JP2563523B2 - ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、モータの可動子の位置を検出するホール素
子等の位置検出器を用いないブラシレスモータの駆動装
置に関するものである。

従来の技術 近年、各種駆動用モータはその長寿命化、高信頼性化
あるいは形状の薄形化などのため、ブラシレスモータが
用いられることが多くなってきた。一般にブラシレスモ
ータは可動子の位置を検出するホール素子等の位置検出
器が必要であり、より一層の低価格化・小形化を実現す
るためには位置検出器の無いいわゆるコミュテーション
センサレスのブラシレスモータが必要となってきた。こ
のようなブラシレスモータの駆動装置の従来例として
は、例えば特開昭52−80415号公報に示されているよう
なものがある。

以下図面を参照しながら、上記した従来のブラシレス
モータの駆動装置の一例について説明する。

第13図は従来のブラシレスモータの駆動装置の回路構
成図である。第13図において、駆動コイル１〜３の一端
は共通で、前記駆動コイル１の他端はダイオード４のア
ノードとダイオード５のカソードと駆動トランジスタ10
および13のコレクタに接続され、前記駆動コイル２の他
端はダイオード６のアノードとダイオード７のカソード
と駆動トランジスタ11および14のコレクタに接続され、
前記駆動コイル３の他端はダイオード８のアノードとダ
イオード９のカソードと駆動トランジスタ12および15の
コレクタに接続されている。前記ダイオード4,6,8のカ
ソードおよび前記駆動トランジスタ10,11,12のエミッタ
は正側給電線路に接続され、前記ダイオード5,7,9のア
ノードおよび前記駆動トランジスタ13,14,15のエミッタ
は接地されている。前記駆動コイル１〜３の他端はそれ
ぞれフィルタ回路16に入力され、前記フィルタ回路16の
出力は通電切換回路17に入力されている。前記通電切換
回路17の出力は前記駆動トランジスタ10〜15のベースに
それぞれ入力されている。

以上のように構成された従来のブラシレスモータの駆
動装置について、以下その動作を説明する。第14図は第
13図における動作説明図であり、U₀,V₀,W₀は駆動コイル
1,2,3の通電波形である。前記通電波形U₀,V₀,W₀は、フ
ィルタ回路16により高調波成分が除去されると共に位相
が90゜遅れ、F₁,F₂,F₃にそれぞれ変換される。なお、フ
ィルタ回路16は一次フィルタであり、例えばRCパッシブ
フィルタ，一次ミラー積分回路等で構成され、そのしゃ
断周波数は前記駆動コイル通電波形の周波数に比べ充分
低域に設定されている。前記フィルタ回路16の出力F₁,F
₂,F₃は通電切換回路17により、U_H,U_L,V_H,V_L,W_H,W_Lに論
理処理され、前記駆動トランジスタ10〜15をスイッチン
グ動作させる。この時、スイッチング動作はモータ駆動
トルクが常に一方向に発生するよう行われ、モータが駆
動されるものである。

発明が解決しようとする課題 しかしながら上記のような構成では、駆動コイルの各
相毎に低域しゃ断周波数特性を有するフィルタ回路が必
要であり、従って大容量のコンデンサが多数必要とな
る。

また、駆動コイルのインダクタンスが大きい場合、駆
動トランジスタがオンした後、駆動コイルの通電電流は
時間的に遅れて発生するいわゆる電機子反作用が存在す
る。

この様な場合、第14図に示したタイミングで駆動コイ
ルを通電すると、効率が低下することが知られている。
その改善策としてF₁,F₂,F₃の信号の位相を若干進ませ、
電機子反作用による通電の遅れを補償するよう駆動トラ
ンジスタを動作させる方式が特開昭52−80415号公報に
記載されているが、これを実現するためにはコンデンサ
等の部品がさらに必要となる。また、駆動コイル通電波
形U₀,V₀,W₀は、駆動トランジスタのオフ時に発生するス
パイクノイズや、電源電圧変動、負荷変動にともなう電
流変動等が存在しU₀,V₀,W₀の通電波形からフィルタ回路
を使用して通電切換信号を正確に得ることが困難となる
ことが多い。その対策として特公昭59−36519号公報に
示されているような方式が考案されている。

しかし、駆動コイル通電波形からフィルタ回路を使用
して通電切換信号を得る方式は、基本的に以下のような
問題を有している。すなわち、駆動コイル通電時の通電
電流と駆動コイル内部インピーダンスにより発生する電
圧降下、および通電休止直後に発生するスパイクノイズ
等が駆動コイル通電波形の基本波（逆起電圧）に重畳さ
れ、しかもこれらは電源電圧や負荷の変動と共に絶えず
変動している。従って、駆動コイル通電波形をフィルタ
処理し通電切換信号を得る場合、通電波形の基本波（逆
起電圧）に絶えず変動しつつ重畳されている上記成分に
よる誤差が発生し、正確な駆動コイルの通電が困難とな
る。

従来、以上の問題点を解決するために、通電切換信号
を正確に得るための様々な手法が考案されているが、基
本的に駆動コイル逆起電圧と通電切換信号の位相差を一
定に保つようフィルタ回路周辺にて調整を行うものであ
り、その調整は極めて面倒なものである。また、フィル
タ回路構成用以外に多数のコンデンサが必要となり、従
ってIC化においては外付部品点数やピン数の増加となり
高価なものとなってしまう。また、フィルタ回路を用い
ずに、マイクロコンピュータ等を使用し、デジタル的に
通電切換信号を得る方式が特開昭61−293191号公報に記
載されているが、やはり高価なものとなってしまう。

