JPH0775473B2 - Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置Info
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- JPH0775473B2 JPH0775473B2 JP59044378A JP4437884A JPH0775473B2 JP H0775473 B2 JPH0775473 B2 JP H0775473B2 JP 59044378 A JP59044378 A JP 59044378A JP 4437884 A JP4437884 A JP 4437884A JP H0775473 B2 JPH0775473 B2 JP H0775473B2
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、PWM（パルス幅変調）インバータのパルス数
切換方式に関する。
切換方式に関する。
（従来技術と問題点） PWMインバータでは直流電圧分が発生しないようにする
ために正負のPWM波形を完全に等しくする同期式が採用
される。この同期式PWMインバータでは、正弦波周期に
対して搬送波を一定パルス数にするのが簡単な制御にな
るが、この場合低周波では低次高調波が増大し、高周波
ではスイツチング周波数が高くなる欠点がある。そこ
で、従来から搬送波周波数を正弦波周波数（速度）の増
減に応じて切換えるというパルス数切換方式が採用され
ている。このパルス数切換方式のPWMインバータにおい
て、パルス数切換時点にPWM波形に角度誤差が生じて負
荷電動機にトルク変動が生じることが本願発明者等の研
究で明らかになつた。このトルク変動は、ベクトル制御
特に電動機の二次磁束と二次電流を互いに非干渉に直交
させる非干渉ベクトル制御のような精密な制御では大き
な問題になる。
ために正負のPWM波形を完全に等しくする同期式が採用
される。この同期式PWMインバータでは、正弦波周期に
対して搬送波を一定パルス数にするのが簡単な制御にな
るが、この場合低周波では低次高調波が増大し、高周波
ではスイツチング周波数が高くなる欠点がある。そこ
で、従来から搬送波周波数を正弦波周波数（速度）の増
減に応じて切換えるというパルス数切換方式が採用され
ている。このパルス数切換方式のPWMインバータにおい
て、パルス数切換時点にPWM波形に角度誤差が生じて負
荷電動機にトルク変動が生じることが本願発明者等の研
究で明らかになつた。このトルク変動は、ベクトル制御
特に電動機の二次磁束と二次電流を互いに非干渉に直交
させる非干渉ベクトル制御のような精密な制御では大き
な問題になる。
（発明の目的） 本発明の目的は、パルス数切換時のトルク変動を無くし
た切換方式を提供するにある。
た切換方式を提供するにある。
（発明の概要） 本発明は、パルス数切換えを各搬送波信号の位相の一致
する時点で行なうことを特徴とする。
する時点で行なうことを特徴とする。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ベクトル制御装
置のブロツク図である。電圧形インバータ１の出力を一
次電圧とする誘導電動機２を可変速ベクトル制御するの
に、速度設定になる角周波数設定値ωn *にパルスピツク
アツプ３及び周波数−電圧変換器４から得る電動機速度
検出信号ωnとを突合わせ、この偏差を比例積分演算す
る速度制御増幅器５の出力を電動機２の二次電流に相当
する一次電流のβ軸成分i1 βとして得る。一方、電動機
２の二次磁束に相当する一次電流のα軸成分i1 α *が設
定される。換言すれば電動機２を一次電圧制御で速度制
御するのに、該一次電圧に同期して回転するα，β軸を
持つ二相電圧e1 α，e1 βを設定し、α軸を電動機二次磁
束に定めると二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を
直交させ、この二相電圧e1 α，e1 βに対して電動機の等
価回路から一次電流のα軸，β軸成分i1 α，i1 βを設定
することになる。そして、磁束設定に相当するα軸電流
成分i1 α *を固定にしておき、電流に相当するβ軸電流i
1 βを調整することで二次電流と磁束を直交させながら
速度制御することになる。
置のブロツク図である。電圧形インバータ１の出力を一
次電圧とする誘導電動機２を可変速ベクトル制御するの
に、速度設定になる角周波数設定値ωn *にパルスピツク
アツプ３及び周波数−電圧変換器４から得る電動機速度
検出信号ωnとを突合わせ、この偏差を比例積分演算す
る速度制御増幅器５の出力を電動機２の二次電流に相当
する一次電流のβ軸成分i1 βとして得る。一方、電動機
２の二次磁束に相当する一次電流のα軸成分i1 α *が設
定される。換言すれば電動機２を一次電圧制御で速度制
御するのに、該一次電圧に同期して回転するα，β軸を
持つ二相電圧e1 α，e1 βを設定し、α軸を電動機二次磁
束に定めると二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を
