JP2503230B2 - ブラシレスモ−タの駆動装置 - Google Patents

ブラシレスモ−タの駆動装置

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JP2503230B2
JP2503230B2 JP62150637A JP15063787A JP2503230B2 JP 2503230 B2 JP2503230 B2 JP 2503230B2 JP 62150637 A JP62150637 A JP 62150637A JP 15063787 A JP15063787 A JP 15063787A JP 2503230 B2 JP2503230 B2 JP 2503230B2
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Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はモータの可動子の位置を検出する位置検出器
の無いブラシレスモータの駆動装置に関するものであ
る。
従来の技術 近年、各種駆動用モータはその長寿命化、高信頼化あ
るいは形状の薄形化などのため、ブラシレスモータが用
いられることが多くなってきた。一般にブラシレスモー
タが可動子の位置を検出する位置検出器が必要であり、
より一層の低価格化・小型化等を実現するためには位置
検出器の無いいわゆるコミュテーションセンサレスのブ
ラシレスモータが必要となってきた。このようなブラシ
レスモータの駆動装置の従来例としては、例えば、特開
昭52-80415号公報に示されているようなものがある。
以下図面を参照しながら、上記した従来のブラシレス
モータの駆動装置の一例について説明する。
第14図は従来のブラシレスモータの駆動装置の回路構
成図である。第14図において、駆動コイル１〜３の一端
は共通で、前記駆動コイル１の他端はダイオード４のア
ノードとダイオード５のカソードと駆動トランジスタ10
および13のコレクタに接続され、前記駆動コイル２の他
端はダイオード６のアノードとダイオード７のカソード
と駆動トランジスタ11および14のコレクタに接続され、
前記駆動コイル３の他端はダイオード８のアノードとダ
イオード９のカソードと駆動トランジスタ12および15の
コレクタに接続されている。前記ダイオード4,6,8のカ
ソードおよび前記駆動トランジスタ10,11,12のエミッタ
は正側給電線路に接続され、前記ダイオード5,7,9のア
ノードおよび前記駆動トランジスタ13,14,15のエミッタ
は接地されている。前記駆動コイル１〜３の他端はそれ
ぞれフィルタ回路16に入力され、前記フィルタ回路16の
出力は通電切換回路17に入力されている。前記通電切換
回路17の出力は前記駆動トランジスタ10〜15のベースに
それぞれ入力されている。
以上のように構成された従来のブラシレスモータの駆
動装置について、以下その動作を説明する。
第15図は第14図における動作説明図であり、U0，V0，
W0は駆動コイル1,2,3の通電波形である。前記通電波形U
0，V0，W0は、フィルタ回路16により高調波成分が除去
されると共に位相が90°遅れ、F1，F2，F3にそれぞれ変
換される。なお、フィルタ回路16は一次フィルタであ
り、例えばRCパッシブフィルタ，一次ミラー積分回路等
で構成され、そのしゃ断周波数は前記駆動コイル通電波
形の周波数に比べ充分低域に設定されている。前記フィ
ルタ回路16の出力F1，F2，F3は通電切換回路17により、
UH，UL，VH，VL，WH，WLに論理処理され、前記駆動トラ
ンジスタ10〜15をスイッチング動作させる。この時、ス
イッチング動作はモータ駆動トルクが常に一方向に発生
するよう行われ、モータが駆動されるものである。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、駆動コイルの各
相毎に低域しゃ断周波数特性を有するフィルタ回路が必
要であり、従って大容量のコンデンサが多数必要とな
る。
また、駆動コイルのインダクタンスが大きい場合、駆
動トランジスタがオンした後、駆動コイルの通電電流は
時間的に遅れ、さらに駆動コイル自身の発生磁界により
永久磁界が減磁される。いわゆる電機子反作用が存在す
る。
この様な場合、第15図に示したタイミングで駆動コイ
ルを通電すると、効率が低下することが知られている。
その改善策としてF1，F2，F3の信号の位相を若干進ま
せ、電機子反作用による通電の遅れを補償するよう駆動
トランジスタを動作させる方式が特開昭52-80415号公報
に記載されているが、これを実現するためにはコンデン
サ等の部品がさらに必要となる。また、駆動コイル通電
波形U0，V0，W0は、駆動トランジスタのオフ時に発生す
るスパイクノイズや、電源電圧変動、負荷変動にともな
う電流変動等が存在し、U0，V0，W0の通電波形からフィ
ルタ回路を使用して通電切換信号を正確に得ることが困
難となることが多い。その対策として特公昭59-36519号
公報に示されているような方式が考案されている。
しかし、駆動コイル通電波形からフィルタ回路を使用
して通電切換信号を得る方式は、基本的に以下のような
問題を有している。すなわち、駆動コイル通電時の通電
電流と駆動コイル内部インピーダンスにより発生する電
圧降下、および通電休止直後に発生するスパイクノイズ
等が駆動コイル通電波形の基本波（逆起電圧）に重畳さ
れ、しかもこれらは電源電圧や負荷の変動と共に絶えず
変動している。従って、駆動コイル通電波形をフィルタ
処理し通電切換信号を得る場合、通電波形の基本波（逆
起電圧）に絶えず変動しつつ重畳されている上記成分に
よる誤差が発生し、正確な駆動コイルの通電が困難とな
