸쳐 높은 응답속도로 제어하기 위하여 디지탈 PWM 펄스 발생기를 비간섭 벡터 제어유도 모터 구동장치에 구성시키는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기는 (a) 기본 주파수와 기본진폭을 갖는 싸인파를 싸인파의 정수배의 주파수와 싸인파와 동일한 진폭을 갖는 3각 반송파로 PWM하여 얻어진 복수의 디지탈 패턴 데이타 열로서 상기 데이터가 싸인파의 반 싸이클 중에 포함되는 3각형의 수에 의하여 각 열로 분류되어 있는 패턴 데이타를 발생하는 수단과, (b) 각(角) 주파수 지령에 기본을 두고 3각형의 수로 분류된 "디지탈 패턴 데이타"의 적정한 열을 선택하는 수단과, (c) 전압제어비 지령에 기본을 두고 선택된 "패턴 데이타"의 진폭보다 작은 진폭을 갖는 다른 싸인파에 대응하는 다른 패턴 데이타를 계산하는 수단과, (d) 계산된 패턴 데이타에 기본을 두고 PWM된 펄스를 발생하는 수단으로 구성된다.
[실시예]
본 발명을 이해하는데 도움이 될수 있게 하기 위하여 종래의 PWM 펄스 발생기에 관하여 설명하면 다음과 같다.
제1도는 종래의 PWM 펄스 발생기로서 싸인파와 싸인파의 주파수보다 수배 높은 주파수의 3각파에 의하여 아나로그적으로 PWM 펄스를 발생시키는 것이다.
발생기는 싸인파 발생기(1), 3각파 발생기(2), 배율기(3), 비교기(4)를 갖는다.
싸인파 발생기는 소정의 진폭으로 주파수 지령 'Wo'과 동등한 주파수의 제1싸인파를 발생한다. 3각파발생기(2)는 싸인파와 동등한 진폭으로 주파수지령 'Wo'보다 n배의 주파수를 갖는 3각 반송파신호를 발생한다. 배율기(3)는 제1싸인파의 진폭보다 μ(≤1)배 낮은 진폭의 제2싸인파 신호를 발생한다.
따라서, 만일 μ=1이면, 배율기(3)로부터 출력되는 제2싸인파의 진폭은 싸인파 발생기(1)로부터 발생되는 제1싸인파의 진폭과 동등하다. 비교기(4)는 제2싸인파를 3각파와 비교하여 전압 레벨에 있어 제2싸인파가 3각파를 넘을 때는 H레벨로, 3각파가 제2싸인파를 넘을 때는 L레벨의 신호를 출력한다. 따라서 제2싸인파의 진폭이 낮을수록 PWM신호의 펄스폭(H레벨)은 좁아진다.
상기한 PWM 펄스 발생기에 있어서는 싸인파가 3각파와 아나로그 적으로 비교되기 때문에 예를들면 주위온도가 변화하여 싸인파나 3각파의 진폭이 변화하고 또한 비교기(4)의 오프셋트 전압이 변동하였을 때는 정확한 PWM 펄스를 얻을 수 없다. 특히 전압제어비(μ)가 비교적으로 작고 주파수지령(Wo)이 극단적으로 적을때는 정확하게 PWM된 펄스를 발생할 수는 없다. 물론 위의 결점은 어떤 방법으로 해결된다 하더라도, 발생기의 크기나 가격은 커진다.
제2도에 의하여 유도 모터 구동에 적용된 본 발명의 싸인파에 동기하여 3각파에 의하여 PWM되는 펄스 발생기의 실시예에 관하여 설명한다. 발생기는 펄스 패턴 발생기(5), 패턴 선택기(pattern selector)(6), PWM 연산기(7), 논리게이트 회로(8)로 구성된다.
발생된 PWM 펄스는 인버터(9)의 각 스위칭 소자를 트리거하여 모터를 구동한다.
펄스 패턴 발생기(5)는 기본주파수(WB)와 기본진폭을 갖는 싸인파를 싸인파의 정수배의 주파수와 이 싸인파와 동등한 진폭을 갖는 3각파로 펄스 폭 변조하여 정하여진 복수의 기본 디지탈 패턴 데이타(θn)를 발생한다.
또한 복수의 데이타 열(θn)은 싸인파의 반싸이클 중에 포함되는 3각형의 갯수(P)에 의하여 분류된다.
일반적으로 P는 싸인파의 주파수가 감소하면 증가한다. 데이타 선택기(6)는 각 주파수 지령(Wo)에 응답하여, 적정수 P의 3각형에 의하면 싸인파를 PWM하여 얻은 패턴 데이타(θn)의 1열을 선택한다.
PWM 연산기(7)는 전압제어비 지령(μ≤1)에 응답하여 기본진폭 보다 낮은 진폭에 대응하는 다른 패턴 데이타열(θx)과 각각의 3각형 정점과 싸인파와 3각파의 근접하는 교차점간의 시간에 대응하는 시간 패턴 데이타(tn)를 계산한다.
또한 연산기(7)는 3각형 경사데이타(Ds)(정, 부경사)와 3각파의 반주기(T/2)를 발생한다.
논리회로(8)는 연산된 시간패턴 데이타(tn), 발생한 3각형 경사데이타(Ds), 반주기(T/2)에 의하여 각상의 PWM신호(ea), (eb), (ec)를 발생한다. 또 제2도에서 WR는 써넣는 지령 INT는 인터럽트 지령을 표시한다.
제3, 4, 5도에 의하여 각 요소를 보다 상세하게 설명한다.
펄스 패턴 발생기(5)는 싸인파의 반주기에 포함되는 3각반송파의 수, (P)에 의하여 분류된 열의 기본 디지탈 패턴 데이타(θn)를 발생한다.
이 기본이란 싸인파의 진폭이 3각파의 진폭과 같다는 것을 의미한다. 이 패턴 발생기(5)는 예를들면 ROM에 의하여 구성된다.
여기서, 인버터(9)의 DC전압을 Edc, 싸인파인 진폭전압을 ｜E｜라고하면, 전압제어비(μ)는
Figure kpo00001
…………………………………………………… (1)
이다.
싸인파[Sin(WBt)] 반주기에 포함되는 반송파의 수(P)는 다음과 같이 3의 배수이다.