直交させ、この二相電圧e1 α，e1 βに対して電動機の等
価回路から一次電流のα軸，β軸成分i1 α，i1 βを設定
することになる。そして、磁束設定に相当するα軸電流
成分i1 α *を固定にしておき、電流に相当するβ軸電流i
1 βを調整することで二次電流と磁束を直交させながら
速度制御することになる。
非干渉演算部６は、α軸一次電流設定値i1 α *とβ軸一
次電流指令i1 βとに従つてα−β軸の一次電圧e1 α，e1
βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした非干渉演
算をする。この演算式は次の式にされる。
次電流指令i1 βとに従つてα−β軸の一次電圧e1 α，e1
βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした非干渉演
算をする。この演算式は次の式にされる。
ここで、r1は電動機一次抵抗、ω0は角周波数指令（イ
ンバータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタン
ス、L1は一次インダクタンスである。上式は、二次磁束
設定のためには電流i1 βによる＋Ｌσω0i1 βの干渉が
あるため該干渉分をr1i1 αから引算し、二次電流設定に
は電流i1 αによる−ω0L1i1 α分の干渉があるため該干
渉分をr1i1 βに加えるという非干渉演算をすることを意
味する。
ンバータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタン
ス、L1は一次インダクタンスである。上式は、二次磁束
設定のためには電流i1 βによる＋Ｌσω0i1 βの干渉が
あるため該干渉分をr1i1 αから引算し、二次電流設定に
は電流i1 αによる−ω0L1i1 α分の干渉があるため該干
渉分をr1i1 βに加えるという非干渉演算をすることを意
味する。
座標変換部７は一次電圧e1 α，e1 βから極座標データに
変換する。この変換は第２図に示す関係から次式のよう
になる。
変換する。この変換は第２図に示す関係から次式のよう
になる。
＝|E|∠φ ………（２） PWM波形演算部８は電圧ベクトルの極座標信号|E|,
から三相固定軸の電圧ea，bb，ecに相当する信号をPWM
波形処理したデータとして求める。なお、電圧ea，eb，
ecと極座標信号との関係は第２図から明らかなように、 となる。ここで、θpはａ相軸と電圧ベクトルのなす
角度であり、α−β軸は角周波数ω0で回転することか
ら定常状態ではθp＝ω0tとなる。しかし、トルク変動
又は変更で電圧e1 α，e1 βが変化すると位相が変るた
め、この変化分がθpに影響し、次式になる。
から三相固定軸の電圧ea，bb，ecに相当する信号をPWM
波形処理したデータとして求める。なお、電圧ea，eb，
ecと極座標信号との関係は第２図から明らかなように、 となる。ここで、θpはａ相軸と電圧ベクトルのなす
角度であり、α−β軸は角周波数ω0で回転することか
ら定常状態ではθp＝ω0tとなる。しかし、トルク変動
又は変更で電圧e1 α，e1 βが変化すると位相が変るた
め、この変化分がθpに影響し、次式になる。
θp＝ω0t＋ ………（６） はデイジタル演算では１サンプル期間の位相変化量で
あり、＝old−newとなる。ただし、oldは上記
（４）式での１サンプル前の位相であり、newは現サ
ンプル時の位相である。
あり、＝old−newとなる。ただし、oldは上記
（４）式での１サンプル前の位相であり、newは現サ
ンプル時の位相である。
ゲート回路９は、演算部８からのデータに従つて実際の
各相インバータ電圧ea，eb，ecのpwM波形を得、この電
圧に従つてインバータ１のスイツチ素子をオン・オフ制
御する。パルスパターン発生部10及びパターンデータ切
換部11は後に詳細に説明するように演算部８での演算に
必要なPWMパターンデータを与える。
各相インバータ電圧ea，eb，ecのpwM波形を得、この電
圧に従つてインバータ１のスイツチ素子をオン・オフ制
御する。パルスパターン発生部10及びパターンデータ切
換部11は後に詳細に説明するように演算部８での演算に
必要なPWMパターンデータを与える。
これら各部６〜11は、デイジタル処理を行ない、ゲート
回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピユータにし
て必要な演算をプログラムに従つて行なうことができ
る。このため、電流i1 α *，i1 β及び角周波数ω0の入力
にはサンプリングとアナログ−デイジタル変換したデイ
ジタル量として取込む。
回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピユータにし
て必要な演算をプログラムに従つて行なうことができ
る。このため、電流i1 α *，i1 β及び角周波数ω0の入力
にはサンプリングとアナログ−デイジタル変換したデイ
ジタル量として取込む。
すべり周波数演算回路12は磁束電流設定信号i1 α *と二