以上のように従来のブラシレスモータの駆動装置は、
駆動コイル通電波形からフィルタ回路により、可動子の
位置に対して一定位相関係を持つ通電切換信号を得、こ
れを利用して前記駆動コイルを順次通電するよう構成さ
れているため、駆動コイル通電波形に含まれるスパイク
ノイズや通電電流による駆動コイルの電圧降下、電源電
圧や負荷の変動によるこれら重畳成分の変動、さらに電
機子反作用等による影響により正確な通電切換信号を得
ることが困難である。また、フィルタ回路を構成する際
に多数の大容量コンデンサが必要であり、特にIC化の
際、外付部品点数やピン数の増加となり価格的に不利と
なる。

また、駆動コイルの通電切換をパルス的に行うと、ロ
ータマグネットとステータコイルの吸引、反発による振
動のため騒音（以下電磁音と称する）が発生する。この
ように従来のブラシレスモータの駆動装置は様々に問題
点を有していた。

本発明は上記問題点に鑑み、駆動コイルの通電切換信
号をフィルタ回路を用いずに得ることにより、従来フィ
ルタ回路構成上必要であった多数の大容量コンデンサを
除去し、同時に駆動コイル通電波形に含まれるスパイク
ノイズの影響や電源電圧変動、負荷変動さらには電機子
反作用による影響を受けずに、また駆動トランジスタの
切換を滑らかに順次通電することにより電磁音を軽減し
モータを駆動することが可能な新規なブラシレスモータ
の駆動装置を提供するものである。

課題を解決するための手段 上記課題を解決するために本発明のブラシレスモータ
の駆動装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動
コイルに接続された複数の駆動トランジスタと、前記駆
動コイルの通電切換信号を前記複数の駆動トランジスタ
へ順次分配する分配回路と、前記駆動トランジスタの通
電切換信号の立上りと立ち下りをなめらかにし出力する
スロープ合成器と、前記スロープ合成器に適当な周波数
を有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動コ
イルの通電休止期間において前記駆動コイルに発生する
逆起電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を検
出する位相誤差検出器とからなり、前記位相誤差検出器
の出力を前記電圧制御発振器の入力とした構成である。

作用 本発明は上記した構成によって、モータ駆動コイルに
発生する逆起電圧と同コイルの通電切換信号の位相差を
検出し、その検出位相差に応じて合成した台形波状の通
電切換信号を制御することにより、可動子の位置および
速度に対して合成波状の通電切換信号が一定位相関係を
保持するよう帰還ループすなわち位相制御ループ（PLL
ループ）を構成しているので、従来必要であったフィル
タ回路を有するが故に発生した種々の不具合点は全て解
消される。また、モータの速度が変化しても台形波状の
通電切換信号のスロープ部の有する電気角は変化せず、
すなわちモータの速度が遅い時間はスロープの角度は緩
やかで時間的に長くなり、反対に強いときはスロープの
角度は急で時間的に短くなる。すなわちモータの速度に
応じてスロープが制御される為、モータは起動後から定
常回転数まで電磁音が軽減される。

実施例 以下本発明の一実施例のブラシレスモータの駆動装置
について、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの
駆動装置の回路構成図である。第１図において、第13図
の従来のブラシレスモータの駆動装置と同一機能を有す
る部分は同一記号を付し、その説明を省略する。第１図
において、駆動トランジスタ10〜12の各ベースは増幅器
71の出力に接続され、駆動トランジスタ13〜15の各ベー
スは増幅器72の出力にそれぞれ接続されている。前記増
幅器71,72の入力は分配回路70の出力に接続され、前記
分配回路の入力はスロープ合成回路63の出力および速度
誤差増幅器80の出力にそれぞれ接続されている。前記速
度誤差増幅器80の非反転入力端子には外部よりトルク指
令電圧ETが入力され、反転入力端子は駆動トランジスタ
13〜15のエミッタおよび抵抗81の一方の端子と共通接続
され、前記抵抗81の他方の端子は接地されている。前記
スロープ合成回路63の入力は論理回路61の出力およびス
ロープ発生回路62の出力にそれぞれ接続され、前記スロ
ープ発生回路62の入力は前記論理回路61の出力Ａおよび
電圧制御発振器40の出力I_Bに接続されている。前記論理
回路61の入力は電圧制御発振器の出力ｆに接続されてい
る。ここで前記スロープ合成回路63と前記スロープ発生
回路62および前記論理回路61はスロープ合成器60を構成
している。前記電圧制御発振器40の入力は最低周波数設
定回路50の出力および演算増幅器31の出力EAOに接続さ
れ、前記演算増幅器31の反転入力端子と出力端子の間に
は抵抗33とコンデンサ34の直列回路とコンデンサ35が接
続されている。前記演算増幅器31の非反転入力端子は抵
抗36,37により一定バイアス電圧が印加され、前記演算
増幅器31の反転入力端子は抵抗32を介して比較器27の出
力PDに接続されている。ここで前記各構成要素31〜37に
より誤差増幅器30を構成している。駆動コイル1,2,3の
一端U₀,V₀,W₀はバッファ回路21,22,23の入力にそれぞれ
接続され、前記バッファ回路21,22,23の各出力U_B,V_B,W_B
は比較器27の一方の入力に接続されると共に抵抗24,25,
26を介して共通接続され、この共通点N_Bは前記比較器27
の他方の入力に接続されている。