る。
従来以上の問題点を解決するために、通電切換信号を
正確に得るための様々な手法が考案されているが、基本
的に駆動コイル逆起電圧と通電切換信号の位相差を一定
に保つようフィルタ回路周辺にて調整を行うものであ
り、その調整は極めて面倒なものである。また、フィル
タ回路構成用以外に多数のコンデンサが必要となり、従
ってIC化においては外付部品点数やピン数の増加となり
高価なものとなってしまう。また、フィルタ回路を用い
ずに、マイクロコンピュータ等を使用し、デジタル的に
通電切換信号を得る方式が特開昭61-293191号公報に記
載されているが、やはり高価なものとなってしまう。
以上のように、従来のブラシレスモータの駆動装置
は、駆動コイル通電波形からフィルタ回路により、可動
子の位置に対して一定位相関係を持つ通電切換信号を
得、これを利用して前記駆動コイルを順次通電するよう
構成されているため、駆動コイル通電波形に含まれるス
パイクノイズや通電電流による駆動コイルの電圧降下、
電源電圧や負荷の変動によるこれら重畳成分の変動、さ
らに電機子反作用等による影響により正確な通電切換信
号を得ることが困難である。また、フィルタ回路を構成
する際に多数の大容量コンデンサが必要であり、特にIC
化の際、外付部品点数やピン数の増加となり、価格的に
不利となる。
そこで、特公昭61-3193号公報に示されているよう
に、駆動コイルに発生する逆起電圧を波形整形し、PLL
回路を用いて適正な位相パルスを発生し、駆動コイルを
順次通電し、モータを駆動する方式が考案されている。
すなわち、第16図に示した様な構成により、駆動コイル
に発生する逆起電圧A,B,Cをパルス整形、演算処理して
パルス信号Ｇを得、電圧制御発振器の出力に設けられた
分周器出力Ｉと上記パルス信号Ｇとを位相比較し、その
比較出力を上記電圧制御発振器にフィーバックすること
により上記信号ＩおよびＧを位相同期させ、上記信号Ｉ
を分周して駆動コイルの通電信号を発生しモータを駆動
する方式が示されている。この方式の各部信号の様子を
第17図に示す。しかしこの様な方式において、駆動コイ
ルに発生する逆起電圧には先に述べたように、駆動コイ
ル通電時の通電電流と駆動コイル内部インピーダンスに
より発生する電圧降下、および通電休止直後に発生する
スパイクノイズ等が重畳されており、従って駆動コイル
に発生する逆起電圧を波形整形、演算処理してパルス信
号を得ることは極めて困難である。実際、第16図に示さ
れている構成では、第17図の様なパルス信号Ｇを得るこ
とができず、駆動コイル通電直後に発生するスパイクノ
イズの影響が必ず発生する。従って分周器出力Ｉとの位
相比較が不可能となり、両信号ＩおよびＧの位相同期が
不可能となる。従って、特公昭61-3193号公報の方式で
は駆動コイルの逆起電圧を単にパルス整形、演算処理し
ているため、上記のような不具合が発生し実現は不可能
である。
以上のように、従来のブラシレスモータの駆動装置は
様々な問題点を有していた。
本発明は上記問題点に鑑み、駆動コイルの通電切換信
号をフィルタ回路を用いずに得ることにより、従来フィ
ルタ回路構成上必要であった多数の大容量コンデンサを
除去し、同時に駆動コイル通電波形に含まれるスパイク
ノイズの影響や電源電圧変動、負荷変動さらには電機子
反作用による影響を受けることなく駆動コイルを順次通
電し駆動することが可能な新規なブラシレスモータの駆
動装置を提供するものである。
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明のブラシレスモー
タの駆動装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記駆
動コイルに設けられた複数の駆動トランジスタと、前記
駆動コイルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順
次伝達する通電切換回路と、前記通電切換回路に適当な
周波数を有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記
駆動コイルの通電休止期間において、前記駆動コイルに
発生する逆起電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位
相差を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器
の出力を増幅する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力
を前記電圧制御発振器の入力として構成したものであ
る。
作用 本発明は上記した構成によって、モータ駆動コイルに
発生する逆起電圧と同コイルの通電切換信号の位相差を
検出し、その検出位相差に応じて通電切換信号の周波数
および位相を制御し、可動子の位置に対して通電切換信
号が一定位相関係を保持するよう帰還ループすなわち位
相制御ループ（PLLループ）を構成しているので、従来
必要であったフィルタ回路は不要となり、従ってフィル
タ回路を有するが故に発生した種々の不具合点は全て解
消されることとなる。
また、モータ駆動コイルに発生する逆起電圧と同コイル
の通電切換信号の位相差を通電休止期間において検出し
ているので、正確な位相差検出が可能となり、上記位相
制御ループの安定動作が可能となる。
実施例 以下本発明の一実施例のブラシレスモータの駆動装置
について、図面を参照しながら説明する。
第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの
駆動装置の回路構成図である。第１図において、第14図