P=6m+3(m=0, 1, 2, …) …………………………………………… (2)
이것은 고조파(高調波)의 악영향을 제거하면서 3각파를 싸인파로 완전 동기시킬 수 있기 때문이다.
제4(a)도는 1예로서 기본 디지탈 패턴 데이타(θn)를 표시한다. 여기서는 9개(P=9)의 삼각형이 싸인파 [Sin(WBt)]의 반 싸이클 중에 포함된다. 양자의 PWM 펄스는 제4(b)도에 표시된다. PWM 펄스의 H레벨은 싸인파의 진폭이 3각파의 진폭을 넘는 범위에 대응한다.
P1로부터 P9까지는 데이타(θn)의 샘플점을 표시한다.
제4도에서 아는 바와 같이, 양 파의 각 교차점이 결정되면 PWM 펄스의 H레벨을 얻을수 있다.
본 실시예에서 기본 패턴 데이타 열(θn)(θ1, θ2,…)은 각 샘플점, Pn(P1, P2,…)(3각파와 횡좌표와의 교점)과 2개의 파의 각 교점간의 각도 간격이다. 이 패턴 데이타(θn)는 싸인파의 반 싸이클 중의 3각형의 수(P)에 의하여 분류되어서 테이블에 리스트 되어 있다.
제4(a)도는 싸인파 진폭이 3각파 진폭과 같을때(μ=1)의 기본 패턴 데이타를 표시한다. μ≠1이면, θn은 다음의 식으로 계산된다.
θx=μ·θn………………………………………………………… (3)
θ는 μ≠1때의 데이타이다.
위의 식(3)은 θx가 θn에 비례되어 있는 것을 표시하고 있다.
이것은 θn(Pn과 양 파의 교점까지)에 대응하는 싸인파의 각부가 비교적 소각도 간격에서는 거의 직선이라고 생각할 수가 있기 때문이다. 또한 μ＞1일 때에는 식(3)에서 θx가 일부 보정된다. 또한 이 데이타(θx)는 데이타(θy)로 변환된다.
θy는 각 3각형 정점과 양 파의 각교점간에 각도간격을 나타낸다. 이 변환은 다음식에 의하여 행하여진다.
여기서는 θT는 3각파의 주기이다.
3각파의 경사가 정(+)일 때는
θy=θT/4+θx(싸인파: 0∼180°) ……………………………… (4)
θy=θT/4-θx(싸인파: 180∼360°) …………………………… (5)
3각파의 경사가 부(-)일 때는
θy=θT/4-θx(싸인파: 0∼180°) ……………………………… (6)
θy=θT/4+θx(싸인파: 180∼360°) …………………………… (7)
의 4개의 식은 제4(a)도에 의하여 용의하게 이해된다.
또한, 제4(a)도에 의하여 3각파 경사가 정일때는 PWM 펄스가 각도 범위(θyn)에서 H레벨이고, 3각파 경사가 부일때는 PWM 펄스가 각도 범위(θyn)에서 L레벨인 것을 이해할 수 있다.
이 (θyn)는 각도 데이타이기 때문에 실제로는 다음식에 의하여 시간 패턴 데이타(tn)로 변환된다.
Figure kpo00002
………………………………………………… (8)
요컨데 (1) 기본 패턴 데이타(θn)(μ=1)가 P에 의하여 분류되어 테이블에 리스트된다. (2) 주파수 지령(Wo)에 대하여 적정한 3각 수(P)의 패턴 데이타가 선택된다. (3) 선택된 패턴 데이타(θn)가 식(3)에 의하여 θx=μ●θn(μ≤1)에 대하여 계산된다. (4) θx는 식(4)∼(7)에 의하여 3각파 경사를 고려하여 정점-교점 각도 데이타, θy=θT/4±θx(θT: 삼각파 수)로 변환된다. (5) θy는 식(8)에 의하여 시간 데이타(tn)로 변환된다.
이상, 단일 이상에 관하여서만 설명하였으나 3상유도 모터를 구동하는 3상 PWM 펄스가 요구될 경우에는 각 PWM 펄스는 서로 120°위상이 늦춰지게 된다. 따라서 a-상 데이타가 tna같으면 b-상 데이타는 tnb=tna+to이고, c-상 데이타는 tnc=tna-to(to는 120°에 대응하는 시간)이며, 3상 데이타간의 관계는 벡터적으로 다음식으로 표시된다.
Figure kpo00003
………………………………………………………… (9)
각 주파수지령(Wo)과 전압제어비(μ)에 대응하여 계산된 패턴 데이타(tn)에 의하여 논리 게이트는 다음과 같이, PWM 펄스를 발생한다. 제3도에서 논리 게이트(8)는 카운터(T11)와, 단안정 멀티바이브레이터(T12)(이하 모노멀티)를 포함하는 제1프로그래머블 타이머회로(21), 2개의 플립플롭을 포함하는 3각형 경사 래치(latch)회로 (22)와, 3상 카운터(T13), (T14), (T15)를 포함하는 제2프로그래머블 타이머회로(23)와, 인버터와 AND게이트와 OR게이트를 포함하는 논리회로(24)로서 구성된다.
제1프로그래머블 타이머(21)와, 버스(BUS)(7B)를 매개로하여 PWM 연산부(7A)(제3도에서는 CPU로 표시한다)에 접속되어 3각형 정점 타이밍신호(Sta)를 발생한다. 타이머(21)는 카운터(T11)와 모노멀티(T12)를 갖으며, 시간치 T/2(3각파의 반주기)이 CPU(7A)로부터 주기적으로 카운터(T11)에 셋트된다.
시간치 t/2 클럭펄스(clock pulse)에 의하여 카운트 다운 된다. 따라서 T11은 3각파의 각 반 싸이클 마다 펄스 타이밍 신호를 발생하게 된다. 모노멀티(T12)는 이 펄스 타이밍으로 트리거(trigger)되어 3각형 정점 타이밍 펄스(Sta)를 발생한다. Sta의 짧은 펄스 폭은 클럭수에 기본을 두고 T12에 의하여 결정된다.