以上のように構成されたブラシレスモータの駆動装置
について、以下その動作を説明する。

第２図は本発明の動作原理説明図であり、駆動コイル
逆起電圧と駆動コイル通電波形の位相関係を示すもので
ある。第２図（ａ）は前記逆起電圧（破線部）と前記通
電波形（実線部）の位相関係が最適状態にある場合であ
り、同図（ｂ），（ｃ）は位相角ψだけ最適状態からず
れた場合を示している。ここで第１図において、電圧制
御発振器40の出力はスロープ合成器60,分配回路70,駆動
トランジスタ10〜15を通して駆動コイル１〜３に伝達さ
れている。従って前記電圧制御発振器40の出力と前記駆
動コイル１〜３の通電波形には一定の位相関係が存在す
る。すなわち、電圧制御発振器の発振周波数および位相
を制御することにより、駆動コイル逆起電圧と駆動コイ
ル通電波形の位相差を制御することが可能となる。そこ
で、第２図（ｂ），（ｃ）に示したように駆動コイル逆
起電電圧と駆動コイル通電波形との間に位相角ψのずれ
を生じた場合、その位相誤差ψを位相誤差検出器20およ
び誤差増幅器30により検出増幅し、ψが零となるよう電
圧制御発振器40の発振周波数および位相を制御する位相
制御ループを設けることにより、第２図（ａ）に示すよ
うな最適通電状態を確保することが可能となり、モータ
が駆動されるものである。

位相誤差検出器20の具体的な構成としては、例えば第
３図に示したようなものが考えられる。

第３図において、第１図と同一機能を有する部分は同
一記号を付す。すなわち、駆動コイル1,2,3の一端U₀,
V₀,W₀はそれぞれバッファ回路21,22,23に入力され、前
記バッファ回路21,22,23の出力U_B,V_B,W_Bはそれぞれ抵抗
24,25,26を介して共通接続され、その共通接続点N_Bは比
較回路100,120,140の反転入力端子と比較回路110,130,1
50の非反転入力端子に接続されている。前記バッファ回
路21の出力U_Bは前記比較回路100の非反転入力端子と前
記比較回路110の反転入力端子に接続され、前記バッフ
ァ回路22の出力V_Bは前記比較回路120の非反転入力端子
と前記比較回路130の反転入力端子に接続され、前記バ
ッファ回路23の出力W_Bは前記比較回路140の非反転入力
端子と前記比較回路150の反転入力端子に接続されてい
る。前記比較回路100,110,120,130,140,150の各出力は
トランジスタ101,111,121,131,141,15によるオープンコ
レクタ出力であり、前記トランジスタ101,111,121,131,
141,151の各コレクタは共通でトランジスタ161のコレク
タに接続され、位相誤差検出器出力PDを成している。前
記トランジスタ161のベースはトランジスタ162のベース
およびコレクタに接続されると共にトランジスタ164の
コレクタと定電流源として動作するトランジスタ169の
コレクタに接続されている。前記トランジスタ162のエ
ミッタは抵抗163を介して安定化電源電圧Vregが印加さ
れ、前記トランジスタ161,164のエミッタは前記安定化
電源電圧Vregが印加されている。前記トランジスタ164
のベースは抵抗166を介して同エミッタに接続されると
共に抵抗165を介してエミッタ接地されたトランジスタ1
67のコレクタに接続されている。前記トランジスタ167
のベースは抵抗168を介して論理回路61の出力S₀が接続
されている。前記論理回路61の他の出力S₁,S₂,S₃,S₄,
S₅,S₆はそれぞれ抵抗171,173,175,177,179,181を介して
エミッタ接地されたトランジスタ170,172,174,176,178,
180の各ベースに接続され、前記トランジスタ170,172,1
74,176,178,180の各コレクタはそれぞれ前記トランジス
タ101,111,121,131,141,151の各ベースに接続されてい
る。

以上のように構成された位相誤差比較器について、以
下その動作を説明する。

第４図はその動作説明図であり、駆動コイル１に関し
て、その逆起電圧と通電波形との位相誤差検出の様子を
示したものである。第１図，第３図，第４図において、
駆動コイル１は電圧制御発振器40の出力ｆと同期した信
号U_H,U_Lを通電指令信号として通電されている。従ってU
_H,U_L共に出力されていない期間は通電休止期間であり、
この間駆動コイル通電波形U₀は逆起電圧U_eと一致してい
る。第４図より通電休止期間はU_HがLOWレベルとなって
からU_Lの立上りのまでの期間で、ｆの２クロックに当た
る。U_LがLOWレベルとなってからU_Hが立上るまでの期間
においても同様に通電休止期間が存在するが、説明を簡
単にするため、前者の期間のみを考える。通電休止期間
において、各駆動コイルの中性点電圧N₀と駆動コイル通
電波形U₀を比較すると、U₀と駆動コイル逆起電U_eとの位
相差ψが零の時、N₀とU₀は通電休止期間の中央すなわち
U_HがLOWレベルとなってからｆの１クロック後に一致す
る。また、U₀がU_eに対して位相差ψだけ遅れた場合、N₀
とU₀はU_HがLOWレベルとなってからｆの１クロック後以
前に一致し、U₀がU_eに対して位相差ψだけ進んだ場合、
N₀とU₀はU₁がLOWレベルになってからｆの１クロック後
以後に一致する。従って、U_HがLOWレベルとなってから
ｆの１クロック後においてU₀とN₀を比較することにより
U₀とU_eの位相関係を知ることができる。従って、位相差
ψを検出する方法として、U_HがLOWレベルとなってから
ｆの１クロック後を基準に適当な幅を持った位相誤差検
出パルス信号S_ULを発生させ、S_UL発生時にのみN₀とU₀を
比較することにより、位相差ψに応じたデューティーを
有する比較器出力PD_ULを得ることが出来る。第４図では
S_ULはU_HがLOWレベルとなってからｆの１クロック後を基
準にｆの±1/2クロックの期間発生し、U₀がU_eに対して
位相角ψだけ進んだ場合を示している。