の従来のブラシレスモータの駆動装置と同一機能を有す
る部分は同一記号を付し、その説明を省略する。第１図
において、駆動トランジスタ10〜15の各ベースは電力増
幅器43の出力にそれぞれ接続され、前記電力増幅器43の
入力は論理回路42の出力に接続されている。ここで前記
論理回路42および前記電力増幅器43は通電切換回路44を
構成している。前記論理回路42の入力は分周回路41の出
力D1に接続され、前記分周回路41の入力は電圧制御発振
器40の出力に接続されている。前記分周回路41の他の出
力D2と前記論理回路42の出力U1，U2，V1，V2，W1，W2は
位相差検出パルス発生回路28に入力され、駆動コイル1,
2,3の一端U0，V0，W0はバッファ回路21,22,23に入力さ
れている。前記バッファ回路21,22,23の各出力UB，VB，
WBは比較器27に入力されると共に抵抗24,25,26を介して
共通接続され、この共通接続点NBは前記比較器27に入力
されている。前記比較器27の出力PDは前記位相差検出パ
ルス発生回路28の出力により制御される。ここで前記各
構成要素21〜28は位相誤差検出器20を構成し、前記出力
PDは前記位相誤差検出器20の出力となっている。前記位
相誤差検出器20の出力PDは抵抗32を介して演算増幅器31
の反転入力端子に接続され、前記演算増幅器31の反転入
力端子と、出力端子の間には抵抗33とコンデンサ34の直
列回路とコンデンサ35が挿入されている。前記演算増幅
器31の非反転入力端子は対向36,37により一定バイアス
電圧が印加されている。ここで前記各構成要素31〜37に
より、誤差増幅器30を構成し、前記誤差増幅器30の出力
EAOは前記電圧制御発振器40の入力に接続されている。
以上のように構成されたブラシレスモータの駆動装置
について、以下その動作を説明する。
第２図は本発明の動作原理説明図であり、駆動コイル
逆流電圧と駆動コイル通電波形の位相関係を示すもので
ある。第２図（ａ）は前記逆起電圧（破線部）と前記通
電波形（実線部）の位相関係が最適状態にある場合であ
り、同図（ｂ），（ｃ）は位相角ψだけ最適状態からず
れた場合を示している。ここで第１図において、電圧制
御発振器40の出力は分周回路41,通電切換回路44,駆動ト
ランジスタ10〜15を通して駆動コイル１〜３に伝達され
ている。従って前記電圧制御発振器40の出力と前記駆動
コイル１〜３の通電波形には一定の位相関係が存在す
る。すなわち、電圧制御発振器の発振周波数および位相
を制御することにより、駆動コイル逆起電圧と駆動コイ
ル通電波形の位相差を制御することが可能となる。そこ
で、第２図（ｂ），（ｃ）に示したように、駆動コイル
逆起電圧と駆動コイル通電波形との間に位相角ψのずれ
を生じた場合、その位相誤差ψを位相誤差検出器20およ
び誤差増幅器30により検出増幅し、ψが零となるよう電
圧制御発振器40の発振周波数および位相を制御する位相
制御ループを設けることにより、第２図（ａ）に示すよ
うな最適通電状態を確保することが可能となる。従って
モータ駆動トルクを常に安定かつ効率よく発生させるこ
とが可能となり、モータが駆動されるものである。
位相誤差検出器20の具体的な構成としては、例えば第
３図に示したようなものが考えられる。第３図におい
て、第１図と同一機能を有する部分は同一記号を付す。
すなわち、駆動コイル1,2,3の一端U0，V0，W0はそれぞ
れバッファ回路21,22,23に入力され、前記バッファ回路
21,22,23の出力UB，VB，WBはそれぞれ抵抗24,25,26を介
して共通接続され、その共通接続点NBは比較回路100,12
0,140の反転入力端子と比較回路110,130,150の非反転入
力端子に接続されている。前記バッファ回路21の出力UB
は前記比較回路100の非反転入力端子と前記比較回路110
の反転入力端子に接続され、前記バッファ回路22の出力
VBは前記比較回路120の非反転入力端子と前記比較回路1
30の反転入力端子に接続され、前記バッファ回路23の出
力WBは前記比較回路140の非反転入力端子と前記比較回
路150の反転入力端子に接続されている。前記比較回路1
00,110,120,130,140,150の各出力はトランジスタ101,11
1,121,131,141,151によるオープンコレクタ出力であ
り、前記トランジスタ101,111,121,131,141,151の各コ
レクタは共通でトランジスタ161のコレクタに接続さ
れ、位相誤差検出器出力PDを成している。前記トランジ
スタ161のベースはトランジスタ162のベースおよびコレ
クタに接続されると共にトランジスタ164のコレクタと
定電流源として動作するトランジスタ169のコレクタに
接続されている。前記トランジスタ162のエミッタは抵
抗163を介して安定化電源電圧Vregが印加され、前記ト
ランジスタ161,164のエミッタは前記安定化電源電圧Vre
gが印加されている。前記トランジスタ164のベースは抵
抗166を介して同エミッタに接続されると共に抵抗165を
介してエミッタ接地されたトランシズタ167のコレクタ
に接続されている。前記トランジスタ167のベースは抵
抗168を介して位相差検出パルス発生回路28の出力S0が
接続されている。前記位相差検出パルス発生回路28の他
の出力S1，S2，S3，S4，S5，S6はそれぞれ抵抗171,173,
175,177,179,181を介してエミッタに接地されたトラン
ジスタ170,172,174,176,178,180の各ベースに接続さ
れ、前記トランジスタ170,172,174,176,178,180の各コ
レクタはそれぞれ前記トランジスタ101,111,121,131,14
1,151の各ベースに接続されている。前記位相差検出パ