3각형 경사 래치회로(22)는 제1 및 제2플립플롭(FF1), (FF2)을 갖는다. CPU(7A)에서의 3각형 경사 데이타(Ds)(정의 경사에서 "1", 부의 경사에서 "0")가 CPU(7A)로부터 출력되는 지령신호(WRITE)에 응답하여 FF1에 래치된다. 래치된 데이타신호(Ds)는 모노멀티(T12)로부터 출력된 3각형 정점신호(Sta)에 응답하여 FF2에 의하여 다시 래치된다. 따라서 FF2는 3각형 경사신호(Sts)를 출력한다.
즉, Sts는 정의 경사에서 H레벨이고, 부의 경사에서는 L레벨이다. 또한, 반전된 3각형 경사신호 (
Figure kpo00004
) 가 FF2의 단자 (
Figure kpo00005
) 로부터 동시에 출력된다.
제2프로그래머블 타이머(23)는 3상의 3각형 정점 교점신호(Tna), (Tnb), (Tnc)(제5도는 Tna만을 표시한다)를 발생한다.
제2프로그래머블 타이머(23)는 제1, 제2, 제3, 카운터(T13), (T14), (T15)를 갖으며 각기 각 위상에 할당되어 있다. 모노멀티(T12)의 정점 타이밍 신호(Sta)에 응답하여 각상의 패턴 데이타(tn)(3각형 정점과, 싸인파와, 삼각파의 교점간의 시간간격에 대응)가 순차적으로 각 카운터에 셋트된다. 셋트된 시간 간격(tn)은 클럭에 의하여 카운트 다운된다. 따라서 각 카운터(T13), (T14), (T15)는 3각형 정점에서 카운트 업되고 양파의 교점에서 카운트 다운되는 정점 교점신호(Tn)를 발생한다.
CPU(7A)와 래치회로(22), 제1, 제2타이머 회로(21), (23)간의 데이타 전송은 정점 타이밍 신호(Sta)을 인터럽트 신호(INTR)로서 CPU(7A)에 인가하여 수행한다. 3각형 경사신호(Sts), (
Figure kpo00006
), 정점-교점신호(Tna), (Tna), (Tnc)에 의하여 논리회로(24)는 각상 PWM 펄스신호(ea), (eb), (ec)를 각각 발생한다. 논리회로(24)의 동작을 a상에 관해서만 설명한다. 제1AND게이트(G1)는 정의 경사신호(Sts)와 정점-교점신호(Tna)의 AND를 취하여 신호(Ea +)를 발생한다.
따라서 Ea +는 정점-교점간 영역으로서, 정의 경사에서 H레벨이다. 제2AND게이트(G2)는 부의 경사신호 (
Figure kpo00007
) 와, 제1인버터(INV1)에 의하여 반전된 정점-교점신호 (
Figure kpo00008
) 와의 AND를 취하여 신호 Ea-를 발생한다. 따라서, Ea-는 정점-교차간 영역으로 부의경사로서 H레벨이다. 제1의OR게이트(G3)에 의하여 Ea +와 Ea -와 OR를 취하여, 제5도의 a-상 PWM 펄스를 얻을 수 있다. 또한 제2인버터(INV2)에서 ea를 반전하여 반전 a-상 PWM신호 ea를 동시에 얻을 수 있다.
요컨대, a-상의 논리식은
Figure kpo00009
……………………………………………………… (10)
이다.
마찬가지로 b, c상에 관한 논리식은
Figure kpo00010
……………………………………………………… (11)
Figure kpo00011
……………………………………………………… (12)
이다.
이상 설명한 바와 같이 3각파의 각 반주기(T/2)마다 리얼타임의 정점-교차 데이타(tn)를 결정함에 따라
각상의 PWM 펄스(ea), (eb), (ec)를 얻을 수가 있다.
PWM 펄스의 엔벨로프 주파수(모터 구동 인버터 주파수)는 다음식으로 표시된다.
Figure kpo00012
…………………………………………………… (13)
여기에서 T는 3각파의 주기, P는 싸인파 반싸이클 내의 3각형의 수이다.
PWM 펄스(ea), (eb), (ec)에 응답하여 인버터(9)가 작동하여 전압비 지령(μ)과 주파수지령(Wo)에 따라서 모터가 구동된다.
위 설명에 있어서 패턴 데이타(θn)가 θ1, θ2, θ3,…θ18의 순서로 읽혀지면 모터(10)는 예를들어 시계방향으로 구동된다. θn가 θ18, θ17,…θ3, θ2, θ1, θ18의 순서로 읽어지면 모터는 시계 반대방향으로 구동된다. 즉, 모터(10)의 회전방향은 패턴 데이타(θn)의 샘플링 순서를 절환하므로서 어느 방향으로든지 구동된다.
예를들어 말하자면, 모터(10)가 제6도의 샘플링점(3)에서 모터 회전 방향을 절환하는 것이 요구될 경우에는 데이타는 다음과 같이 샘플된다.
θ1, θ2, θ3, θ2, θ1, θ18,…
일반적으로, 데이타의 샘플 순서가
n=nsw+1 …………………………………………………………… (14)
이면, 모터는 순 방향으로 회전한다.
데이타의 샘플 순서가
n=nsw-1 …………………………………………………………… (15)
이면, 모터는 역방향으로 회전한다. 여기서 n는 패턴 데이타의 샘플링점인 것이다.
본 발명의 PWM 펄스 발생기의 주파수 스위칭 동작에 관하여 이하 제6도에 의하여 설명한다. 모터의 속도가 바뀌어질 때는, 주파수 지령(Wo)이 절환된다.
따라서, 일반적으로는, 싸인파의 반 싸이클 중에 포함되는 3각형의 수(P)도 또한 이미 설명한 바와 같이 조정된다.
이것은 싸인파의 주파수가 감소함에 따라, 수(P)를 증가시키고 지연시간을 일정한 범위내에서 설정할 필요가 있기 때문이다.
P가 바뀌어지면, PWM 전압신호(ea), (eb), (ec)의 진폭과 위상은 크게 변화한다. 따라서, 모터 토크도 역시 현저하게 감소한다. 이 문제들을 해결하기 위하여 현재의 데이타가 다음의 데이타로 절환되는 샘플 위치는 다음식에 따라 결정된다.
Figure kpo00013
………………………………………………………… (16)
여기서 nnew는 다음의 데이타가 선택되는 샘플링 위치이고, nold는 현재의 데이타가 다음의 데이타로 절환되는 샘플링 위치, Pold는 현재의 데이타로 선택되어 있는 수(P)는 데이타로 선택되는 수(P)이다.