以上、駆動コイル１の通電波形U₀に対して、U_HがLOW
レベルとなってからU_Lが立上るまでの間の通電休止期間
を利用した位相差ψの検出についてその動作原理を説明
したが、L₀に対して他の通電休止期間、すなわちU_LがLO
WレベルとなってからU_Hが立上るまでの期間、および他
の駆動コイル2,3の通電波形V₀,W₀においても同様に検出
でき、本実施例においてはこれら全てを合成することに
より位相誤差検出器出力PDを得ている。

電圧制御発振器40および最低周波数設定回路50の具体
的な構成としては、例えば第５図に示したようなものが
考えられる。第５図において、40が電圧制御発振器であ
り、50が最低周波数設定回路である。第５図において、
誤差増幅器の出力EAOは抵抗190を介して差動増幅器191
の一方の入力端子に接続されると共にトランジスタ192
のエミッタに接続されている。前記差動増幅器191の他
方の入力端子には安定化電源線路と接地間に接続された
抵抗193と抵抗194からなる分圧回路の分圧点が接続され
ている。前記差動増幅器191の２つの入力間の誤差が増
幅されて前記トランジスタ192のベースに接続されてい
る。前記トランジスタ192のコレクタはトランジスタ195
のコレクタおよびベースに接続されている。前記トラン
ジスタ195およびトランジスタ196、トランジスタ197は
ベースが共通接続され出力I_Bを構成すると共に、それぞ
れのエミッタは接地されカレントミラー回路を構成して
いる。それぞれのエミッタが前記安定化電源線路に接続
されたトランジスタ198およびトランジスタ199はベース
が共通接続されると共に前記トランジスタ198のコレク
タおよび前記トランジスタ196のコレクタに接続されて
いる。前記トランジスタ199のコレクタは前記トランジ
スタ197のコレクタに接続されると共にコンパレータ200
の一方の入力端子に接続されている。前記コンパレータ
200の一方の入力端子と接地間にはコンデンサ201が接続
されている。前記コンパレータ200の出力トランジスタ2
02のコレクタと前記コンパレータ200の他方の入力端子
間には抵抗203が接続されている。前記抵抗203の前記コ
ンパレータ200の他方の入力端子側の端子は抵抗204を介
してバイアス電源205に接続されている。前記トランジ
スタ202のコレクタは定電流を供給するトランジスタ208
のコレクタに接続されると共に、抵抗206を介してトラ
ンジスタ207のベースに接続されている。前記トランジ
スタ207のエミッタは前記安定化電源線路に接続され、
同ベース、エミッタ間には抵抗210が接続され、同コレ
クタは前記トランジスタ198,199のベース共通接続点に
接続されている。

また、前記バイアス電源205の電圧は抵抗212および抵
抗213からなる分圧回路により分圧され、その分圧点は
差動増幅器211の一方の入力端子に接続され、また前記
差動増幅器211の出力トランジスタ215のエミッタは抵抗
214を介して接地されると共に前記差動増幅器211の他方
の入力端子に接続されている。前記トランジスタ215は
マルチコレクタ構成になっており同コレクタの1/4が、
コレクタが接地されたトランジスタ218のベースに接続
されると共にトランジスタ216のコレクタに接続されて
いる。前記トランジスタ216のベースはトランジスタ217
のベースに接続されると共に前記トランジスタ218のエ
ミッタに接続されている。前記トランジスタ216および2
17のエミッタは前記安定化電源線路に接続されている。
前記トランジスタ217のコレクタは前記トランジスタ192
のコレクタに接続されている。

以上のように構成された電圧制御発振器および最低周
波数設定回路について、以下その動作を説明する。

いま、第１図の誤差増幅器30において抵抗36および抵
抗37からなる分圧回路は安定化電源Vregと接地間に接続
されており、それら２つの抵抗値が等しいとすると、電
源投入直後、前記誤差増幅器30の出力EAOの電圧値はVre
g/2となる。また、第５図の電圧制御発振器40において
差動増幅器191の入力端子に接続された抵抗193および抵
抗194の抵抗値が等しいとすると前記入力端子の電圧値
はVreg/2となるので、前記差動増幅器191のもう一方の
入力端子とトランジスタ192のエミッタとの接続点の電
圧値もVreg/2となる。したがって、電源投入直後、抵抗
190の両端には電圧降下が生じない。すなわち、前記ト
ランジスタ192には電流が流れない。

さて、ここで最低周波数設定回路50について説明す
る。いま、バイアス電源205の電圧値をV₁₀₅とし、抵抗2
12,抵抗213および抵抗214のそれぞれの抵抗値をR₂₁₂,R
₂₁₃およびR₂₁₄とすると、差動増幅器211の一方の入力端
子の電圧値は となる。前記差動増幅器211の他方の入力端子は前記一
方の入力端子とイマジナルショートが成り立っているの
で、前記他方の入力端子とトランジスタ215のエミッタ
との接続点は前記一方の入力端子の電圧値 と等しくなる。したがって、前記トランジスタ215のエ
ミッタ電流は、 となる。

前記トランジスタ215のマルチコレクタ構成およびト
ランジスタ216とトランジスタ217からなるカレントミラ
ー構成を介することにより、前記トランジスタ215のエ
ミッタ電流の1/12の電流すなわち が前記トランジスタ217のコレクタ電流I₂₁₇として前記
電圧制御発振器40に供給されその最低周波数を設定して
いる。