ルス発生回路28の各入力端子は通電切換回路44の各出力
U1，U2，V1，V2，W1，W2および分周回路41の出力D2が接
続されている。
以上のように構成された位相誤差比較器について、以
下その動作を説明する。
第４図はその動作説明図であり、駆動コイル１に関し
て、その逆起電圧と通電波形との位相誤差検出の様子を
示したものである。第１図、第３図、第４図において、
駆動コイル１は電圧制御発振器40の分周出力であるD1，
D2と同期した信号U1，U2，（つまりUH，UL）を通電指令
信号として通電されている。従ってU1，U2共に出力され
ていない期間は通電休止期間であり、この間駆動コイル
通電波形U0は逆起電圧Ueと一致している。第４図より通
電休止期間はU1がLowとなってからU2がHighとなるまで
の期間で、D1の１クロックあるいはD2の４クロックに当
たる。U2がLowとなってからU1がHighとなるまでの期間
においても同様に通電休止期間が存在するが、説明を簡
単にするため、前者の期間のみを考える。通電休止期間
において、各駆動コイルの中性点電圧N0と駆動コイル通
電波形U0を比較すると、U0と駆動コイル逆起電圧Ueとの
位相差ψが零の時、N0とU0は通電休止期間の中央すなわ
ちU1がLowとなってからD2の２クロック後に一致する。
また、U0がUeに対して位相差ψだけ遅れた場合、N0とU0
はU1がLowとなってからD2の２クロック後以前に一致
し、U0がUeに対して位相差ψだけ進んだ場合、N0とU0は
U1がLowとなってからD2の２クロック後以後に一致す
る。従って、U1がLowとなってからD2の２クロック後に
おいてU0とN0を比較することによりU0とUeの位相関係を
知ることができる。従って位相差ψを検出する方法とし
て、U1がLowとなってからD2の２クロック後を基準に適
当な幅を持った位相誤差検出パルス信号S2およびS0を発
生させ、S2およびS0発生時にのみN0とU0を比較すること
により、位相差ψに応じたデューティーを有する比較器
出力PDを得ることができる。第４図ではS2およびS0はU1
がLowとなってからD2の２クロック後を基準にD2の±1/2
クロックの期間発生し、U0がUeに対して位相角ψだけ遅
れた場合を示している。
以上、駆動コイル１の通電波形U0に対して、U1がLow
となってからU2がHighとなるまでの間の通電休止期間を
利用した位相差ψの検出についてその動作原理を説明し
たが、U0に対して他の通電休止期間、すなわちU2がLow
となってからU1がHighとなるまでの期間、および他の駆
動コイル2,3の通電波形V0，W0においても同様に検出で
き、本実施例においてはこれら全てを合成することによ
り位相誤差検出器出力PDを得ている。
また、バッファ回路21,22,23は利得1/2倍の反転増幅
器であり、各比較回路100,110,120,130,140,150の動作
入力電圧範囲を前記バッファ回路21,22,23の各出力UB，
VB，WBが満足するよう構成されている。
第５図は、第１図における位相誤差検出器20として第
３図で示した構成を用いた場合の各部の動作波形を示す
ものであり、駆動コイル通電波形と逆起電圧の位相差が
零となるよう電圧制御発振器の発振周波数ｆが制御され
ている様子を示すものである。
以上のように本実施例によれば、常に電圧制御発振器
の出力を基にモータ駆動コイルを通電し、その通電波形
と駆動コイル逆起電圧との位相差を位相誤差検出器によ
り検出し、その増幅信号により位相誤差が零となるよう
電圧制御発振器の発振周波数および位相を制御するとい
ったいわゆる位相制御ループ（PLLループ）を設けるこ
とにより、電機子反作用の影響はなく、効率よくモータ
を駆動することができ、しかも従来必要であったフィル
タ回路を必要とせず、従って大容量のコンデンサを大幅
に削減できる。また、位相誤差検出器は駆動コイル通電
休止期間に位相誤差検出パルスを発生し、検出パルス発
生期間のみ駆動コイル通電波形と中性点電圧を比較する
ことにより位相誤差出力を得ているので、検出パルス発
生タイミングを駆動コイル通電休止直後に発生するスパ
イクノイズ発生期間を避けて設定することにより、前記
スパイクノイズの影響を受けることをなくすることがで
きる。さらに、通電休止時間において位相誤差検出を行
っているため、通電期間に発生する通電電流と駆動コイ
ルのインピーダンスによる電圧降下やその変動による影
響を受けることはない。さらに通電休止期間に発生する
位相誤差検出パルスの幅は、モータの電気角あるいは、
機械角に対して一定であり、位相誤差は検出パルス発生
期間における逆起電圧と中性点電圧との比較出力のデュ
ーティーにのみ依存するため、モータ回転数の影響によ
る位相誤差検出利得の変化はなく、位相制御ループを常
に安定に動作させることができる。
以下、本発明の第２の実施例について、図面を参照し
ながら説明する。
第６図は本発明の第２の実施例におけるブラシレスモ
ータの駆動装置の回路構成図である。第６図において、
最低周波数制限回路50を付加した以外は第１図に示した
ブラシレスモータの駆動装置の構成と同様である。
上記のように構成されたブラシレスモータの駆動装置
について、以下その動作を説明する。
第６図において、最低周波数制限回路50は電圧制御発
振器40の発振周波数の最低レベルを制限するよう動作す
る。これにより通電切換回路44は通電切換信号の順次発
生動作を停止することなく、従って駆動コイル１〜３は
常に順次通電切換えが行われる。すなわち、駆動コイル
１〜３の順次通電切換えが停止することなく行われる
と、回転磁界も停止することなく発生し、モータの可動
子に常にトルクが発生する。従って、電源投入時や可動
子の拘束時においても必ず起動トルクが発生する。
起動トルクが発生し可動子が起動すると、それに伴い
駆動コイルに逆起電圧が発生し、第１図の実施例で説明
したように位相制御ループが動作し、モータは安定に駆
動される。
以上のように本実施例によれば、第１図の実施例に示
したブラシレスモータの駆動装置に最低周波数制限回路
を付加し、電圧制御発振器の発生周波数が零とならない
よう制限することにより、駆動コイルの順次通電切換え
による回転磁界が停止することなく発生し、電源投入時
や可動子の拘束時においても起動トルクが発生し、モー
タの起動を可能にしている。
第６図における最低周波数制限回路50の具体的回路構
成として例えば第７図に示したようなものが考えられ
る。すなわち、第７図において、基準電圧源51は電圧制
御発振器40の最低発振周波数設定手段であり、比較回路
52は誤差増幅器30の出力EAOと前記基準電圧源51の出力V
51を比較し、EAOがV51のレベルまで降下するとこれを検
知し、EAOがV51のレベル以下とならないよう演算増幅器
31の反転入力を制御する。これによりEAOの降下レベル
が制限され、前記電圧制御発振器40の発振周波数ｆはV
51に相当するレベルfminに制限される。すなわち、誤差
増幅器の出力を適当なレベルでクランプすることによ
り、電圧制御発振器の入力電圧を制限し、同発振出力の
最低周波数を制限している。
なお、第７図において、誤差増幅器30の出力と基準電
圧源51の出力を比較しているが、電圧制御発振器40の発
振出力と直接的あるいは関節的に対応した信号と基準電
圧とを比較してもよい。
以下本発明の第３の実施例について、図面を参照しな
がら説明する。
第８図は本発明の第３の実施例におけるブラシレスモ
ータの駆動装置の回路構成図である。第８図において、
最低周波数制限回路50と発振周波数低下手段60により構
成される発振周波数初期化手段70を付加した以外は第１
図に示したブラシレスモータの駆動装置の構成と同様で
ある。
上記のように構成されたブラシレスモータの駆動装置
について、以下その動作を説明する。
第８図において、最低周波数制限回路50は第６図の実
施例で示したように、電圧制御発振器40の発振周波数が
零とならないよう制限することによりモータの起動トル
クを発生させるよう動作するものである。また発振周波
数低下手段60は前記最低周波数制限回路50の動作状態に
より位相誤差検出器20の出力の吸込能力を停止あるいは
機能させるものである。すなわち、第９図は第８図にお
ける動作説明図であるが、電源電圧Vccを印加した直
後、誤差増幅器30の出力EAOはコンデンサ34,35に蓄積さ
れた初期電荷や位相誤差比較器20の出力PDの状態により
一般的に不定である。従って電圧制御発振器40の出力発
振周波数ｆも不定である。仮にｆが非常に高周波で発振
した場合、駆動コイル１〜３の順次通電切換えが高速に
行われることにより、回転磁界の回転速度が速くなる。
一方、可動子は慣性を持っているため、電源投入直後の
回転磁界の回転速度が速いと、モータ回転数が回転磁界
に追従せず、起動トルクを失い起動不能となる。従って
このような状態にならないようVcc印加直後において発
振周波数低下手段60の出力ＳはHighレベルとなるよう構
成されており、位相誤差検出器20の吸込能力を停止させ
る。従ってPDはLowレベルとなることはなく、EAOも上昇
することはない。従ってPDがHighレベルとなった時、EA
Oは下降し、発振周波数ｆは低周波数となる。ｆが最低
周波数制限回路20の動作レベルfminまで下降すると、最
低周波数制限回路20の出力R1がLowレベルとなり、これ
を検出して発振周波数低下手段60の出力ＳがLowレベル
となる。ＳがLowレベルとなると位相誤差検出器20の吸
込能力が機能し、EAOが上昇可能となる。従ってｆはfmi
nより上昇を開始し、それに伴い回転磁界も可動子が追
従できる速度から徐々に加速され、モータが起動され
る。
以上のように本実施例によれば、第１図の実施例に示
したブラシレスモータの駆動装置に発振周波数初期化手
段を付加したことにより、電源投入直後において電圧制
御発振器の発振周波数を低周波数に初期化し、可動子が
追従できる程度の速度の回転磁界を発生させ、モータの
起動を確実にしている。
なお、第８図の例では、発振周波数低下手段60の出力
ＳをHighレベルにすることにより位相誤差検出器20の出
力PDの吸込能力を停止させ、電圧制御発振器40の発振周
波数を低下させたが、演算増幅器31の反転入力端子をHi
ghレベルにする等により同様の効果を得ることができ
る。
第８図における発振周波数初期化手段70とその周辺の
具体的構成として例えば第10図に示したようにものが考
えられる。第10図において、発振周波数初期化手段70は
最低周波数制限回路50および発振周波数低下手段60によ
り構成され、前記最低周波数制限回路50は第７図に示し
た例と同一機能を有するものである。前記最低周波数制
限回路50の出力トランジスタ55は誤差増幅器30の出力EA
Oが基準電圧源51の出力電圧レベルにクランプされた時
導通する。すなわち電圧制御発振器40の発振周波数ｆが
基準電圧源51の出力電圧に相当する最低周波数fminに達
すると、前記トランジスタ55は導通し、最低周波数fmin
に達しない場合は通電しない。今、電源投入直後におい
て、ｆ＞fminであったとすると、前記トランジスタ55は
導通しない。（R1はHighレベル）。この時、トランジス
タ62はOFFし従ってトランジスタ63,64もOFFしている。
従ってトランジスタ66は抵抗65よりベース電流が供給さ
れONし、それに伴いトランジスタ67がONし、そのコレク