또한 Pnew/Pold비의 소수점 이하는 반올림된다. 식(16)에 의하여 위상차를 최소로 할 수가 있다. 예를들면, nold=5에서 P가 Pold=15로부터 Pnew=9로 절환될 때는
Figure kpo00014
이다.
제6도에서, 제1의 3각파신호(P=15)의 샘플링 위치, nold=5(P5)는 제2의 3각파신호(P=9)의 샘플링 위치, nnew=3(P3)에 대응한다. nold=6에서 P가 Pdd=15로부터 Pnew=9로 절환될때는,
Figure kpo00015
이다.
제6도에서, 제1의 3각파신호(P=15)의 샘플링 위치, nnld=6(P6)는 제2의 3각파신호(P=9)의 샘플링 위치 nnew=4(P4)에 가장 가깝다.
nold=7에서 P가 Pold=15로부터 Pned=9로 절환될때는 샘플링 위치 nnld=7(P7)는 nnew=4(P4)에 가장 가깝다.
따라서, 제1의 예(nnew=3)에서 패턴 데이타(θn)는 다음과 같이 샘플된다.
θ2, θ3, θ4, θ5, θ3, θ4, θ5
─(P=15)→｜←(P=9)─
본 발명의 PWM 펄스 발생기의 위상제어동작에 관해서 이하 제7(a), 7(b)도에 의거 설명한다.
모터 토크가 변화하였을때는 위상차지령(ø)이 CPU(7A)에 입력된다.
제7도는 싸인파의 반싸이클 중에 9개의 3각형을 갖는 패턴 데이타로 45도의 위상차가 생겼을 경우의 예이다.
환언하면, 제2싸인파는 제1싸인파보다 45도의 위상차 만큼 앞서 있다. 이 위상차는 다른 요소로 검출 또한 연산되어서 위상차지령(ø)으로서 PWM 연산기(7) 또는 (7A)에 주어진다.
이미 설명한 바와 같이 CPU(7A)(연산부)는 3각형 정점 타이밍 신호(Sta)에 응답하여 순차적으로 패턴 데이타(θn)를 읽어내고 또한 연산된 시간 패턴 데이타를 출력한다. 따라서 패턴 데이타를 읽을 수 있는 샘플링 위치를 적당히 선택하는 것에 의하여 위상차를 감소시킬 수가 있다. 제7(a)도의 예에서도 모터가 정회전할때 3각파의 반주기(θT/2)가 20도이고 위상차가 45도이기 때문에, 현재의 데이타를 읽을 수 있는 샘플링 위치(n=P2)는 샘플링 위치(n=P5)로 스킵되어 위상차 45도중 40도를 보정한다.
이와는 반대로, 제2싸인파가 제1싸인파보다 45도 늦어 있을 경우에는 현재의 데이타를 읽을 수 있는 샘플링 위치(n=P2)는 샘플링 위치(n=P1)로 복귀된다.
상기 두가지 동작은 다음과 같이 표시된다.
ø=θT/2×Δø 또는
Figure kpo00016
……………………………………………………… (17)
여기서 ø는 위상차, θT/2는 3각파 반주기, ΔN는 현재의 데이타를 읽을 수 있는 샘플위치로부터의 증분 또는 감분, Δø는 여분이다.
따라서, 위상차(ø)가 주어지면 식(17)에 의하여 ΔN과 Δø를 얻을 수가 있다. 요컨대, 새로운 샘플링 위치는 모터의 회전방향과 위상차를 고려하여 다음과 같이 표시된다.
모터가 순방향으로 회전시,
nnew=nold+1±ΔN(+ : 나아가는 위상) ………………………… (18)
(- : 늦은 위상)
모터가 역방향으로 회전시,
nnew=nold-1
Figure kpo00017
ΔN(- : 나아가는 위상) …………… (19)
(+ : 늦은 위상)
또한 위상의 여분(Δø)은 다음과 같이 보정된다. 위의 예에서는, Δø은 5도이기 때문에 제1프로그래머블 타이머(21)의 카운터(T11)와 제2프로그래머블 타이머(23)의 카운터(T13), (T14), (T15)가 최초로 셋트될 때에 한하여, 제7(b)와 같이 3각파의 반주기 T/2(θT/2에 대응)와 패턴 데이타(t3)를 T/2'(20°-5°=15°)와 t3'(θ3-5°)와 같이 감소시켜서 셋트한다.
이와 역으로, 제2싸인파가 제1싸인파 보다 늦을때는 T/2과 t3를 증가시키고 T/2'(20°+5°=25°) 및 t3'(θ3+5°)로 셋트한다.
예컨대, 위의 계산식은 다음과 같이 표시된다.
T/2'=T/2
Figure kpo00018
Δø(- : 나아가는 위상) ……………… (20)
(+ : 늦은 위상)
tn'=tn
Figure kpo00019
Δø(- : 나아가는 위상) …………………… (21)
(+ : 늦은 위상)
여기서 Δø은 각도 위상 여분에 대응하는 시간이다.
이상 설명한 바와 같이 PWM신호에 위상차를 주는 신호가 입력되었을때 샘플 위치를 ΔN만 스킵 또는 리턴 시키고 카운터(T11), (T13), (T14), (T15)로 최초로 셋트되는 3각파 반주기(T/2)와 패턴 데이타(t)를 조정하여 높은 응답속도로 위상차를 줄일 수가 있다.
본 발명의 PWM 펄스 발생기의 동작에 관하여 설명한다.
제3도의 CPU(7A)에는 펄스 패턴 발생기(5), 데이타 선택기(6), PWM 연산부(7)가 포함된다. 각(角) 주파수지령(Wo)에 의하여, 기본 싸인파, [Sin W8t]와 싸인파의 반싸이클 중의 3각형의 수(P)가 결정된다.
PWM 연산기(7) [CPU(7A)]의 동작을 제8도의 흐름도에 의하여 설명한다.