次電流指令i1 βとからすべり周波数ωsを求める。この
演算は次式（７） に従つて行なわれる。ここで、τ2は二次インダクタン
スL2と二次抵抗r2の比L2／r2にされる。
次電流指令i1 βとからすべり周波数ωsを求める。この
演算は次式（７） に従つて行なわれる。ここで、τ2は二次インダクタン
スL2と二次抵抗r2の比L2／r2にされる。
この演算回路12のすべり周波数ωs出力は加算器13で変
換器４の速度検出信号ωn出力と加算されて角周波数ω0
が求められる。なお、これら回路12,13も含めて各部６
〜11をデイジタル処理する場合には変換器４はカウンタ
構成になるし増幅器５の演算もデイジタル演算にし、4,
5,12側をマスタ側マイクロコンピユータとしてシーケン
ス制御、故障診断などの処理をさせる。
換器４の速度検出信号ωn出力と加算されて角周波数ω0
が求められる。なお、これら回路12,13も含めて各部６
〜11をデイジタル処理する場合には変換器４はカウンタ
構成になるし増幅器５の演算もデイジタル演算にし、4,
5,12側をマスタ側マイクロコンピユータとしてシーケン
ス制御、故障診断などの処理をさせる。
次に、三相電圧信号ea，eb，ecの演算処理を各部８〜11
を中心にして以下に詳細に説明する。
を中心にして以下に詳細に説明する。
パルスパターン発生部10は基準制御率としての制御率μ
＝１及び基準角周波数ωBでかつ正弦波に同期したPWM波
形パルスパターンデータθnを搬送波パルス数Ｐ（正弦
波半周期間）に応じて発生する。このパターン発生部10
は例えばROMで構成され、パルス数Ｐに読じたパターン
データをデータテーブルとしてその読出しをするように
構成される。パターンデータ切換部11は角周波数指令ω
0に応じてパターンデータθnを切換えて取出す。このパ
ターンデータ切換えは角周波数指令ω0の高低に応じて
適当なパルス数Ｐを設定するためのものである。PWM波
形演算部８は切換部11を通して与えられるパターンデー
タθnを制御率μ及びω0に応じて調整し、この調整した
データθx（＝μ・θn）をPWM波形形成のためのデータ
として出力する。ここで、制御率μは電圧|E|のデータ
とインバータ１の直流電圧Edcを用いて次式で単位化す
る。
＝１及び基準角周波数ωBでかつ正弦波に同期したPWM波
形パルスパターンデータθnを搬送波パルス数Ｐ（正弦
波半周期間）に応じて発生する。このパターン発生部10
は例えばROMで構成され、パルス数Ｐに読じたパターン
データをデータテーブルとしてその読出しをするように
構成される。パターンデータ切換部11は角周波数指令ω
0に応じてパターンデータθnを切換えて取出す。このパ
ターンデータ切換えは角周波数指令ω0の高低に応じて
適当なパルス数Ｐを設定するためのものである。PWM波
形演算部８は切換部11を通して与えられるパターンデー
タθnを制御率μ及びω0に応じて調整し、この調整した
データθx（＝μ・θn）をPWM波形形成のためのデータ
として出力する。ここで、制御率μは電圧|E|のデータ
とインバータ１の直流電圧Edcを用いて次式で単位化す
る。
パルスパターン発生部10における正弦波パルスパターン
及びその演算によるPWM波形データの抽出については、
第３図によつて説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝
９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周波数
ωBの正弦波SINωBtの半周期に正負９個の搬送波として
の三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）に示すよ
うになる。このPWM波形のパルスパターンデータとして
三角波Ｃの零点P1〜P18から正弦波と三角波Ｃの交点ま
での角度θn（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶してお
く。この角度θnは搬送数パルス数Ｐ毎にグループ分け
して夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数Ｐとし
ては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするためにＰ
＝6m＋３（ｍ＝0,1,2…,k）としてｋ種類のものとす
る。
及びその演算によるPWM波形データの抽出については、
第３図によつて説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝
９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周波数
ωBの正弦波SINωBtの半周期に正負９個の搬送波として
の三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）に示すよ
うになる。このPWM波形のパルスパターンデータとして
三角波Ｃの零点P1〜P18から正弦波と三角波Ｃの交点ま