ここで、前記電圧制御発振器40の発振周波数はどのよ
うにして決定されるのかを説明する。コンパレータ200
の一方の入力端子と接地間に接続されたコンデンサ201
に電荷が充電されていない時、トランジスタ220がON、
トランジスタ221がOFF、したがって、コンパレータ200
の出力トランジスタ202がOFFとなり、よって、トランジ
スタ203がOFFとなり、トランジスタ198および190からな
るカレントミラー回路が動作する。また、トランジスタ
195,トランジスタ196およびトランジスタ197からなるカ
レントミラー回路は前記トランジスタ195を流れる電流
を基準として動作する。したがって、前記コンデンサ20
1は前記トランジスタ199のコレクタ電流と前記トランジ
シタ197のコレクタ電流の差の電流によって充電され
る。この時の前記コンパレータ200の他方の入力端子の
電圧V_Jはトランジスタ208のエミッタ・コレクタ間飽和
電圧を無視すると、 である。ここで、Vregは安定化電源の電圧であり、
R₂₀₃,R₂₀₄はそれぞれ抵抗203および抵抗204の抵抗値で
ある。前記コンデンサ201への充電が進み、前記コンデ
ンサ201の端子電圧すなわちコンパレータ200の一方の入
力端子の電圧が前記V_Jより高くなると、前記トランジス
タ220がOFF、前記トランジスタ221がON、したがって、
前記トランジスタ202がONとなり、よって、前記トラン
ジスタ207がONとなり、前記トランジスタ198,199からな
るカレントミラー回路がOFFとなる。したがって、前記
コンデンサ201は前記トランジスタ197のコレクタ電流に
よって放電が開始される。この時の前記コンパレータ20
0の他方の入力端子の電圧V_Kは前記トランジスタ202のエ
ミッタ・コレクタ間飽和電圧を無視すると、 である。前記コンデン201の放電が進み、前記コンデン
サ201の端子電圧すなわちコンパレータ200の一方の入力
端子の電圧が前記電圧V_Kより低くなると、前記コンパレ
ータ200は反転し、再び前記コンデンサ202への充電が開
始される。このようにして、前記コンデンサ201への充
放電をくりかえすことにより、前記コンパレータ200の
出力トランジスタ202のコレクタには前記充電のくりか
えし周期に対応した周波数の発振波形が出力される。

ここで、発振周波数は前記電圧V_JおよびV_Kは一定であ
るので、コンデンサ201の充放電電流の大きさにより決
定される。すなわち、前記充放電電流が大きくなると前
記コンデンサ201の端子電圧の立ち上り、立ち下りが急
峻になるため発振周波数が高くなり、前記充放電電流が
小さくなると発振周波数は低くなる。ところで、前記充
放電電流の大きさはトランジスタ195に流れる電流に基
づいて決定される。また、前記トランジスタ195に流れ
る電流は前記最低周波数設定回路50の出力トランジスタ
217のコレクタ電流I₂₁₇と前記差動増幅器191の出力トラ
ンジスタ192のコレクタ電流I₁₉₂の和である。

さて、前述したように電源投入直後においてはトラン
ジスタ192のコレクタ電流I₁₉₂は零であるので、トラン
ジスタ195に流れる電流は最低周波数設定回路50からの
電流I₂₁₇に等しくなる。したがって、電圧制御発振器40
の発振周波数は前記電流I₂₁₇によって決まる最低周波数
にて発振を開始する。この最低周波数をモータの可動子
が十分追従できる程度に調整することにより、モータを
前記最低周波数に対応した周波数に同期した同期モータ
として確実に起動させることができる。

ここで、前記最低周波数は抵抗214の抵抗値を可変し
て前記電流I₂₁₇を変えることにより調整することができ
る。モータが起動すればモータ駆動コイルに逆起電圧が
発生する。そして、第１図における位相誤差検出器20に
おいて前記駆動コイルの通電休止期間にて前記逆起電電
圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を検出し、
その位相差に対応して誤差増幅器30の出力EAOには直流
電流が発生する。前記直流電圧が抵抗190の一端に印加
され、一方、前記抵抗190の他端は前述したごとくVreg/
dに保持されているので、前記抵抗190の両端電圧差に応
じた電流がトランジスタ192に流れる。したがって、前
記最低周波数設定回路50からの電流I₂₁₇と前記トランジ
スタ192のコレクタ電流I₁₉₂の加算電流がトランジスタ1
95に流れ電圧制御発振器40の発振周波数は上昇する。こ
うして、常に、駆動コイルの逆起電圧と通電切換信号の
位相差に応動して、誤差増幅器30の出力EAOが変化し電
圧制御発振器40の発振周波数を制御している。

スロープ発生回路62の具体的な構成としては、例えば
第６図に示したようなものが考えられる。第６図におい
て、40が電圧制御発振器であり、61が論理回路である。
第６図において、電圧制御発振器40の出力I_Bはトランジ
スタ230のベースに接続され、同トランジスタ230のエミ
ッタは接地されている。論理回路61の出力Ａはトランジ
スタ231のベースに接続され、同トランジスタ231のエミ
ッタは接地されている。トランジスタ232,233,234のベ
ースおよび同トランジスタ232のコレクタは共通接続さ
れると共に前記トランジスタ230のコレクタに接続さ
れ、前記トランジスタ232,234,235のエミッタはそれぞ
れVccに接続されている。トランジスタ235のコレクタは
同トランジスタ235およびトランジスタ236のベースに共
通接続されると共に前記トランジスタ231,233のコレク
タに接続されている。前記トランジスタ236のエミッタ
は前記トランジスタ235の４倍のエミッタ面積を持ち接
地され、前記トランジスタ236のコレクタは前記トラン
ジスタ234のコレクタおよび差動増幅器240の入力に接続
されると共にコンデンサ237を介して接地されている。
前記作動増幅器240の出力トランジスタ241のエミッタは
抵抗242を介して接地されている。トランジスタ246のコ
レクタとベースはトランジスタ247,248のベースと共通
接続されると共に前記差動増幅器240の出力トランジス
タ241のコレクタに接続され、前記トランジスタ246,24
7,248のエミッタはそれぞれ抵抗243,244,245を介してVc
cに接続されている。それぞれのエミッタが抵抗251,252
を介して接地されたトランジスタ249,250のベースと前
記トランジスタ249のコレクタは共通接続されると共に
前記トランジスタ247のコレクタに接続されている。前
記トランジスタ248,250のコレクタはスロープ発生回路
の出力を成しており、それぞれI_SW2およびI_SW1を出力す
る。次に、スロープ合成回路63の具体的な構成として
は、例えば第７図に示したようなものが考えられる。第
７図において、I_SW1およびI_SW2はスロープ発生回路の出
力である。エミッタが共通接続されたトランジスタ270,
271,272,273,274,275およびエミッタが共通接続される
と共に定電流源279を介してVccに接続されたトランジス
タ276,277,278のベースはそれぞれダイオード260,261,2
62,263,264,265,266,267,268を介して共通接続された後
ダイオード269を介してVccに接続されると共に抵抗280,
281,282,283,284,285,286,287,288を介してエミッタが
接地されているトランジスタ290,291,292,293,294,295,
296,297,298のコレクタに接続されている。

前記トランジスタ290,291,292,293,294,295,296,297,
298の各ベースには第１図における論理回路61の出力NS
1,PE1,NS2,PE2,NS3,PE3,NO1,NO2,NO3がそれぞれ入力さ
れる。ベースが共通接続されたトランジスタ300,301,30
2,303,304,305,306,307,308,309の各エミッタはVccに接
続され、同コレクタはダイオード320,321,322,323,324,
325,326,327,328を介して共通接続された後ダイオード3
29を介して接地されてる。また前記トランジスタ300の
コレクタはトランジスタ310のベースおよびトランジス
タ330のコレクタに接続され、同様に前記トランジスタ3
01のコレクタはトランジスタ311のベースおよびトラン
ジスタ331のコレクタに接続され、前記トランジスタ302
のコレクタはトランジスタ312のベースおよびトランジ
スタ332のコレクタに接続され、前記トランジスタ303の
コレクタはトランジスタ313のベースおよびトランジス
タ333のコレクタに接続され、前記トランジスタ304のコ
レクタはトランジスタ314のベースおよびトランジスタ3
34のコレクタに接続され、前記トランジスタ305のコレ
クタはトランジスタ315のベースおよびトランジスタ335
のコレクタに接続され、前記トランジスタ306のコレク
タはトランジスタ316のベースおよびトランジスタ336の
コレクタに接続され、前記トランジスタ307のコレクタ
はトランジスタ317のベースおよびトランジスタ337のコ
レクタに接続され、前記トランジスタ308のコレクタは
トランジスタ318のベースおよびトランジスタ338のコレ
クタに接続されている。前記トランジスタ330〜338の各
エミッタは接地され、同じく各ベースには第１図におけ
る論理回路61の出力NE1,PS1,NE2,PS2,NE3,PS3,PO1,PO2,
PO3が入力される。前記トランジスタ270,310,276の各コ
レクタは共通接続されると共にダイオード340を介して
出力I_P1を成し、前記ダイオード340のカソードはダイオ
ード341を介して前記トランジスタ271,311,316のコレク
タに接続されている。前記トランジスタ272,312,277の
コレクタは共通接続されると共にダイオード343を介し
て出力I_P2を成し、前記ダイオード343のカソードはダイ
オード344を介して前記トランジスタ173,213,317のコレ
クタに接続されている。前記トランジスタ274,214,278
のコレクタは共通接続されると共にダイオード345を介
して出力I_P3を成し、前記ダイオード345のカソードはダ
イオード346を介して前記トランジスタ275,315,318のコ
レクタに接続されている。前記トランジスタ276,277,27
8のエミッタは共通接続されると共に定電流源279を介し
てVccに接続されている。前記トランジスタ316,317,318
のエミッタは共通接続されると共に定電流源289を介し
て接地されている。前記トランジスタ309のベースはコ
レクタが接地されているトランジスタ319のエミッタに
接続され、前記トランジスタ309のコレクタは前記トラ
ンジスタ319のベースに接続されると共に定電流源299を
介して接地されている。前記トランジスタ310〜315のエ
ミッタは第１図および第６図におけるスローブ発生回路
62の出遅I_SW1が入力され、前記トランジスタ270〜275の
エミッタにはI_SW2が入力される。

以上のように構成されたスロープ発生回路およびスロ
ープ合成回路について、以下その動作を説明する。

第８図はその動作説明図であり、駆動コイル１の通電
切換信号の基となるI_P1,I_P2,I_P3を出力するまでの各部
の動作波形である。

第５図および第６図において、トランジスタ230とト
ランジスタ195〜197はカレントミラーを構成しており、
電圧制御発振器の構成要素であるコンデンサ201を充放
電する電流と等しい電流が前記トランジスタ230のコレ
クタに流れ、すなわちカレントミラーを構成するトラン
ジスタ232,233,234の各コレクタにも等しい電流が流れ
る。論理回路61の出力ＡがHighの場合、トランジスタ23
1がON,トランジスタ235,236がOFFとなりコンデンサ237
はI₂₃₇（＝I₂₃₄）により充電されコンデンサ237の電位V
_SWは徐々に上昇する。次に論理回路61の出力ＡがLOWと
なると、前記トランジスタ231がOFFし、トランジスタ23
6とカレントミラーを構成するトランジスタ235にI₂₃₃が
流れ、前記トランジスタ236にはI₂₃₃の４倍の電流I₂₃₆
が流れる。すなわち、コンデンサ237はI₂₃₆−I₂₃₄の電
流で放電され、V_SWは下降する。差動増幅器240は一種の
ボルテイジホロワであり、前記コンデンサ237の電位V_SW
が上昇、下降すると前記差動増幅器240の出力抵抗242の
両端の電位差もそれに伴い変化し、I_SWが出力される。
するとカレントミラーを構成するトランジスタ246,247,
248およびトランジスタ249,250に前記I_SWと等しい電流
が流れ、すなわち、吸込み電流I_SW1およびはき出し電流
I_SW2が出力される。

第７図および第８図において、NS1〜NS3,NE1〜NE3,PS
1〜PS3,PE1〜PE3,NO1〜NO3およびPO1〜PO3は台形波を合
成するのに必要な信号で、論理回路61により電圧制御発
振器40の出力ｆを分周あるいは論理処理することにより
得られる。

まず、NS1がHighになるとトランジスタ290とトランジ
スタ270はONし、電圧V_SWに対応した電流I_SW2に従ってダ
イオード340を介してI_P1に電流が出力される。次にNO1
がHighとなりトランジスタ296,276がONし、定電流源279
からI₂₇₉がダイオード340を介して前記I_P1に足し合わさ
れる。また、NO1がHighになると同時に電圧V_SWに対応し
た電流I_SW2も減少し始めるため第８図のI_P1に見られる
角状の突出部分が生じる。次にV_SWが上昇を始める前にN
S1はLOWになり前記トランジスタ290,270はOFFしI_P1には
前記I₂₇₉のみ出力される。次にNE1がHighになりトラン
ジスタ330がOFF、トランジスタ310はONして前記I_P1（I
₂₇₉）を電圧V_SWに対応した電流I_SW1に従い徐々に減少さ
せてやがてI_P1は零となる。次にNE1がLOWになると同時
にPS1がHighとなり、トランジスタ330がON、トランジス
タ310はOFF、また、トランジスタ331がOFF、トランジス
タ311はONしてI_P1は電圧V_SWに対応したI_SW1に従ってす
い込む方向の電流が徐々に増加する。次にPO1がHighと
なりトランジスタ336がOFF、トランジスタ316がONし、
定電流源289によりI₂₈₉がダイオード341を介してI_P1の
すい込む方向に足し合わされる。また、PO1がHighにな
ると同時に電圧V_SWに対応した電流I_SW1も減少し始める
ため、はき出す場合と同様に角状の突出部分が生じる。
次にV_SWが上昇を始める前にPS1はLOWになり、トランジ
スタ331はON、トランジスタ311はOFFし、I_P1はI₂₈₉のみ
で供給される。次にPE1がHighになりトランジスタ291,2
71がONし電圧V_SWに対応した電流I_SW2に従ってI
_P1（I₂₈₉）の電流をダイオード341を介して減少させや
がてI_P1は零となる。次にPE1がLOWとなりトランジスタ2
91,271がOFFし、同時にNS1がHighとなり以後上記の繰り
返しによりスローブ合成回路出力I_P1を得ている。

また、I_P2、I_P3もI_P1と同様に得られる。

以上のように本実施例のスロープ発生回路は、三角波
を使う電流およびそのタイミングを通電切換信号と同様
に電圧制御発振器の出力を基に得ている為、モータの速
度が変化するとそれに応じてスロープの角度・時間も変
化し、常に最適のスロープをつける。所謂スロープ制御
が行われる。

第９図は、本実施例においてスロープを合成する為に
使用する信号の位相関係を示すものである。

分配回路70の具体的な構成としては、例えば第10図に
示したようなものが考えられる。第10図において、コレ
クタがVccに接続されたトランジスタ352,354,356とコレ
クタが接地されたトランジスタ351,353,355のベースは
共通接続されると共にVccと接地間に接続された抵抗350
と抵抗351からなる分圧回路の分圧点が接続されてい
る。前記トランジスタ352,353のエミッタとトランジス
タ358,359のベースは共通接続されると共にスロープ合
成回路出力I_P1が入力され、前記トランジスタ354,355の
エミッタとトランジスタ360,361のベースは共通接続さ
れると共に前記スロープ合成回路出力I_P2が入力され
る。同様に前記トランジスタ356,357のエミッタとトラ
ンジスタ362,363のベースと共通接続されると共に前記
スロープ合成回路出力I_P3が入力される。前記トランジ
スタ358,360,362のエミッタは共通接続されると共に速
度誤差増幅器の出力I₀₁に接続され、同トランジスタ35
8,360,362の各コレクタはそれぞれ増幅器72を介して通
電切換信号出力U_L,V_L,W_Lを構成している。また、前記ト
ランジスタ359,361,363のエミッタは共通接続されると
共に速度誤差増幅器の出力I₀₂に接続され、同トランジ
スタ359,361,363の各コレクタはそれぞれ増幅器71を介
して通電切換信号出力U_H,V_H,W_Hを構成している。

以上のように構成された分配回路について、以下その
動作を説明する。

第10図において抵抗350および抵抗351からなる分圧回
路はVccと接地間に接続されており、それら２つの抵抗
値が等しいとすると、トランジスタ352〜357のベースは
共通接続されており、その共通接続点はVcc/2にバイア
スされる。また、速度誤差増幅器の出力I₀₁とI₀₂は駆動
コイルに流れている電流とトルク指令信号との誤差を電
流信号として増幅したものである。第11図は、スロープ
合成回路出力I_P1およびI_P2がはき出し電流である場合の
等価回路であり、第12図はその動作説明図で前記スロー
プ合成回路出力I_P1とI_P2（あるいはI_P3）の切換えの様
子を示したものである。

第11図において、I_P2が零の場合はI₃₅₈＝I₀₁となり、
I_P1とI_P2の切換わりにおいては下記の式が成立する。

正しV_BE353,V_BE355,V_BE358,V_BE360はトランジスタ35
3,355,358,360のベース・エミッタ間電位、Ｋはボルツ
マン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷、I_S1およびI_S2
はそれぞれトランジスタ353,355およびトランジスタ35
8,360の飽和電流である。V_BE353−V_BE355＝V_BE358−V
_BE360だから（１）式，（２）式，（３）式，および
（４）式より が成り立つ。また、 I₃₅₈＋I₃₆₀＝I₀₁ （６） も成立する。

（５）式より、I_P1とI_P2が徐々に切換わる時I₃₅₈とI
₃₆₀もI_P1,I_P2と同じ比率で切換り、さらに（６）式より
第12図において、I_P2に角状の突出部分が生じる以前にI
_P1が零になれば、駆動コイルの通電切換信号には前記角
状の突出部分の影響は全くないことがわかる。I_P1とI_P2
以外の相の切換えにおいても同様である。

以上のように本実施例によれば、常に電圧制御発振器
の出力を基にスロープを合成した台形状の通電切換信号
にてモータ駆動コイルを通電し、この通電波形と駆動コ
イル逆起電圧との位相差を位置誤差検出器により検出
し、その増幅信号により位相誤差が零となるよう電圧制
御発振器の発振周波数および位相を制御するといった所
謂位相制御ループ（PLLループ）を設けることにより、
電機子反作用の影響はなく、効率よくしかも電磁音も少
なくモータを駆動することができ、しかも従来必要であ
ったフィルタ回路を必要とせず、従って大容量のコンデ
ンサを大幅に削減できる。また、通電休止期間において
位相誤差検出を行っているため、通電期間に発生する通
電電流と駆動コイルのインピーダンスによる電圧降下や
その変動による影響を受けることはない。さらに通電休
止期間に発生する位相差検出パルスの幅は、モータの電
気角あるいは機械角に対して一定であり、位相誤差は検
出パルス発生期間における逆起電圧と中性点電圧との比
較出力のデューティーにのみ依存するため、モータ回転
数の影響による位相誤差検出利得の変化はなく、位相制
御ループを常に安定に動作させることができる。

発明の効果 以上のように本発明は、電圧制御発振器の出力を基に
台形波状の通電切換信号でモータ駆動コイルを通電し、
その通電波形とモータ駆動コイル逆起電圧との位相差を
通電休止期間において位相誤差検出器により検出し、検
出位相誤差信号を誤差増幅器により増幅した後、電圧制
御発振器に入力し、その出力を制御する位相制御ループ
を構成することにより、従来必要であったフィルタ回路
を必要とせず、従って大容量のコンデンサを大幅に削減
でき、また通電電流と駆動コイルインピーダンスによる
電圧降下、電源電圧や負荷の変動によるこれらの変動、
さらに電機子反作用による効率の低下等の問題はなく、
また、最低周波数設定回路を設けることにより電源投入
時に電圧制御発振器の発振周波数を最も低い周波数に設
定し、可動子が追従できる程度の速度の回転磁界を発生
させることにより確実にモータを起動させ以後、モータ
駆動コイルの通電切換信号のスロープを制御し、モータ
を静かに効率よく駆動することができる。さらにIC化す
ることにより極めて少ない外付部品点数により、特性上
極めて優れたブラシレスモータの駆動装置を安価に実現
することができる。

なお、本発明の実施例では三相全波駆動方式の場合に
ついて示したが、他の駆動方式、例えば三相半波駆動方
式や二相全波駆動方式、二相半波駆動方式等においても
本発明と同様の方式によるブラシレスモータの駆動装置
が実現可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置の回路構成図、第２図は第１図の動作原理説明
図、第３図は位相誤差増幅器の具体的回路構成図、第４
図は第３図の動作説明図、第５図は電圧制御発振器およ
び最低周波数設定回路の具体的回路構成図、第６図はス
ロープ発生回路の具体的回路構成図、第７図はスロープ
合成回路の具体的回路構成図、第８図は第６図および第
７図の動作説明図、第９図はスロープ合成回路入力信号
の位相関係図、第10図は分配回路の具体的回路構成図、
第11図は第10図の等価回路図、第12図は第10図および第
11図の動作説明図、第13図は従来のブラシレスモータの
回路構成図、第14図は第13図の動作説明図である。 １〜３……駆動コイル、10〜15……駆動トランジスタ、
20……位相誤差検出器、30……誤差増幅器、40……電圧
制御発振器、50……最低周波数設定回路、60……スロー
プ合成器、70……分配回路。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コ
   イルに接続された複数の駆動トランジスタと、前記駆動
   コイルの通電切換信号を前記複数の駆動トランジスタへ
   順次分配する分配回路と、前記駆動トランジスタの通電
   切換信号の立上りと立下りをなめらかにし出力するスロ
   ープ合成器と、前記スロープ合成器に適当な周波数を有
   する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動コイル
   の通電休止期間において前記駆動コイルに発生する逆起
   電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を検出す
   る位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出力を増幅
   し、前記電圧制御発振器へ入力する誤差増幅器により構
   成したブラシレスモータの駆動装置。
2. 【請求項２】スロープ合成器は、電圧制御発振器の出力
   に基づきスロープを合成する為に必要な複数のパルスを
   出力する論理回路と、前記電圧制御発振器の出力に比例
   した周波数を有するスロープ波形を前記論理回路の出力
   により発生させるスロープ発生回路と、前記スロープ発
   生回路の出力を前記論理回路の出力に応じて台形波状に
   合成するスロープ合成回路により構成した請求項１記載
   のブラシレスモータの駆動装置。