현재의 패턴 데이타 샘플링 위치(ηnew)를 읽고(스텝 S1) 싸인파의 반싸이클 중의 3각형의 현재의 수(Pold)를 Pnew로 변화시킬때는 식(16)에 의하여 새로운 패턴 샘플링 위치(ηnew)가 계산된다(스텝 S3). 또, 현재의 PWM 펄스와 다음의 PWM 펄스 간에 위상차(4)가 있을때는 식(17)에 의하여 스킵 또는 리턴 되는 데이타 샘플링 위치의 수(ΔN)가 계산된다(스텝 S3). 스텝 S3에서 Δø가 있을 때는, 이 값은 시간 패턴 데이타(tn)와 3각파 반주기(T/2)를 후에 조정하기 위하여 일시 기억된다. 각 주파수지령(Wo)과 이에 대응하는 P에 의하여 CPU(7A)외 ROM으로부터 a-상 패턴 데이타(θna)을 읽을 수 있다(스텝 S4). 그리고 전압제어지령(μ)에 응답하고 식(3)에 의하여 θx가 계산된다(스텝 S5).
또한 식(4)∼(7)에 의하여 3각파 정점-교점(θy)이 계산된다. θy는 각도값이기 때문에 시간치(tna)로 변환된다. (스텝 S6). a-상 시간 패턴 데이타(tna)와 3각파 반주시(T12)가 스텝 S3에서 구한 Δø에 의하여 보정된다(스텝 S7). 보정된 데이타(tna)는 카운터(T13)에 셋트된다(스텝 S8). 보정된 반주기(T/2)가 카운터(T11)에 셋트된다(스텝 S9). 마찬가지로, 보정 데이타(Tnb)가 카운터(T14)에 셋트된다(스텝 S10). 보정 데이타(Tnc)가 카운터(T15)에 셋트된다(스텝 S11).
제9도에서 본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기를 비간섭 벡터 제어 유도 모터 구동장치에 적용한 예를 표시한다.
이 구동장치에서는 2차 자속에 대응하는 1차 전류와 2차 구동구동 전류에 대응하는 1차 전류는, 각각 그 벡터가 서로 직교하도록 제어된다. 여기서 비간섭 벡터란 것은 2차 자속과 2차 구동 전류간에서 발생하는 상호 간섭이 상쇄되는 것을 뜻한다.
모터 구동장치의 이해를 돕기 위하여 유도전동기의 비간섭 벡터 제어방법의 원리에 관하여 설명한다.
유도전동기는 2축(軸) 이론에 의한 간이 모델로서 수학적으로 취급할 수가 있다.
이 이론에서는 고조파(高調波), 철손, 자기포화 등은 모두 무시되고, 또한 신호는 3각 함수이다라는 조건하에서 2차측을 포함하는 모든 3상 전기치가 1차측의 2상 전기치로 변환된다. 이 2축 이론에 의하면 광주리형 3상 유도전동기의 1차측의 전압-전류 방정식과 토크는, 1차 전압과 동기하여 회전하는 α-β 좌표상에서 다음과 같이 표시된다.
Figure kpo00020
……… (Ⅰ)
Figure kpo00021
……… (Ⅱ)
여기서, 첨자 α는 α축상의 성분, 첨자 β는 β축상의 성분, 첨자 1은 1차측의 값, 첨자 2는 1차측 값으로 환산된 2차측 값, e는 전압, i는 전류, λ는 자속, r는 저항, M는 상호 인덕턴스, L는 인덕턴스, Lσ는 등가 누설 인덕턴스 Lσ=(L1L2-M2)/L2, P는 미분연산자 또는 라플라스 연산자인 P=d/dt이며, Wo는 1차 공급전압 벡터의 순시 각속도 또는 전압 제어형 전원의 각주파수, Wn는 회전자의 각주파수이다.
상기 식(Ⅰ)은 1차 전압과 1차 전류의 관계와 2차측 전압과 2차측 자속과의 관계를 위상 관계를 포함하여 표시하고 있다.
위의 식(Ⅱ)에 의하여 2차 자속 λ2β또는 λ2α이 일정하면 토크는 2차 전류 i2β또는 i2α에 비례하는 것을 알 수 있다. 유도전동기를 DC 모터와 같이 제어하기 위하여서는, 벡터 제어방법을 이용할 필요가 있다. 이 방법으로는 2차 자속(λ2)과 2차 구동전류(i2)와의 양 벡터는 서로 직교하도록 따로따로 제어된다.
α와 β축은 어떻게 정하든지 관계 없으나 α축을 2차 자속 λ2의 방향으로, β축을 2차 구동전류 i2의 방향으로 정하는 것이 바람직하다. 이와 같이 결정되면 λ2와 i2가 직교하는 조건은 다음과 같다.
λ2α(i1α)=일정, λ2β=0
i2β(i1β)=i2α=0, 가변 ……………………………………… (Ⅲ)
위는 2차 자속(λ2)이 α축상에서만 일정하게 제어되고, 2차 구동전류(i2)는 β축상에서만 가변 제어되고, DC모터와 같게 되는 것을 표시한다.
위의 식(Ⅲ)의 조건은 슬립(slip) 각주파수(Ws)를 다음과 같이 제어하여 얻을 수 있다.
Figure kpo00022
…………………………………………… (Ⅳ)
여기서 Ws는 슬립 각주파수이다.
이와 같이 α, β축을 결정하면, 1차 전류 α축성분(i1α은 2차 자속(λ2α)에 상당하며, 1차 전류 β축성분(i1β)는 2차 구동전류(i2β)에 상당한다.
위의 식(Ⅲ), (Ⅳ)은 2차 자속과 2차 전류를 비간섭으로 하는 필수조건이기는 하지만, 1차측의 α축성분과 β축성분과의 상호간섭(교차항)에 의한 기전력이 아직 남아있기 때문에 완전한 조건이 못된다.
비간섭 제어는 다음의 조건으로 달성된다.
e1α=r1i* 1a-LaWoi1β
e1β=r1i1β+L1Woi* 1α
여기서 e* 1α=i* 1α·r1…………………………………………… (Ⅴ)
e* 1β=i1β·r1+LδP
상측 첨자*는 기준 또는 지령치로서 전동기를 구동할 때 외부로부터 인가된다.