での角度θn（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶してお
く。この角度θnは搬送数パルス数Ｐ毎にグループ分け
して夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数Ｐとし
ては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするためにＰ
＝6m＋３（ｍ＝0,1,2…,k）としてｋ種類のものとす
る。
上記パターンデータθnは実際に必要なパターンと異な
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
xとは異なるが、これは次の計算によつて求められる。
制御率μによる角度θnの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θxとして求められる。
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
xとは異なるが、これは次の計算によつて求められる。
制御率μによる角度θnの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θxとして求められる。
θx＝μ・θn ………（９） そして、Ｔθ xは三角波Ｃの周期θTとすると、次の表中
の式から求められる。
の式から求められる。
また、第３図から三角波の傾斜が正の場合に角度Ｔθ x
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθ x区間がロ
ーレベルになると規定することで実際のPWM波形のパタ
ーンデータを得ることができる。
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθ x区間がロ
ーレベルになると規定することで実際のPWM波形のパタ
ーンデータを得ることができる。
従つて、制御率μ＝１のパターンデータθnを各パルス
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換部11によ
つて角周波数ω0に応じたパルス数Ｐのデータθnを選択
し、演算部８によつて制御率μに対する前記（９）式の
演算及び前記表に従つた角度Ｔθ xへの変換演算（Ｔθ x
のハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω0に
よる実時間データへの変換によつて実際のPWM波形形成
のためのパターンデータを得ることができる。ω0によ
る実時間データtxへの変換は角度データＴθ xに対して の演算で求められる。
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換部11によ
つて角周波数ω0に応じたパルス数Ｐのデータθnを選択
し、演算部８によつて制御率μに対する前記（９）式の
演算及び前記表に従つた角度Ｔθ xへの変換演算（Ｔθ x
のハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω0に
よる実時間データへの変換によつて実際のPWM波形形成
のためのパターンデータを得ることができる。ω0によ
る実時間データtxへの変換は角度データＴθ xに対して の演算で求められる。
なお、上述までは１相分のみのパターンデータについて
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb，θxcは夫々が120°遅れた位相にある
ことから、θnについて120°分遅れた点のデータをピツ
クアツプすることで求められるし、Ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ………（11） から求めることもできる。
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb，θxcは夫々が120°遅れた位相にある
ことから、θnについて120°分遅れた点のデータをピツ
クアツプすることで求められるし、Ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ………（11） から求めることもできる。
次に、ゲート回路９は第４図に示す構成にされる。同図
は演算部８としてのマイクロコンピユータ8Aとのバス結
合構成で示す。プログラマブルタイマ21はカウンタタイ
マT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タイ
マT11にはバス8Bを介して三角波Ｃの周期θTの1/2に相
当する数値T/2がプリセツトされ、この数値をクロツクC
LKの周期を持つてカウントダウンすることで三角波Ｃの
半同期θT/2毎に１発のパルス出力を得、このパルスを
クロツクCLKを持つて同期した入力とするマルチバイブ
レータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t11を