タ出力ＳはHighレベルとなる。ＳがHighレベルである
と、位相誤差検出器20の構成要素である比較回路100,11
0,120,130,140,150への電源供給がしゃ断され、各出力
トラジスタ101,111,121,131,141,151はOFFする。従って
前記位相誤差比較器20の出力PDは吸込能力を失う。一方
吐出能力は位相差検出パルス発生回路28の出力S0がLow
レベルのときトランジスタ161により与えられる。なおS
0は前記電圧制御発振器40の発振周波数ｆを論理処理し
たものであり、ｆが零とならない限り周期的にLowレベ
ルとなる。従ってPDはLowレベルとなることはなく、S0
がLowレベルとなる毎にHighレベルとなり、前記誤差増
幅器30の出力EAOを下降させる。それに伴いｆが下降す
る。ｆが下降し、fminに達すると、前記トランジスタ55
が導通する。（R1はLowレベル）。
この時、前記トランジスタ62がONし従って前記トラン
ジスタ63,64もONする。前記トランジスタ63がONするこ
とにより、前記トランジスタ55が導通を止めても前記ト
ランジスタ62はONする。すなわち、ｆが一度fminに達す
ると前記トランジスタ62〜64がONを継続し、前記トラン
ジスタ66,67はOFFを継続する。従って前記比較回路100,
110,120,130,140,150への電源供給が行われ前記各トラ
ンジスタ101,111,121,131,141,151が動作可能となり、
前記位相誤差検出器20は吸込能力を有するようになり、
第８図および第９図で示した動作が具体的に実現され
る。なお、トランジスタ62,63は最低周波数制限回路50
の動作履歴を記憶する記憶回路61を構成している。
以下本発明の第４の実施例について、図面を参照しな
がら説明する。
第11図は本発明の第４の実施例ににおけるブラシレス
モータの駆動装置の回路構成図である。第11図におい
て、発振周波数初期化手段70と発振出力異常検知回路80
を付加した以外は第１図に示したブラシレスモータの駆
動装置の構成と同様である。
上記のように構成されたブラシレスモータの駆動装置
について、以下その動作を説明する。
第11図において、発振周波数初期化手段70は第８図の
実施例で示したように、電源投入直後において電圧制御
発振器40の発振周波数を低周波数に初期化し、可動子が
追従できる程度の速度の回転磁界を発生させ、モータの
起動を確実にするよう動作する。一方、第１図の実施例
で示したように位相制御ループが動作し、モータが効率
よく駆動されている状態において、例えば瞬時に可動子
が拘束された場合、駆動コイル１〜３に発生する逆起電
圧は零となる。この時、電圧制御発振器40の発振周波数
ｆが高く、回転磁界の回転速度に可動子が追従できない
場合、起動トルクを失い、可動子拘束解除後も起動不能
となる可能性がある。
このような場合、発振器出力異常検知回路80は、上記発
振周波数ｆが異常に上昇したことを検知し、発振周波数
初期手段70に電源投入直後と同一動作をさせ、ｆを低周
波に再度初期化し、モータを起動させるものである。第
12図は第11図における具体的回路構成図てあるが、発振
器出力異常検知回路80は、基準電圧源81が反転入力端子
に接続され、誤差増幅器30の構成要素である演算増幅器
31の反転入力端子が非反転入力端子に接続された比較回
路により構成され、前記比較回路の出力は前記発振器出
力異常検知回路の出力R2を成し、前記出力R2は発振周波
数低下手段60に入力されている。他の構成は第10図に示
した構成例と同様である。
上記した構成により、可動子の瞬時拘束の際、電圧制
御発振器40の発振周波数ｆは、拘束の直前直後において
変化はないが、拘束後誤差増幅器30の出力EAOは位相誤
差検出器20の出力PDの状態により上昇あるいは、下降す
るため、それに伴い変動する。上記周波数ｆが低周波側
に変動した場合、回転磁界の回転速度は遅くなり、可動
子が追従できる程度になると起動トルクが発生し、起動
可能となる。しかし、高周波側に変動した場合、回転磁
界の回転速度は速くなり、可動子は追従できなくなり起
動トルクが失われる。この時ｆはEAOの出力が飽和状態
となるまで上昇する。従って誤差増幅器30の出力EAOが
飽和状態にあるかどうかにより発振器出力異常を検知す
ることができる。すなわち、演算増幅器31の非反転入力
端子電圧より若干低い電圧を発生する基準電圧源81の出
力電圧と前記演算増幅器31の反転入力端子電圧とを比較
し、前記出力EAOが飽和状態となり前記演算増幅器31の
両入力端子間のイマジナルショートが成立しなくなり、
前記演算増幅器31の反転入力端子電圧が前記基準電圧源
81の出力電圧より低くなると、発振器出力異常検知回路
80の出力トランジスタ85がONする。（R2はLowレベ
ル）。この時、トランジスタ63,64はOFFし、トランジス
タ66,67はONする。従って発振周波数低下手段60の出力
ＳはHighレベルとなり、第８図あるいは第10図の例で示
したように出力EAOは下降する。それに伴い発振周波数
ｆは低周波数に初期化され、モータの起動が可能とな
る。第13図にt0において可動子が拘束され、モータ回転
数ｎが零となった場合の各部動作を示す。第13図による
と、t1において発振器出力異常を検出し、t2において発
振周波数の初期化が完了し、t2以後、再起動されたこと
が示されている。
以上のように本実施例によれば、第１図の実施例に示
したブラシレスモータの駆動装置に発振周波数初期化手
段と発振器出力異常検知回路を付加したことにより、モ
ータ駆動時において、可動子が拘束された場合、電圧制
御発振器の発振出力異常を検知し、発振周波数を低周波
数に初期化することにより起動トルクを発生させ、再起
動を可能にしている。
なお、第12図の例では、誤差増幅器30の出力が飽和し
たことにより発振器出力の異常を検知したが、電圧制御
発振器の発振出力に上限を設け、発振出力が上限に達す
ると発振器出力異常を検知するように構成してもよい。
発明の効果 以上のように本発明は、電圧制御発振器の出力を基に
モータ駆動コイルを通電し、その通電波形とモータ駆動
コイル逆起電圧との位相差を通電休止期間において位相
誤差検出器により検出し、検出位相誤差信号を誤差増幅
器により増幅した後、電圧制御発振器に入力し、その出
力を制御する位相制御ループを構成することにより、従
来必要であったフィルタ回路を必要とせず、従って大容
量のコンデンサを大幅に削減でき、また駆動コイル通電
波形に含まれるスパイクノイズや通電電流と駆動コイル
インピーダンスによる電圧降下、電源電圧や負荷の変動
によるこれらの変動、さらに電機子反作用による効率の
低下等の問題はなく、また、最低周波数制限回路、周波
数低下手段、発振器出力異常検知回路を儲けることによ
り、電源投入時や可動子拘束時においても起動トルクを
失わず、確実にモータを起動でき、さらにIC化すること
により極めて少ない外付部品点数により、特性上極めて
優れたブラシレスモータの駆動装置を安価に実現するこ
とができる。
なお、本発明の実施例では三相全波駆動方式の場合に
ついて示したが、他の駆動方式、例えば、二相全波駆動
方式や二相半波駆動方式、三相半波駆動方式等において
も本発明と同様の方式によるブラシレスモータの駆動装
置が実現可能である。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の第１の実施例におけるブラシレスモー
タの駆動装置の回路構成図、第２図は第１図の動作原理
説明図、第３図は位相誤差検出器の具体的回路構成図、
第４図は第３図の動作説明図、第５図は本発明の実施例
における動作波形図、第６図は本発明の第２の実施例に
おけるブラシレスモータの駆動装置の回路構成図、第７
図は最低周波数制限回路の具体的回路構成図、第８図は
本発明の第３の実施例におけるブラシレスモータの駆動
装置の回路構成図、第９図は第８図の動作説明図、第10
図は第８図の具体的回路構成図、第11図は本発明の第４
の実施例におけるブラシレスモータの駆動装置の回路構
成図、第12図は第11図の具体的回路構成図、第13図は第
11図および第12図の動作説明図、第14図は従来のブラシ
レスモータの駆動装置の回路構成図、第15図は第14図の
動作説明図、第16図は他の従来例のブラシレスモータの
駆動装置の回路構成図、第17図は第16図の動作説明図で
ある。 １〜３……駆動コイル、10〜15……駆動トランジスタ、
20……位相誤差検出器、30……誤差増幅器、40……電圧
制御発振器、44……通電切換回路、50……最低周波数制
限回路、70……発振周波数初期化手段、80……発振器出
力異常検知回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−12412（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−80414（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−72413（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−49689（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−234494（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−170292（ＪＰ，Ａ)

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コ
    イルに設けられた複数の駆動トランジスタと、前記駆動
    コイルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次伝
    達する通電切換回路と、前記通電切換回路に適当な周波
    数を有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動
    コイルの通電休止期間において前記駆動コイルに発生す
    る逆起電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を
    検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出力
    を増幅する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力を前記
    電圧制御発振器の入力としてなるブラシレスモータの駆
    動装置。
  2. 【請求項２】位相誤差検出器をモータ駆動コイル通電休
    止期間の適当な期間にパルス信号を発生する位相差検出
    パルス発生回路と、前記駆動コイルの端子電圧と基準電
    圧とを前記位相差検出パルス発生回路の出力パルス信号
    に応じて比較する比較器により構成した特許請求の範囲
    第１項記載のブラシレスモータの駆動装置。
  3. 【請求項３】位相誤差検出器をモータ駆動コイル通電休
    止期間の適当な期間にパルス信号を発生する位相差検出
    パルス発生回路と、前記駆動コイルの端子に設けられた
    バッファ回路と、前記バッファ回路の出力電圧と基準電
    圧とを前記位相差検出パルス発生回路の出力パルス信号
    に応じて比較する比較器により構成した特許請求の範囲
    第１項記載のブラシレスモータの駆動装置。
  4. 【請求項４】比較器を出力端子が共通接続された複数の
    比較回路と、位相差検出パルス発生回路の出力パルス信
    号を入力として前記比較回路の電気的動作を停止させる
    手段により構成した特許請求の範囲第２項記載または第
    ３項記載のブラシレスモータの駆動装置。
  5. 【請求項５】基準電圧を駆動コイル各相の中性点電圧あ
    るいはそれに応じた信号とした特許請求の範囲第２項ま
    たは第３項記載のブラシレスモータの駆動装置。
  6. 【請求項６】複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コ
    イルに設けられた複数の駆動トランジスタと、前記駆動
    コイルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次伝
    達する通電切換回路と、前記通電切換回路に適当な周波
    数を有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動
    コイルの通電休止期間において前記駆動コイルに発生す
    る逆起電圧と、前記駆動コイルの通電切換信号の位相差
    を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出
    力を増幅し、前記電圧制御発振器へ入力する誤差増幅器
    と、前記電圧制御発振器の最低発振周波数を制限する最
    低周波数制限回路により構成したブラシレスモータの駆
    動装置。
  7. 【請求項７】最低周波数制限回路を最低周波数設定手段
    と、電圧制御発振器の発振周波数に応じた信号レベルと
    前記最低周波数設定手段の信号レベルとを比較しその差
    を検知する最低周波数検知回路により構成し、前記最低
    周波数検知回路の出力により誤差増幅器出力を制御し、
    前記電圧制御発振器の発振周波数を制限してなる特許請
    求の範囲第６項記載のブラシレスモータの駆動装置。
  8. 【請求項８】複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コ
    イルに設けられた複数の駆動トランジスタと、前記駆動
    コイルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次伝
    達する通電切換回路と、前記通電切換回路に適当な周波
    数を有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動
    コイルの通電休止期間において前記駆動コイルに発生す
    る逆起電圧と、前記駆動コイルの通電切換信号の位相差
    を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出
    力を増幅し前記電圧制御発振器へ入力する誤差増幅器
    と、前記電圧制御発振器の発振周波数を初期化する発振
    周波数初期化手段により構成したブラシレスモータの駆
    動装置。
  9. 【請求項９】発振周波数初期化手段を電圧制御発振器の
    最低発振周波数を制限する最低周波数制限回路と、前記
    電圧制御発振器の発振周波数を低下させる発振周波数低
    下手段により構成し、前記最低周波数制限回路の制限動
    作により、前記発振周波数低下手段の動作を阻止してな
    る特許請求の範囲第８項記載のブラシレスモータの駆動
    装置。
  10. 【請求項１０】発振周波数低下手段を最低周波数制限回
    路の制限動作の履歴を記憶する記憶回路と、位相誤差検
    出器出力の吸込能力または吐出能力のうち電圧制御発振
    器の発振周波数低下に寄与しない能力を前記記憶回路出
    力に応じて停止あるいは機能させる手段により構成した
    特許請求の範囲第９項記載のブラシレスモータの駆動装
    置。
  11. 【請求項１１】複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動
    コイルに設けられた複数の駆動トランジスタと、前記駆
    動コイルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次
    伝達する通電切換回路と、前記通電切換回路に適当な周
    波数を有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆
    動コイルの通電休止期間において前記駆動コイルの発生
    する逆起電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差
    を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出
    力を増幅し前記電圧制御発振器へ入力する誤差増幅器
    と、前記電圧制御発振器の発振周波数を初期化する発振
    周波数初期化手段と、前記電圧制御発振器の出力異常を
    検知し、前記発振周波数初期化手段を動作させる発振器
    出力異常検知回路により構成したブラシレスモータの駆
    動装置。
  12. 【請求項１２】発振器出力異常検知回路を誤差増幅器の
    反転入力端子電圧と、非反転入力端子電圧に応じた基準
    電圧とを比較する比較器により構成した特許請求の範囲
    第11項記載のブラシレスモータの駆動装置。
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