위의 식은 비간섭 조건을 표시한다. 상세하게 설명하면, 1차 전압(e1α을 결정하기 위하여서는 기준 1차 전류(iαβ(2차 전류 i2β를 제어)와 공급 전압 각주파수 (Wo) 및 계수(Lσ를 승산하여 얻은값(LσWoi1β가 기준 1차 전류(i* 1α)[2차 자속(λ2α)을 일정하게 제어]와 1차 저항 (r1)을 승산하여 얻은 값으로부터 감산된다. 마찬가지로, 1차 전압(e1β)을 결정하기 위하여서는 기준 1차 전류 i* 1α하고 공급전압 각주파수 (Wo) 및 계수(L1)를 승산하여 얻은 값(L1Woi* 1α)가 기준 1차 전류(i1β)와 1차 저항(r1)을 승산하여 얻은값에 가산된다.
식(Ⅳ)에서 λ1α는 일정(또는 i1α는 일정)하기 때문에 슬립 주파수(Ws)는 일차전류(i1β)에 비례한다.
요컨대 식(Ⅳ) 및 (Ⅴ)은 전압 제어식 전원으로서 유도 전동기를 구동할때 2차 자속과 2차 전류를 비간섭으로 하고 또한 2차 자속(λ2α)[즉, 1차 전류(i1α)]에 대응하는 1차 전류(i1α)의 값하고 2차 전류(i2β)에 대응하는 1차 전류(i1β)를 회전자 각주파수(Wn)에 가하여 제어 정보로서 필요한 것이다. 실제 제어에서는 기준치 또는 지령치를 이용하는 것이 실용적이다.
제2도를 참조하여, 기준 1차 전류(i* 1α)는 기준 2차 자속(λ* 2α)에 의하여, 다음식으로 구할 수 있다. 마찬가지로 기준 1차 전류(i1β)는 기준 토크(T*)와 기준 2차 자속(λ* 2α)에 의하여 다음식으로 구할 수 있다.
Figure kpo00023
2차 기준 자속(λ* 2α)은 일정하기 때문에 기준 토크(T*)는 PI 속도 제어기(비례적분기)를 매개로 하여 얻을 수 있는 1차 기준 전류(i1β)에 의하여 결정된다.
이 비례적분기로는 기준 회전자 각주파수(W* n)와 실제의 회전자 각주파수(Wn)의 차가 적분된다.
제9도에서, 비간섭 벡터 제어 모터 구동장치는 본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기를 포함한다. 발생기는 이미 설명한 바와 같이 패턴 발생기(5), 데이타 선택기(6), PWM 연산기(7), 논리 게이트 회로(8)를 포함한다. 구동장치는 모터 속도 센서(30), 주파수-전압 변환기(31), 감산기(32), 속도 제어 증폭기(비례적분기)(33), 슬립 주파수연산기(34), 가산기(35), 비간섭연산부(36), 좌표 교환기(37)을 포함한다.
모터(10)는 비간섭 제어 모터 구동장치로부터 발생하는 PWM 신호(ea), (eb), (ec)에 의하여 작동하는 인버터(9)에 의하여 구동된다.
모터 속도는 속도 센서(30)으로 검출되며 모터 속도로 표시하는 검출된 각주파수(Wn)는 f-v콘버터(31)에 의하여 Wn에 대응하는 전압으로 변환된다. 검출된 주파수(Wn)는 감산기(32)에 의하여 설정(기준) 주파수지령(W* n)으로부터 감산된다. 그 차(差) 신호(W* n-Wn)는 속도제어 증폭기(33)에 주어진다. 이 앰프(33)는 차신호(W* n-Wn)를 적분하는 비례적분기(P1)로서 1차 기준전류(i1β)를 결정한다.
비간섭 연산기(36)는 식(Ⅴ)을 이용하여 1차 기준전류(i* 1α)(일정의 2차 자속 λ2α)과 1차 전류(i1β)(가변 2차 전류 i2β)에 의하여 1차 전압(e1α), (e1β)을 출력하기 위하여 비간섭치(-LσWoi1β, L1Woi* 1α)를 연산한다.
슬립 주파수 연산기(34)는 식(Ⅳ)에 의하여 슬립 주파수(W)를 다음과 같이 계산한다.
Figure kpo00024
가산기(35)는 다음과 같이 공급 전압주파수(Wo)를 계산한다.
Wo=Wn+Ws
좌표 변환기(37)는 다음식에 의하여 1차 전압(e1α, e1β)을 극좌표로 변환한다.
Figure kpo00025
…………………………………………………… (Ⅵ)
Figure kpo00026
…………………………………………………… (Ⅶ)
Figure kpo00027
…………………………………………………… (Ⅷ)
｜E｜는 식(1)에서 설명한 전압제어비(μ)에 상당한다.
ø는 제2, 3도에서 설명한 위상 지령에 상당한다. 지령 ｜E｜(μ), ø, Wo에 따라서, PWM 연산부(7)와 논리게이트 회로(8)는 이미 상세하게 설명한 방법에 의하여 3상의 PWM 펄스(ea), (eb), (ec)를 발생한다.
또한, 극좌표신호
Figure kpo00028
=｜E｜∠ø와 PWM 펄스(ea), (eb), (ec)의 관계는 다음과 같이 된다.
ea=｜E｜Cos θp
Figure kpo00029
…………………………………………………… (Ⅸ)
Figure kpo00030
여기서 θp는 a-상축과 벡터 (
Figure kpo00031
) 가 나타내는 각도이다.
제10도에 이 관계를 보다 명확하게 표시하였다.
제10도에서, 3-상 축(a), (b), (c)은 고정되고, 2축(α), (β)는 각속도(Wo)로 회전하고 있다. 따라서 모터의 정상 상태로서는 θp=Wot로 된다. 그러나 모터 토크가 변동하면 e1α, e1β도 또한 변화하여 위상(ø)이 변화한다.
ø의 비분치가 Δø같으면, 각도 θp는
θp=Wot+Δø…………………………………………………… (Ⅹ)
이다.
ea, eb, ec를 디지탈 적으로 계산할 때는, 이 미분치 Δø는 현재의 샘플링시의 위상이다. 즉 다음과 같이 표현될 수 있다.
Δø=øold-ønew
여기서 ødd는 이전의 샘플링 시간에서의 위상이고, ønew는 현재의 샘플링 시간에서의 위상을 나타낸다.
PWM 신호 ea, eb, ec에 응답하고, 인버터(9)의 스위칭 소자가 턴 온, 오프 되어서 모터가 소정의 속도 및 토크로 구동된다. 또한 제9도에 있어서, 구성요소(5), (6), (7), (8), (36), (37)(일점쇄선으로 도시됨)의 동작과 기능은 프로그램에 따라 콤퓨터로 행할 수 있다.