得る。このタイミング信号t11は三角波Ｃの正負頂点の
タイミングに合わされる。
は演算部８としてのマイクロコンピユータ8Aとのバス結
合構成で示す。プログラマブルタイマ21はカウンタタイ
マT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タイ
マT11にはバス8Bを介して三角波Ｃの周期θTの1/2に相
当する数値T/2がプリセツトされ、この数値をクロツクC
LKの周期を持つてカウントダウンすることで三角波Ｃの
半同期θT/2毎に１発のパルス出力を得、このパルスを
クロツクCLKを持つて同期した入力とするマルチバイブ
レータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t11を
得る。このタイミング信号t11は三角波Ｃの正負頂点の
タイミングに合わされる。
三角波傾斜状態ラツチ回路22は、２つのＤ型フリツプフ
ロツプFF1，FF2の縦続接続にされ、フリツプフロツプFF
1にはコンピユータ8Aから三角波の傾斜状態データD
c（傾斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WR
によつて与えられ、フリツプフロツプFF2にはFF1のＱ出
力がタイマ21のタイミング信号t11で取込まれる。従つ
て、ラツチ回路22の出力D12は三角波Ｃの傾斜正期間と
負期間をハイレベルとローレベルに対応づけた信号にな
る。
ロツプFF1，FF2の縦続接続にされ、フリツプフロツプFF
1にはコンピユータ8Aから三角波の傾斜状態データD
c（傾斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WR
によつて与えられ、フリツプフロツプFF2にはFF1のＱ出
力がタイマ21のタイミング信号t11で取込まれる。従つ
て、ラツチ回路22の出力D12は三角波Ｃの傾斜正期間と
負期間をハイレベルとローレベルに対応づけた信号にな
る。
プログラマブルタイマ23は各相a,b,cに対応づけたカウ
ンタタイマT13，T14，T15（データラツチを含む）を有
し、コンピユータ8Aから各相毎に三角波頂点からの角度
Ｔθ xに相当するデータtx（前述の（10）式）がプリセ
ツトされる。このプリセツトは予めコンピユータからデ
ータラツチに与えるデータをタイミング信号t11でカウ
ンタに移すことで行なわれ、該プリセツト値txをクロツ
クCLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。従つ
て、プログラマブルタイマ23は、三角波の頂点から正弦
波との交点までの時間幅の信号Ta，Tb，Tcを各相につい
て出力する。
ンタタイマT13，T14，T15（データラツチを含む）を有
し、コンピユータ8Aから各相毎に三角波頂点からの角度
Ｔθ xに相当するデータtx（前述の（10）式）がプリセ
ツトされる。このプリセツトは予めコンピユータからデ
ータラツチに与えるデータをタイミング信号t11でカウ
ンタに移すことで行なわれ、該プリセツト値txをクロツ
クCLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。従つ
て、プログラマブルタイマ23は、三角波の頂点から正弦
波との交点までの時間幅の信号Ta，Tb，Tcを各相につい
て出力する。
これまでの制御手段とコンピユータ8Aとのデータ授受は
タイミング信号t11をコンピユータ8Aへの割込み信号INT
ROとして与えることで実行される。
タイミング信号t11をコンピユータ8Aへの割込み信号INT
ROとして与えることで実行される。
ロジツク部24はラツチ回路22の出力D22とタイマ23の出
力Ta，Tb，Tcから各相a,b,cのPWM波形ea，eb，ecを形成
する。例えばａ相についてはタイマ23の出力Taとラツチ
回路22の出力D12との論理積をゲートG1で取ることで傾
斜正期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅をも
つ信号Ea+を得、インバータG2に得る出力Taの反転信号
と出力▲ ▼との論理積をゲートG3で取ることで傾
斜負期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅を持
つ信号Ea-を得、これら両信号Ea+とEa-の論理和をゲー
トG4で取ることでａ相PWM波形eaを得る。またゲートG5
によつてeaの反転信号▲ ▼を得る。
力Ta，Tb，Tcから各相a,b,cのPWM波形ea，eb，ecを形成
する。例えばａ相についてはタイマ23の出力Taとラツチ
回路22の出力D12との論理積をゲートG1で取ることで傾
斜正期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅をも
つ信号Ea+を得、インバータG2に得る出力Taの反転信号
と出力▲ ▼との論理積をゲートG3で取ることで傾
斜負期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅を持