이 경우에는, 적당한 콘버터로 입력신호(i* 1α), (i1β), (Wo)를 디지탈로 변환하여 입력하는 것이 필요하다. 또한, 속도제어 증폭기(33), 슬립 주파수연산기(34), F-V 콘버터(31)를 콤퓨터에 구성시키는 것도 가능하다.
이 경우에는, F-V 콘버터(31)는 카운터로 구성된다. 또는 이들 구성요소(33), (34), (31)를 다른 매스터(master) 콤퓨터에 설치하여, 그 매스터 콤퓨터에서 시퀀스 제어, 진단제어등의 다른 기능을 실행시켜도 좋다.
이상 설명한 바와같이, 본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기에 있어서는, 싸인파의 반 싸이클중에 포함되는 3각형의 수(P)를 조정하여 디지탈 적으로 PWM 펄스를 얻을 수 있기 때문에, 연산동작이나 처리를 간소화하여 가며, 넓은 주파수 및 전압범위에 걸쳐 높은 응답속도로 정확한 PWM 펄스 신호를 발생할 수가 있다. 또한 패턴 데이타의 샘플링 순서를 절환하여 PWM 펄스의 방향을 용이하게 절환할 수가 있다.
특히, 샘플링 위치를 스킵 또는 리턴시키고 카운터에 최초로 셋트되는 패턴 데이타와 3각파의 반주기를 조정하는 것에 의하여 높은 응답 속도로 위상차가 제어된다.
본 발명의 디지탈 PWM 펄스 발생기가 비간섭 벡터 제어유도 모터 구동장치에 적용될 경우에는 높은 응답속도로 정확하게 모터를 제어할 수가 있다. 즉, 모터의 속도, 토크 회전방향이 비교적 간단한 연산처리로 정확하게 높은 응답속도로 제어된다.

Claims (9)

  1. 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조펄스를 발생하는 디지탈 PWM 펄스 발생기에 있어서, (a) 기본주파수와 기본진폭을 갖는 싸인파를 정수배의 주파수와 싸인파와 같은 진폭을 갖는 3각 반송파로 펄스 폭 변조하여 결정된 복수의 일련의 디지탈중에 포함되는 3각형의 수에 의하여 각 열로 분류된 데이타를 발생하는 수단(5)과, (b) 각(角)주파수지령에 응답하여 3각형의 수에 의하여 분류된 일련의 적당한 디지탈 패턴 데이타를 선택하는 수단(6)과, (c) 전압제어비 지령에 응답하여 선택된 패턴 데이타 보다 작은 진폭의 다른 싸인파에 대응한 다른 패턴 데이타를 연산하는 수단(7)과, (d) 연산된 패턴 데이타에 의하여 펄스 폭 변조된 펄스를 발생하는 수단(8)으로 되는 것을 특징으로 하는 디지탈 PWM 펄스 발생기.
  2. 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조펄스를 발생하는 디지탈 PWM 펄스발생기에 있어서, (a) 기본주파수 및 기본진폭을 갖는 싸인파를 싸인파의 정수배의 주파수와 싸인파와 같은 진폭을 갖는 3각반송파로 펄스폭 변조하여 결정된 복수의 일련의 디지탈 패턴 데이타, 즉 3각파의 중간접(Pn)과 양파의 교점간의 각도간격 데이타(θn)로서, 싸인파의 반 싸이클 중에 포함되는 3각형의 수에 의하여 분류된 데이타와, 3각형 경사 데이타 신호(Ds)와, 3각형주기 신호(θT) 또는 (T)를 발생하는 수단과, (b) 각(角) 주파수지령(Wo)에 응답하여 3각형의 수(P)에 의하여 분류된 일련의 적당한 디지탈 패턴 데이타(θn)를 선택하는 수단과, (c) θx=μ·θn에 의하여 전압제어비 지령μ≤1에 비례한 각도 펄스 패턴 데이타(θx)와 θy=θT/4±θx에 의하여 각각의 3각형 정점과 양파의 근접하는 교점간의 각도 간격을 표시하는 각도 패턴 데이타(θy)와
    Figure kpo00032
    에 의하여 시간 펄스 패턴 데이타(tn)를 계산하는 수단(7)과, (d) 3각파의 반주기(T/2)와 클럭에 의하여 3각형 정점 타이밍신호(Sta)와, 3각형 경사 데이타 신호(Ds)와 3각형 정점 타이밍 신호(Sta)에 의하여 3각형 경사 펄스신호(Sts), (
    Figure kpo00033
    ) 와 시간 펄스 패턴 데이타(tn)와, 클럭에 의하여 정점-교점간 펄스신호(Tn)를 발생하고, 3각형경사 펄스신호 (
    Figure kpo00034
    ) 및 정점-교점간 펄스신호(Tn)와 또한 3각형 경사반전 펄스 신호 (
    Figure kpo00035
    ) 와 정점-교점간 반전 펄스신호 (
    Figure kpo00036
    ) 의 AND를 취하고, 2개의 AND 신호의 OR를 취하여 PWM 펄스신호를 발생하는 논리 회로수단(8)을 포함하는 것을 특징으로 하는 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조 펄스를 발생하는 디지탈 PWM 펄스발생기.
  3. 제2항에 있어서, (a) 3각파의 반주기(T/2)를 클럭신호로 카운트다운하여 3각형 정점 타이망신호(Sts)를 발생하는 제1프로그래머블 타이머(21)와, (b) 3각형 경사데이타(Ds)와 3각형 정점 타이밍 신호에 의하여 3각형 경사신호(Sts), (
    Figure kpo00037
    ) 를 발생하는 3각형 경사래치회로(22)와, (c) 시간 펄스 패턴 데이타(tn)를 클럭신호로 카운트다운하여 정점-교점 펄스신호(Tn)를 발생하는 제2프로그래머블 타이머(23)와, (d) 정점-교점 펄스신호(Tn)와 3각형 경사신호(Sts)와 AND를 취하고 제1AND된 신호(Ea +)를 발생하는 제1AND게이트(G1)와, (e) 반전 정점-교점 펄스신호 (
    Figure kpo00038
    ) 와 반전 3각형 경사신호 (
    Figure kpo00039
    ) 와의 AND를 취하여 제2AND된 신호(Ea +)를 발생하는 제2AND게이트(G2)와, (f) 제1 및 제2신호(Ea +)와 (Ea -)와의 OR를 취하여 PWM 펄스(ea)를 발생하는 OR게이트(G3)로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지탈 PWM 펄스발생기.