つ信号Ea-を得、これら両信号Ea+とEa-の論理和をゲー
トG4で取ることでａ相PWM波形eaを得る。またゲートG5
によつてeaの反転信号▲ ▼を得る。
以上のとおり、ゲート回路９には三角波の半周期T/2毎
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea，eb，ecを得ることができ、信号ea，
eb，ecのエンベロープ周波数（インバータ運転周波数）
f0は になる。
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea，eb，ecを得ることができ、信号ea，
eb，ecのエンベロープ周波数（インバータ運転周波数）
f0は になる。
そして、パターンデータθnの呼出しをＰ＝９ではθ1，
θ2，θ3…θ18の順にするときを電動機２の正相回転方
向とすると、該呼出しを逆にθ18，θ17…θ2，θ1，θ
18とすることで電動機２を逆相回転させることができ
る。従つて電動機の正逆回転切換えは演算部８における
データθnの呼出し方向を切換えることで容易に実現さ
れる。
θ2，θ3…θ18の順にするときを電動機２の正相回転方
向とすると、該呼出しを逆にθ18，θ17…θ2，θ1，θ
18とすることで電動機２を逆相回転させることができ
る。従つて電動機の正逆回転切換えは演算部８における
データθnの呼出し方向を切換えることで容易に実現さ
れる。
次に、演算部８における周波数ω0変更伴う搬送波パル
ス数Ｐの切換えについてデータθnの呼出し処理を説明
する。パルス数Ｐの切換えに際し、切換前の呼出し番号
ｎに対して切換後の番号を同じ番号ｎ又はｎ±１とする
と切換前後のパルス数Ｐが変つていることから電圧信号
ea，eb，ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現わ
れ、これによつてトルク変動が発生する。そこで、呼出
し番号ｎとして正弦波に対する切換前後の搬送波の位相
が近いものを求めることで位相変化を少なくすることが
考えられる。これは次式で決定される。
ス数Ｐの切換えについてデータθnの呼出し処理を説明
する。パルス数Ｐの切換えに際し、切換前の呼出し番号
ｎに対して切換後の番号を同じ番号ｎ又はｎ±１とする
と切換前後のパルス数Ｐが変つていることから電圧信号
ea，eb，ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現わ
れ、これによつてトルク変動が発生する。そこで、呼出
し番号ｎとして正弦波に対する切換前後の搬送波の位相
が近いものを求めることで位相変化を少なくすることが
考えられる。これは次式で決定される。
ここで、Pnewは切換後のパルス数、Poldは切換前のパル
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。例えばＰ＝15からＰ＝
９に切換える場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜
P18，（P1）〜（P30）と正弦波の関係を第５図に示すよ
うに、切換前のｎ＝５とすると上記（13）式からnnew＝
３となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）は
Ｐ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この例で
はnnewが整数になるが、上記（13）式に端数が出る呼出
し番号での切換え時には位相差が現われ、この位相差が
遅れる方向にあると電動機には制動トルクになつて速度
が下り、進み位相にあると加速トルクになつてオーバシ
ユートを伴う速度制御になる。但し、電動機のGD2が大
きければ多少の位相差は問題ないが、ベクトル制御で正
確なトルク制御の必要な用途には適さないことになる。
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。例えばＰ＝15からＰ＝
９に切換える場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜
P18，（P1）〜（P30）と正弦波の関係を第５図に示すよ
うに、切換前のｎ＝５とすると上記（13）式からnnew＝
３となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）は
Ｐ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この例で
はnnewが整数になるが、上記（13）式に端数が出る呼出
し番号での切換え時には位相差が現われ、この位相差が
遅れる方向にあると電動機には制動トルクになつて速度
が下り、進み位相にあると加速トルクになつてオーバシ
ユートを伴う速度制御になる。但し、電動機のGD2が大
きければ多少の位相差は問題ないが、ベクトル制御で正
確なトルク制御の必要な用途には適さないことになる。
このようなことから、本発明では位相差零になるパルス