  4. 싸인파와 동기한 PWM 펄스를 디지탈 적으로 발생시키는 방법에 있어서, (a) 삼각파의 중점(Pn)과 싸인파와 주기(θT)의 3각반송파의 교점간의 각도를 표시하는 복수 열의 기본 디지탈 각도 패턴 데이타(θn)으로서, 싸인파의 반 싸이클 중의 3각형의 수(P)에 의하여 분류된 것을 기억시키는 단계와, (b) 각 주파수지령(Wo)에 응답하여 수(P)에 의하여 분류된 적당한 열의 데이타(θn)를 선택하는 단계와, (c) 데이타(θn)를 순차적으로 불러내는 단계와, (d) 전압제어비 지령에 비례한 각도 펄스 패턴 데이타(θx)를 θx=μ·θn의 조건에 의하여 계산하는 단계 및 각각의 3각형 정점과 싸인파 및 3각파 교점간 각도 간격을 표시하는 각도 펄스 패턴데이타(θy)를 θy=θT/4±θx(여기서 θT는 3각파의 주기를 나타낸다.)의 조건하에서 계산하는 단계와, (e) 시간 펄스 패턴 데이타(tn)를
    Figure kpo00040
    의 조건에 의하여 계산되는 단계와, (f) 3각파의 반주기(T/2)를 클럭신호로 카운트다운하여 3각형 정점신호 (
    Figure kpo00041
    )를 발생하는 단계와, (g) 3각형 정점 타이밍 신호(Sta)에 응답하여 3각형 경사 데이타를 래치하여 3각형 경사신호(Sts), (
    Figure kpo00042
    ) 를 발생하는 단계와, (h)시간 펄스 패턴 데이타(tn)를 클럭신호로 카운트다운하여 정점-교점 펄스 신호(Tna)를 발생하는 단계와, (i) 정점-교점 펄스 신호(Tn)와 3각형 경사신호(Sts)와의 AND를 취하고 제1AND신호(Ea +)를 발생시키는 단계와, (j) 정점-교점 펄스신호(Tn)를 반전하는 단계와, (k) 반전 정점-교점 펄스신호 (
    Figure kpo00043
    ) 와 반전 3각형 경사신호 (
    Figure kpo00044
    )와의 AND를 취하며 제 2AND신호(Ea -)를 발생하는 단계와, (1) 제1 및 제2AND 신호(Ea +)와 (Ea -)와의 OR를 취하여 PWM 신호(ea)를 발생하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조 펄스를 디지탈 적으로 발생하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 각도 펄스 패턴 데이터(
    Figure kpo00045
    )가 순방향으로 불려나왔을때는 순방향 PWM 펄스를 발생하고, 상기
    Figure kpo00046
    이 역방향으로 불려나왔을 때는 역방향 PWM 펄스를 발생하는 것을 특징으로 하는 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조 펄스를 디지탈 적으로 발생하는 방법.
  6. 제4항에 있어서, 각 주파수지령(Wo)이 절환되고 그러므로써 싸인파의 반 싸이클에 포함되는 3각형의 수, P가 Pold로부터 Pnew로 절환될때, 새로운 데이타(θn)가 불려나요는 샘플링 위치(nnew)는
    Figure kpo00047
    이며,
    Figure kpo00048
    는 최후의 데이타(θn)가 불려나온 샘플링 위치에서 결정되는 것을 특징으로 하는 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조 펄스를 디지털 적으로 발생하는 방법.
  7. 제3항에 있어서, 위상차신호(ø)에 응답하여 새로운 데이타(øn)를 불러내는 샘플링 위치(nnew)는
    Figure kpo00049
    의 조건하에서 Δø는 여분, θT는 3각파 신호의 주기로 계산되는 증분(+ΔN)만큼 건너뛰어 나아가는 위상을 보정하고, 또는 감분(-ΔN)만큼 되돌려서 늦은 위상을 보정하는 것을 특징으로 하는 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조 펄스를 디지탈 적으로 발생하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, Δø 여분이 있을때는 θT/2에 대응하는 3각형 반주기(T/2)와 시간 패턴 데이타(tn)가 다음의 샘플링 위치에서 맨 처음 카운트다운 될 때에 한하여 Δø만 조정되는 것을 특징으로 하는 싸인파에 동기한 펄스 폭 변조 펄스를 디지탈 적으로 발생하는 방법.
  9. 비간섭 벡터 제어 모터 구동장치에 있어서, (a) 유도 모터의 회전자 각 주파수(Wn)를 검출하는 속도 검출수단(30)과, (b) 기준 토크를 얻기 위하여 기준 회전차 각 주파수(Wn *)와 검출된 회전자 각 주파수(Wa)와의 차에 의하여 2차 구동전류에 대응하는 1차 전류(i1β)를 발생하는 비례적분 수단(33)과, (c) 1차전류 (
    Figure kpo00050
    와, 2차자속에 대응하는 1차 기준전류(i1α *)와, 검출된 회전자 각 주파수(Wn)와, 2차 인덕턴스(L2) 및 2차저항(r2)과의 비(τ2)에 의하여 1차 공급전압 각 주파수(Wo)를 발생하는 수단(34)과, (d) 비간섭치를 계산함에 있어서, 1차 기준전류(i1α *)[2차 상자속(λ2α)]와 1차전류(i1α)(2차 가변전류 i2β)에 응답하여 식(Ⅰ)에 의하여 1차 전압(e1α), (e1β)을 발생하는 비간섭 연산수단(36)과, (e) 식(Ⅱ)에 의하여 계산된 1차 전압(e1α), (e1β)를 극좌표 벡터로 변환하는 좌표 변환수단(37)과, (f) 변환된 극좌표치에 응답하여 PWM 신호를 발생하는 청구범위 1의 디지탈 PWM 펄스 발생기와, (g)PWM 펄스를 응답하여 모터 구동전류를 발생하는 인버터수단(9)을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 비간섭 벡터 제어 모터 구동장치.
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