数切換方法を提案するものである。これを以下に説明す
る。
数切換方法を提案するものである。これを以下に説明す
る。
搬送波パルス数Ｐは前述のように Ｐ＝6m＋３ 但し、ｍ＝0,1,2,…Ｋ に設定している。このパルス数Ｐで、その周波数の1/2
周期になるθT/2は の関係にある。そして、三角波の頂点はθT/4を加え、
そのｎ番目の頂点位相は（14）式から となる。上記（15）式の右辺から、異なるパルス数Ｐ同
志の間でもｎ＝ｍのときは常に位相が30°となり、何れ
の周波数の三角波の頂点位相も一致することが判る。し
かも（15）式の左辺から明らかなように、ｎが2m＋１の
整数倍毎に60°の整数倍となる。つまり、60°に一回は
三角波の頂点位相が何れの周波数のものでも一致する。
周期になるθT/2は の関係にある。そして、三角波の頂点はθT/4を加え、
そのｎ番目の頂点位相は（14）式から となる。上記（15）式の右辺から、異なるパルス数Ｐ同
志の間でもｎ＝ｍのときは常に位相が30°となり、何れ
の周波数の三角波の頂点位相も一致することが判る。し
かも（15）式の左辺から明らかなように、ｎが2m＋１の
整数倍毎に60°の整数倍となる。つまり、60°に一回は
三角波の頂点位相が何れの周波数のものでも一致する。
上述までのことから、パルス数Ｐの切換えに搬送波位相
が 30°,90°,150°,210°,270°,330° にある時点の呼出し番号ｎにおいて前述の（13）式に基
づく演算から新たなパルス数の呼出し番号nnewを求めた
切換えを行なうことで、切換前後のパルス数の違いによ
る位相変化を無くす。なお、パルス切換点の呼出し番号
ｎのデータθnには切換点であることの符号データを付
加しておくことで演算部が容易に判定できる。
が 30°,90°,150°,210°,270°,330° にある時点の呼出し番号ｎにおいて前述の（13）式に基
づく演算から新たなパルス数の呼出し番号nnewを求めた
切換えを行なうことで、切換前後のパルス数の違いによ
る位相変化を無くす。なお、パルス切換点の呼出し番号
ｎのデータθnには切換点であることの符号データを付
加しておくことで演算部が容易に判定できる。
なお、上述の位相一致でのパルス数切換えには、60°に
一回しか切換えのチヤンスがないが、トルク変動が問題
になるのはパルス数が少ない高周波域であることから、
本切換方法を高周波域のみに適用し、低周波域では単に
（13）式に従つた切換えにして十分な応答，トルク性能
を得ることができる。
一回しか切換えのチヤンスがないが、トルク変動が問題
になるのはパルス数が少ない高周波域であることから、
本切換方法を高周波域のみに適用し、低周波域では単に
（13）式に従つた切換えにして十分な応答，トルク性能
を得ることができる。
また、実施例では非干渉ベクトル制御装置で説明する
が、本発明は通常のPWMインバータに適用して同等の作
用効果を得ることができるのは勿論である。
が、本発明は通常のPWMインバータに適用して同等の作
用効果を得ることができるのは勿論である。
（発明の効果） 以上のとおり、本発明によれば、搬送波パルス数切換え
に両搬送波の位相が一致する呼出し番号での切換処理を
するため、パルス数切換えによる位相変化を無くしてト
ルクシヨツクのない広範囲の高精度可変速PWM制御が可
能となる。構成上はパターンデータに位相一致の符号を
追加し、演算処理に該符号を持つ番号での切換えをする
処理を追加するのみで済む。
に両搬送波の位相が一致する呼出し番号での切換処理を
するため、パルス数切換えによる位相変化を無くしてト
ルクシヨツクのない広範囲の高精度可変速PWM制御が可
能となる。構成上はパターンデータに位相一致の符号を
追加し、演算処理に該符号を持つ番号での切換えをする
処理を追加するのみで済む。
第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ベクトル制御装
置を示すブロツク図、第２図は第１図における極座標変
換処理を説明するためのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の回路図、第５図はパルス数切換
えの動作説明のための波形図である。 １……電圧形インバータ、２……誘導電動機、３……パ
ルスピツクアツプ、６……非干渉演算部、７……座標変
換部、８……PWM波形演算部、９……ゲート回路、10…
…パルスパターン発生部、11……パターンデータ切換
部。
置を示すブロツク図、第２図は第１図における極座標変
換処理を説明するためのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の回路図、第５図はパルス数切換
えの動作説明のための波形図である。 １……電圧形インバータ、２……誘導電動機、３……パ
ルスピツクアツプ、６……非干渉演算部、７……座標変
換部、８……PWM波形演算部、９……ゲート回路、10…
…パルスパターン発生部、11……パターンデータ切換
部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 五十嵐 誠 東京都品川区大崎２丁目１番17号 株式会 社明電舎内 (56)参考文献 特開 昭53−86432（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−46669（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】角周波数指令ω0に応じて搬送波パルス数
を切換えて正弦波PWM波形のインバータ電圧信号を得るP
WMインバータの制御装置において、 搬送波である三角波と正弦波の振幅が同じになる基準制
御率及びPWMインバータの基準角周波数のPWM波形に対応
し、正弦波に同期した三角波の零点から該正弦波の交点
までの角度を値とするPWM波形パルスパターンデータθn
を三角波のパルス数Ｐの種類別に発生するパルスパター
ン発生部（10）と、 前記角周波数指令ω0に応じたパルス数の前記パターン
データθnを前記パルスパターン発生部から取出すパタ
ーンデータ切換部（11）と、 前記パターンデータ切換部より取り出された前記パター
ンデータθnを呼出し番号ｎを指定して呼出すととも
に、該呼出したパターンデータθnをPWMインバータの三
角波に対する正弦波の振幅比になる制御率μに応じて調
整したパターンデータθxを求め、このパターンデータ
θxから前記三角波の頂点から前記正弦波との交点まで
の角度Ｔθ xを求め、この角度Ｔθ xを角周波数指令ω0
に基づき実時間データtxに変換するPWM波形演算部
（８）と、 前記三角波の半周期毎のタイミング信号t11から三角波
の傾斜が正となる期間と負となる期間の信号D12、D12を
求めると共に該タイミング信号t11に同期して前記実時
間データtxの幅を持つパルスを各相毎に得、このパルス
と信号D12、D12とによって各相のPWM波形信号ea，eb，e
cを得るゲート回路（９）とを備え、 前記PWM波形演算部は、三角波のパルス数Ｐの切換えに
際し、前記パルスパターンデータθnの呼出し番号ｎが
パルス数切換前後の三角波頂点が互いに一致する番号に
なる時点で新たな呼出し番号nnewを次式 但し、Pnewは切換後のパルス数、 Poldは切換前のパルス数、 nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、 noldはパルス数Poldでの呼出し番号。 に従って切換える手段を備えたことを特徴とするPWMイ
ンバータのパルス数切換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044378A JPH0775473B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044378A JPH0775473B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190169A JPS60190169A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0775473B2 true JPH0775473B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=12689837
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59044378A Expired - Fee Related JPH0775473B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0775473B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010137162A1 (ja) * | 2009-05-29 | 2010-12-02 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| CN108093670B (zh) * | 2015-09-04 | 2020-12-01 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及热泵装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5386432A (en) * | 1977-01-10 | 1978-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | Pattern generating circuit |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP59044378A patent/JPH0775473B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60190169A (ja) | 1985-09-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |