JPH10243678A - モータ制御用半導体集積回路 - Google Patents
モータ制御用半導体集積回路Info
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- JPH10243678A JPH10243678A JP9041851A JP4185197A JPH10243678A JP H10243678 A JPH10243678 A JP H10243678A JP 9041851 A JP9041851 A JP 9041851A JP 4185197 A JP4185197 A JP 4185197A JP H10243678 A JPH10243678 A JP H10243678A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S388/00—Electricity: motor control systems
- Y10S388/907—Specific control circuit element or device
- Y10S388/911—Phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力トランジスタのスイッチングノイズの低
減とチップサイズの小型化を図る。 【解決手段】 モータ３１の逆起電圧逆起コンパレータ
４０，４１，４２にて位置検出信号にして合成回路４６
と出力状態設定回路４８に供給する。位置検出信号によ
り出力状態設定回路４８にてタイミング信号を生成し、
トランジスタ３４，３５，３６に供給することによりモ
ータ３１への通電タイミングが制御される。合成回路４
６にて位置検出信号の３倍の周波数の合成信号を生成
し、位相比較回路４７にて合成信号をモータの期待回転
周波数の３倍の周波数の基本クロックと比較して位相差
検出信号を出力し、ＰＷＭ信号として出力状態設定回路
４８に供給する。位置検出信号とＰＷＭ信号により出力
状態設定回路４８にて電流制御信号を生成し、トランジ
スタ４３７，３８，３９に供給することによりモータ３
１への電流量が制御され、モータ３１の定速制御がされ
る。
減とチップサイズの小型化を図る。 【解決手段】 モータ３１の逆起電圧逆起コンパレータ
４０，４１，４２にて位置検出信号にして合成回路４６
と出力状態設定回路４８に供給する。位置検出信号によ
り出力状態設定回路４８にてタイミング信号を生成し、
トランジスタ３４，３５，３６に供給することによりモ
ータ３１への通電タイミングが制御される。合成回路４
６にて位置検出信号の３倍の周波数の合成信号を生成
し、位相比較回路４７にて合成信号をモータの期待回転
周波数の３倍の周波数の基本クロックと比較して位相差
検出信号を出力し、ＰＷＭ信号として出力状態設定回路
４８に供給する。位置検出信号とＰＷＭ信号により出力
状態設定回路４８にて電流制御信号を生成し、トランジ
スタ４３７，３８，３９に供給することによりモータ３
１への電流量が制御され、モータ３１の定速制御がされ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータ制御用半導
体集積回路に関し、特にＰＬＬ制御（Phase Loc-ked Lo
op control）及びＰＷＭ方式（Pulse Width Modulatio
n）によりモータを定速制御する半導体集積回路に関す
る。
体集積回路に関し、特にＰＬＬ制御（Phase Loc-ked Lo
op control）及びＰＷＭ方式（Pulse Width Modulatio
n）によりモータを定速制御する半導体集積回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のモータ制御用半導体集積回路１０
０は図１０に示すように、制御される３相モータ（スピ
ンドルモータ）１と、モータ１の回転数を設定する基本
クロックＣＬＫを生成する基準発振器２と、モータ１の
固定子側の電機子コイルに流れる電流を検出するセンス
抵抗３と、直流電源（図示せず）とが接続されて使用さ
れる。
０は図１０に示すように、制御される３相モータ（スピ
ンドルモータ）１と、モータ１の回転数を設定する基本
クロックＣＬＫを生成する基準発振器２と、モータ１の
固定子側の電機子コイルに流れる電流を検出するセンス
抵抗３と、直流電源（図示せず）とが接続されて使用さ
れる。
【０００３】半導体集積回路１００において、４，５，
６はモータ１の各電機子コイルへの通電のタイミングを
制御するＰチャネル型の出力トランジスタ、７，８，９
は各電機子コイルへの電流量を制御するＮチャネル型の
出力トランジスタで、トランジスタ４と７，５と８，及
び６と９は直列接続され、トランジスタ４，５，６のソ
ース及びトランジスタ７，８，９のソースはそれぞれ共
通接続され、電源端子ＶDDと接地間に外付けのセンス抵
抗３を介して接続されると共にトランジスタ４と７，５
と８，及び６と９の接続点は出力端子Ｏut１，Ｏut２，
Ｏut３にそれぞれ接続され、これらの出力端子Ｏut１，
Ｏut２，Ｏut３にモータ１の各電機子コイルが接続され
ている。
６はモータ１の各電機子コイルへの通電のタイミングを
制御するＰチャネル型の出力トランジスタ、７，８，９
は各電機子コイルへの電流量を制御するＮチャネル型の
出力トランジスタで、トランジスタ４と７，５と８，及
び６と９は直列接続され、トランジスタ４，５，６のソ
ース及びトランジスタ７，８，９のソースはそれぞれ共
通接続され、電源端子ＶDDと接地間に外付けのセンス抵
抗３を介して接続されると共にトランジスタ４と７，５
と８，及び６と９の接続点は出力端子Ｏut１，Ｏut２，
Ｏut３にそれぞれ接続され、これらの出力端子Ｏut１，
Ｏut２，Ｏut３にモータ１の各電機子コイルが接続され
ている。
【０００４】１０，１１，１２は逆起コンパレータで、
−入力側がモータ１の各電機子コイルに遅延回路１３，
１４，１５を介して接続され、＋入力側がコイルの中点
に接続されている。１６は位相比較回路で、２入力のう
ち１入力側が外付けの基準発振器２に接続され、他入力
側が逆起コンパレータ１０の出力に接続されている。１
７はロウパスフィルタで入力側が位相比較回路１６の出
力に接続されている。１８はオペアンプを使用した積分
器で、オペアンプの＋入力側がロウパスフィルタ１７の
出力に接続され、−入力側が積分器の抵抗を介してトラ
ンジスタ７，８，９のソースに接続されている。１９は
三角波発生回路、２０はコンパレータで、コンパレータ
２０の＋入力側が積分器の出力に接続され、−入力側が
三角波発生回路１９に接続されている。２１は出力状態
設定回路で、入力側が逆起コンパレータ１０，１１，１
２とコンパレータ２０の出力に接続され、出力側がトラ
ンジスタ４，５，６，７，８，９に接続されている。
−入力側がモータ１の各電機子コイルに遅延回路１３，
１４，１５を介して接続され、＋入力側がコイルの中点
に接続されている。１６は位相比較回路で、２入力のう
ち１入力側が外付けの基準発振器２に接続され、他入力
側が逆起コンパレータ１０の出力に接続されている。１
７はロウパスフィルタで入力側が位相比較回路１６の出
力に接続されている。１８はオペアンプを使用した積分
器で、オペアンプの＋入力側がロウパスフィルタ１７の
出力に接続され、−入力側が積分器の抵抗を介してトラ
ンジスタ７，８，９のソースに接続されている。１９は
三角波発生回路、２０はコンパレータで、コンパレータ
２０の＋入力側が積分器の出力に接続され、−入力側が
三角波発生回路１９に接続されている。２１は出力状態
設定回路で、入力側が逆起コンパレータ１０，１１，１
２とコンパレータ２０の出力に接続され、出力側がトラ
ンジスタ４，５，６，７，８，９に接続されている。
【０００５】位相比較回路１６は図１１に示すように、
ナンドゲートによるラッチを組み合わせた構成のデジタ
ル形の位相比較器２２と、電源端子ＶDDと接地間に直列
接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ２３及びＮ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ２４と、インバータ２５
とを含み、位相比較器２２の一方の入力端子Ｒは基準発
振器２に、及び他方の入力端子Ｖは逆起コンパレータ１
０に接続され、位相比較器２２の一方の出力端子Ｕはト
ランジスタ２３のゲートに、及び他方の出力端子Ｄはイ
ンバータ２５を介してトランジスタ２４のゲートに接続
され、トランジスタ２３と２４の接続点をロウパスフィ
ルタ１７に接続している。
ナンドゲートによるラッチを組み合わせた構成のデジタ
ル形の位相比較器２２と、電源端子ＶDDと接地間に直列
接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ２３及びＮ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ２４と、インバータ２５
とを含み、位相比較器２２の一方の入力端子Ｒは基準発
振器２に、及び他方の入力端子Ｖは逆起コンパレータ１
０に接続され、位相比較器２２の一方の出力端子Ｕはト
ランジスタ２３のゲートに、及び他方の出力端子Ｄはイ
ンバータ２５を介してトランジスタ２４のゲートに接続
され、トランジスタ２３と２４の接続点をロウパスフィ
ルタ１７に接続している。
【０００６】以上の構成の半導体集積回路１００の動作
を図１２を併用して説明する。モータ１は、トランジス
タ４，５，６，７，８，９のオン／オフ制御により３相
の電機子コイルのうち２相づつ順次電流が流れることに
より固定子が回転し、その電流方向は出力端子Ｏut３か
らＯut２、Ｏut３からＯut１、Ｏut２からＯut１、Ｏut
２からＯut３、Ｏut１からＯut３、Ｏut１からＯut２の
順で切り替わる６状態を繰り返す。この電流方向切り替
えの際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路
１３，１４，１５を介して逆起コンパレータ１０，１
１，１２でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置
検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３として図１２（ａ）に示す波
形の信号を出力状態設定回路２１に供給すると共に、位
置検出信号Ｐ１（Ｐ２又はＰ３でもよい）を位相比較回
路１６の入力端子Ｖへ供給する。尚、遅延回路１３，１
４，１５は上記６状態を繰り返すためにコイル端に発生
する逆起電圧の位相を６０度遅延させることで切り換え
る電流方向の次の状態を逆起コンパレータ１０，１１，
１２を通し出力状態設定回路２１に位置検出信号Ｐ１，
Ｐ２，Ｐ３として供給する。
を図１２を併用して説明する。モータ１は、トランジス
タ４，５，６，７，８，９のオン／オフ制御により３相
の電機子コイルのうち２相づつ順次電流が流れることに
より固定子が回転し、その電流方向は出力端子Ｏut３か
らＯut２、Ｏut３からＯut１、Ｏut２からＯut１、Ｏut
２からＯut３、Ｏut１からＯut３、Ｏut１からＯut２の
順で切り替わる６状態を繰り返す。この電流方向切り替
えの際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路
１３，１４，１５を介して逆起コンパレータ１０，１
１，１２でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置
検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３として図１２（ａ）に示す波
形の信号を出力状態設定回路２１に供給すると共に、位
置検出信号Ｐ１（Ｐ２又はＰ３でもよい）を位相比較回
路１６の入力端子Ｖへ供給する。尚、遅延回路１３，１
４，１５は上記６状態を繰り返すためにコイル端に発生
する逆起電圧の位相を６０度遅延させることで切り換え
る電流方向の次の状態を逆起コンパレータ１０，１１，
１２を通し出力状態設定回路２１に位置検出信号Ｐ１，
Ｐ２，Ｐ３として供給する。
【０００７】モータ１の各電機子コイルへの通電タイミ
ングは以下のように制御される。出力状態設定回路２１
にて位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により図１２（ｂ）
に示すタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３が生成され、生
成されたタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３がトランジス
タ４，５，６のゲートに供給されることによりトランジ
スタ４，５，６がオン／オフされて各電機子コイルへの
通電タイミングが制御される。
ングは以下のように制御される。出力状態設定回路２１
にて位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により図１２（ｂ）
に示すタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３が生成され、生
成されたタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３がトランジス
タ４，５，６のゲートに供給されることによりトランジ
スタ４，５，６がオン／オフされて各電機子コイルへの
通電タイミングが制御される。
【０００８】一方、モータ１の各電機子コイルへの電流
量は以下のように制御される。位相比較回路１６の入力
端子Ｒに基準発振器２からモータ１の期待回転周波数と
同じ周波数の基本クロックＣＬＫが供給され、位相比較
回路１６の入力端子Ｖに位置信号検出信号Ｐ１が供給さ
れると位相比較回路１６で位置検出信号Ｐ１と基本クロ
ックＣＬＫとの位相が比較され、位相比較回路１６から
位相差検出信号がローパスフィルタ１７を介して積分器
１８のオペアンプの＋入力に供給される。モータ１の電
機子コイルに流れる負荷電流はセンス抵抗３により電圧
変換されその電圧は積分器１８の抵抗に供給される。積
分器１８により積分された電圧と三角波発生回路１９の
出力がコンパレータ２０に供給され、コンパレータ２０
の出力がＰＷＭ信号として出力状態設定回路２１に供給
される。出力状態設定回路２１からは図１２（ｃ）に示
すタイミングで電流制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３がトラン
ジスタ７，８，９に供給され、トランジスタ４，５，６
のオン／オフのタイミングとの組合せで出力端子Ｏut
１，Ｏut２，Ｏut３に図１２（ｄ）に示すＰＷＭ出力が
得られ、モータ１は、上述の６状態の順に繰り返し電流
の方向が切り替わり回転する。
量は以下のように制御される。位相比較回路１６の入力
端子Ｒに基準発振器２からモータ１の期待回転周波数と
同じ周波数の基本クロックＣＬＫが供給され、位相比較
回路１６の入力端子Ｖに位置信号検出信号Ｐ１が供給さ
れると位相比較回路１６で位置検出信号Ｐ１と基本クロ
ックＣＬＫとの位相が比較され、位相比較回路１６から
位相差検出信号がローパスフィルタ１７を介して積分器
１８のオペアンプの＋入力に供給される。モータ１の電
機子コイルに流れる負荷電流はセンス抵抗３により電圧
変換されその電圧は積分器１８の抵抗に供給される。積
分器１８により積分された電圧と三角波発生回路１９の
出力がコンパレータ２０に供給され、コンパレータ２０
の出力がＰＷＭ信号として出力状態設定回路２１に供給
される。出力状態設定回路２１からは図１２（ｃ）に示
すタイミングで電流制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３がトラン
ジスタ７，８，９に供給され、トランジスタ４，５，６
のオン／オフのタイミングとの組合せで出力端子Ｏut
１，Ｏut２，Ｏut３に図１２（ｄ）に示すＰＷＭ出力が
得られ、モータ１は、上述の６状態の順に繰り返し電流
の方向が切り替わり回転する。
【０００９】以上の構成により、基準発振器２からの基
本クロックと逆起コンパレータ１０の位置検出信号Ｐ１
の周波数が一致するようにＰＬＬ制御して位相比較回路
１６の出力とセンス抵抗３の検出電圧とでＰＷＭのディ
ユーティを決定することでトランジスタ７，８，９のオ
ンディユーティを制御しモータ１に流れる電流を制御す
ることで、モータ１を定速制御する。図１２中の２６は
トランジスタ７，８，９のオンディユーティを制御する
ＰＷＭ信号の高周波発振状態を示し、例えば、図１２中
のＰ１が３００Ｈｚ程度に対し、ＰＷＭ信号は１００ｋ
Ｈｚ程度の周波数である。
本クロックと逆起コンパレータ１０の位置検出信号Ｐ１
の周波数が一致するようにＰＬＬ制御して位相比較回路
１６の出力とセンス抵抗３の検出電圧とでＰＷＭのディ
ユーティを決定することでトランジスタ７，８，９のオ
ンディユーティを制御しモータ１に流れる電流を制御す
ることで、モータ１を定速制御する。図１２中の２６は
トランジスタ７，８，９のオンディユーティを制御する
ＰＷＭ信号の高周波発振状態を示し、例えば、図１２中
のＰ１が３００Ｈｚ程度に対し、ＰＷＭ信号は１００ｋ
Ｈｚ程度の周波数である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記の従来
の半導体集積回路１００には、次のような欠点があっ
た。 ロウパスフィルタ１７、積分器１８、三角波発生回路
１９及びコンパレータ２０を有するため回路規模が大き
くなり、チップ面積が大きくなる。 ＰＷＭ制御により１相毎に例えば１００ｋＨｚでトラ
ンジスタ７，８，９をスイッチングするため常にノイズ
が入る。 トランジスタ４，５，６及び７，８，９と直列にセン
ス抵抗３を挿入するため常にセンス抵抗３により電力損
失が発生し、この直列回路全体としての電力損失を低減
するためトランジスタ４，５，６，７，８，９にはオン
抵抗の小さなものが必要になりチップ面積が更に大きく
なる。 本発明は上記問題点に鑑み、回路規模が小さくでき、Ｐ
ＷＭ制御が単パルスで行え、センス抵抗が不要となる半
導体集積回路を提供することを目的とする。
の半導体集積回路１００には、次のような欠点があっ
た。 ロウパスフィルタ１７、積分器１８、三角波発生回路
１９及びコンパレータ２０を有するため回路規模が大き
くなり、チップ面積が大きくなる。 ＰＷＭ制御により１相毎に例えば１００ｋＨｚでトラ
ンジスタ７，８，９をスイッチングするため常にノイズ
が入る。 トランジスタ４，５，６及び７，８，９と直列にセン
ス抵抗３を挿入するため常にセンス抵抗３により電力損
失が発生し、この直列回路全体としての電力損失を低減
するためトランジスタ４，５，６，７，８，９にはオン
抵抗の小さなものが必要になりチップ面積が更に大きく
なる。 本発明は上記問題点に鑑み、回路規模が小さくでき、Ｐ
ＷＭ制御が単パルスで行え、センス抵抗が不要となる半
導体集積回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のモータ制御用半
導体集積回路は、モータを駆動する出力トランジスタ
と、モータの回転子位置を検出し位置検出信号を生成す
る位置検出手段と、位置検出信号と基本クロックとの位
相を比較し位相差検出信号を生成する位相比較回路とを
有してＰＬＬ制御するモータ制御用半導体集積回路にお
いて、位相差検出信号のディユーティにより出力トラン
ジスタのオンディユーティを制御することを特徴とす
る。上記構成の半導体集積回路では、従来の半導体集積
回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回路及び
コンパレータを不要としたので回路規模が小さくなり、
チップ面積が小さくできる。また、位置検出信号の周波
数と同じく３００Ｈz 程度の低い周波数でトランジスタ
をスイッチングするためノイズが大幅に削減できる。更
に、モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする
ことなく定速制御でき、センス抵抗による電圧降下分を
考慮しなくてもよいため、トランジスタのオン抵抗が大
きくでき、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を
小さくできる。具体的には、モータが３相モータで、位
置検出手段がモータ回転時に電機子コイルの各相に発生
する逆起電力をコイルの中点電位と比較して各相に対応
して位置検出信号を生成する逆起コンパレータで、基本
クロックの周波数がモータの期待回転周波数の３倍の周
波数に設定され、位置検出信号を位置検出信号の３倍の
周波数の合成信号とする合成回路を介して供給し、位相
差検出信号を位置検出信号の周波数に分周する出力状態
設定回路を介して出力トランジスタに供給する。合成回
路は具体的には、各逆起コンパレータの出力のうち２出
力づつを入力する２入力ＮＡＮＤゲートと、この各２入
力ＮＡＮＤゲートの出力を入力する３入力ＮＡＮＤゲー
トとを含む。また、位相比較回路が２個並列接続され片
方の位相比較回路にインバータを介して合成信号と基本
クロックとを入力する構成にすれば、出力トランジスタ
を０〜１００％のオンディユーティで制御できる。
導体集積回路は、モータを駆動する出力トランジスタ
と、モータの回転子位置を検出し位置検出信号を生成す
る位置検出手段と、位置検出信号と基本クロックとの位
相を比較し位相差検出信号を生成する位相比較回路とを
有してＰＬＬ制御するモータ制御用半導体集積回路にお
いて、位相差検出信号のディユーティにより出力トラン
ジスタのオンディユーティを制御することを特徴とす
る。上記構成の半導体集積回路では、従来の半導体集積
回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回路及び
コンパレータを不要としたので回路規模が小さくなり、
チップ面積が小さくできる。また、位置検出信号の周波
数と同じく３００Ｈz 程度の低い周波数でトランジスタ
をスイッチングするためノイズが大幅に削減できる。更
に、モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする
ことなく定速制御でき、センス抵抗による電圧降下分を
考慮しなくてもよいため、トランジスタのオン抵抗が大
きくでき、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を
小さくできる。具体的には、モータが３相モータで、位
置検出手段がモータ回転時に電機子コイルの各相に発生
する逆起電力をコイルの中点電位と比較して各相に対応
して位置検出信号を生成する逆起コンパレータで、基本
クロックの周波数がモータの期待回転周波数の３倍の周
波数に設定され、位置検出信号を位置検出信号の３倍の
周波数の合成信号とする合成回路を介して供給し、位相
差検出信号を位置検出信号の周波数に分周する出力状態
設定回路を介して出力トランジスタに供給する。合成回
路は具体的には、各逆起コンパレータの出力のうち２出
力づつを入力する２入力ＮＡＮＤゲートと、この各２入
力ＮＡＮＤゲートの出力を入力する３入力ＮＡＮＤゲー
トとを含む。また、位相比較回路が２個並列接続され片
方の位相比較回路にインバータを介して合成信号と基本
クロックとを入力する構成にすれば、出力トランジスタ
を０〜１００％のオンディユーティで制御できる。
【００１２】
【実施例】以下、この発明の第１実施例について図１及
び図３乃至図８を参照して説明する。図１において、２
００はモータ制御用半導体集積回路で、制御される３相
モータ（スピンドルモータ）３１と、モータ３１の回転
数を設定する基本クロックＣＬＫを生成する基準発振器
３２と、直流電源（図示せず）とを接続して使用する。
び図３乃至図８を参照して説明する。図１において、２
００はモータ制御用半導体集積回路で、制御される３相
モータ（スピンドルモータ）３１と、モータ３１の回転
数を設定する基本クロックＣＬＫを生成する基準発振器
３２と、直流電源（図示せず）とを接続して使用する。
【００１３】半導体集積回路２００において、３４，３
５，３６はモータ３１の各電機子コイルへの通電のタイ
ミングを制御するＰチャネル型の出力トランジスタ、３
７，３８，３９は各電機子コイルへの電流量を制御する
Ｎチャネル型の出力トランジスタで、トランジスタ３４
と３７，３５と３８，及び３６と３９は直列接続され、
トランジスタ３４，３５，３６のソース及びトランジス
タ３７，３８，３９のソースはそれぞれ共通接続され、
電源端子ＶDDと接地間に接続されると共にトランジスタ
３４と３７，３５と３８，及び３６と３９の接続点は出
力端子Ｏut１，Ｏut２，Ｏut３にそれぞれ接続され、こ
れらの出力端子Ｏut１，Ｏut２，Ｏut３にモータ３１の
各電機子コイルが接続されている。
５，３６はモータ３１の各電機子コイルへの通電のタイ
ミングを制御するＰチャネル型の出力トランジスタ、３
７，３８，３９は各電機子コイルへの電流量を制御する
Ｎチャネル型の出力トランジスタで、トランジスタ３４
と３７，３５と３８，及び３６と３９は直列接続され、
トランジスタ３４，３５，３６のソース及びトランジス
タ３７，３８，３９のソースはそれぞれ共通接続され、
電源端子ＶDDと接地間に接続されると共にトランジスタ
３４と３７，３５と３８，及び３６と３９の接続点は出
力端子Ｏut１，Ｏut２，Ｏut３にそれぞれ接続され、こ
れらの出力端子Ｏut１，Ｏut２，Ｏut３にモータ３１の
各電機子コイルが接続されている。
【００１４】４０，４１，４２は逆起コンパレータで、
モータ３１の各電機子コイルに発生するコイル端電圧を
遅延回路４３，４４，４５を介してコイルの中点電圧と
比較してモータ３１の回転子の位置を検出する。４６は
合成回路で、逆起コンパレータ４０，４１，４２からの
位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を入力して合成信号ＩＮ
Ｄ３を出力する。４７は位相比較回路で、合成回路４６
からの合成信号ＩＮＤ３と基準発振器３２からの基本ク
ロックＣＬＫとの位相を比較し位相差検出信号を出力す
る。４８は出力状態設定回路で、逆起コンパレータ４
０，４１，４２の位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により
トランジスタ３４，３５，３６へのタイミング信号Ｔ
１，Ｔ２，Ｔ３を生成すると共に、位相比較回路４７の
位相差検出信号をＰＷＭ信号として入力してトランジス
タ３７，３８，３９への電流制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３
を生成する、
モータ３１の各電機子コイルに発生するコイル端電圧を
遅延回路４３，４４，４５を介してコイルの中点電圧と
比較してモータ３１の回転子の位置を検出する。４６は
合成回路で、逆起コンパレータ４０，４１，４２からの
位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を入力して合成信号ＩＮ
Ｄ３を出力する。４７は位相比較回路で、合成回路４６
からの合成信号ＩＮＤ３と基準発振器３２からの基本ク
ロックＣＬＫとの位相を比較し位相差検出信号を出力す
る。４８は出力状態設定回路で、逆起コンパレータ４
０，４１，４２の位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により
トランジスタ３４，３５，３６へのタイミング信号Ｔ
１，Ｔ２，Ｔ３を生成すると共に、位相比較回路４７の
位相差検出信号をＰＷＭ信号として入力してトランジス
タ３７，３８，３９への電流制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３
を生成する、
【０００１５】合成回路４６は図３に示すように、３個
の２入力ナンドゲートに位置検出信号Ｐ１とＰ２，Ｐ２
とＰ３，及びＰ３とＰ１がそれぞれ入力され、それらの
出力が３入力ナンドゲートに入力されて合成信号ＩＮＤ
３を出力する構成となっている。位相比較回路４７は図
４に示すように、ナンドゲートによるラッチを組み合わ
せた構成のデジタル型の位相比較器４９と、電源端子Ｖ
DDと接地間に直列接続されるＰチャネル型ＭＯＳトラン
ジスタ５０及びプルダウン抵抗５１とを含み、位相比較
器４９の一方の入力端子Ｒは基準発振器３２に、及び他
方の入力端子Ｖは合成回路４６の出力に接続され、位相
比較器４９の出力端子Ｕはトランジスタ５０のゲートに
接続され、トランジスタ５０と抵抗５１との接続点を出
力状態設定回路４８に接続している。出力状態設定回路
４８は図６に示すように、ナンドゲートとインバータに
より構成されており、逆起コンパレータ４０，４１，４
２からの位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を入力すると共
に、位相比較回路４７からの位相差検出信号をＰＷＭ信
号として入力し、タイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３と電
流制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を出力する。
の２入力ナンドゲートに位置検出信号Ｐ１とＰ２，Ｐ２
とＰ３，及びＰ３とＰ１がそれぞれ入力され、それらの
出力が３入力ナンドゲートに入力されて合成信号ＩＮＤ
３を出力する構成となっている。位相比較回路４７は図
４に示すように、ナンドゲートによるラッチを組み合わ
せた構成のデジタル型の位相比較器４９と、電源端子Ｖ
DDと接地間に直列接続されるＰチャネル型ＭＯＳトラン
ジスタ５０及びプルダウン抵抗５１とを含み、位相比較
器４９の一方の入力端子Ｒは基準発振器３２に、及び他
方の入力端子Ｖは合成回路４６の出力に接続され、位相
比較器４９の出力端子Ｕはトランジスタ５０のゲートに
接続され、トランジスタ５０と抵抗５１との接続点を出
力状態設定回路４８に接続している。出力状態設定回路
４８は図６に示すように、ナンドゲートとインバータに
より構成されており、逆起コンパレータ４０，４１，４
２からの位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を入力すると共
に、位相比較回路４７からの位相差検出信号をＰＷＭ信
号として入力し、タイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３と電
流制御信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を出力する。
【００１６】以上の構成の集積回路２００の動作を図７
を併用して説明する。モータ３１は、トランジスタ３
４，３５，３６，３７，３８，３９のオン／オフ制御に
より３相の電機子コイルのうち２相づつ順次電流が流れ
て固定子が回転し、その電流方向は出力端子Ｏut３から
Ｏut１、Ｏut２からＯut３、Ｏut１からＯut２の順で切
り替わる３状態を繰り返す。この電流方向切り替えの
際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路４
３，４４，４５を介して逆起コンパレータ４０，４１，
４２でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置検出
信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３として図７（ａ）に示す信号を合
成回路４６と出力状態設定回路４８に供給する。尚、遅
延回路４３，４４，４５は上記３状態を繰り返すために
コイル端に発生する逆起電圧を位相６０度遅延させるこ
とで切り換える電流方向の次の状態を逆起コンパレータ
４０，４１，４２を通し出力状態設定回路４８に位置検
出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３として供給する。
を併用して説明する。モータ３１は、トランジスタ３
４，３５，３６，３７，３８，３９のオン／オフ制御に
より３相の電機子コイルのうち２相づつ順次電流が流れ
て固定子が回転し、その電流方向は出力端子Ｏut３から
Ｏut１、Ｏut２からＯut３、Ｏut１からＯut２の順で切
り替わる３状態を繰り返す。この電流方向切り替えの
際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路４
３，４４，４５を介して逆起コンパレータ４０，４１，
４２でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置検出
信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３として図７（ａ）に示す信号を合
成回路４６と出力状態設定回路４８に供給する。尚、遅
延回路４３，４４，４５は上記３状態を繰り返すために
コイル端に発生する逆起電圧を位相６０度遅延させるこ
とで切り換える電流方向の次の状態を逆起コンパレータ
４０，４１，４２を通し出力状態設定回路４８に位置検
出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３として供給する。
【００１７】モータ３１の各電機子コイルへの通電タイ
ミングは以下のように制御される。出力状態設定回路４
８にて位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により図７（ｂ）
に示すタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３が生成され、生
成されたタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３がトランジス
タ３４，３５，３６のゲートに供給されることによりト
ランジスタ３４，３５，３６がオン／オフされて各電機
子コイルへの通電タイミングが制御される。
ミングは以下のように制御される。出力状態設定回路４
８にて位置検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により図７（ｂ）
に示すタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３が生成され、生
成されたタイミング信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３がトランジス
タ３４，３５，３６のゲートに供給されることによりト
ランジスタ３４，３５，３６がオン／オフされて各電機
子コイルへの通電タイミングが制御される。
【００１８】一方、モータ３１の各電機子コイルへの電
流量は以下のように制御される。合成回路４６にて位置
検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３が合成されて位置検出信号の
周波数の３倍の周波数の図７（ｄ）に示す合成信号ＩＮ
Ｄ３が生成される。位相比較回路４７の入力端子Ｒに基
準発振器３２からモータ３１の期待回転周波数の３倍の
周波数の図７（ｅ）に示す基本クロックＣＬＫが供給さ
れ、位相比較回路４７の入力端子Ｖに合成信号ＩＮＤ３
が供給されると位相比較回路４７で基本クロックＣＬＫ
に対する合成信号ＩＮＤ３の位相の遅れ偏差が検出さ
れ、この位相の遅れ偏差量により決まる０〜５０％のデ
ィユーティの図７（ｆ）に示す位相差検出信号が生成さ
れ、ＰＷＭ信号として出力状態設定回路４８へ供給され
る。出力状態設定回路４８にてＰＷＭ信号は位置検出信
号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により図７（ｃ）に示す電流制御信
号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３として３分の１に分周され、トラン
ジスタ３７，３８，３９のゲートに供給されることによ
り、このＰＷＭのディユーティによりトランジスタ３
７，３８，３９のオンディユーティが決まり、トランジ
スタ３４，３５，３６のオン／オフとの組合せで出力端
子Ｏut１，Ｏut２，Ｏut３に図７（ｇ）に示すＰＷＭ出
力が得られ、モータ３１は上述の３状態の電流切り替え
順に各電機子コイルへの電流量が制御され、モータ３１
の回転数が決まる。
流量は以下のように制御される。合成回路４６にて位置
検出信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３が合成されて位置検出信号の
周波数の３倍の周波数の図７（ｄ）に示す合成信号ＩＮ
Ｄ３が生成される。位相比較回路４７の入力端子Ｒに基
準発振器３２からモータ３１の期待回転周波数の３倍の
周波数の図７（ｅ）に示す基本クロックＣＬＫが供給さ
れ、位相比較回路４７の入力端子Ｖに合成信号ＩＮＤ３
が供給されると位相比較回路４７で基本クロックＣＬＫ
に対する合成信号ＩＮＤ３の位相の遅れ偏差が検出さ
れ、この位相の遅れ偏差量により決まる０〜５０％のデ
ィユーティの図７（ｆ）に示す位相差検出信号が生成さ
れ、ＰＷＭ信号として出力状態設定回路４８へ供給され
る。出力状態設定回路４８にてＰＷＭ信号は位置検出信
号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により図７（ｃ）に示す電流制御信
号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３として３分の１に分周され、トラン
ジスタ３７，３８，３９のゲートに供給されることによ
り、このＰＷＭのディユーティによりトランジスタ３
７，３８，３９のオンディユーティが決まり、トランジ
スタ３４，３５，３６のオン／オフとの組合せで出力端
子Ｏut１，Ｏut２，Ｏut３に図７（ｇ）に示すＰＷＭ出
力が得られ、モータ３１は上述の３状態の電流切り替え
順に各電機子コイルへの電流量が制御され、モータ３１
の回転数が決まる。
【００１９】以上のようにして、合成信号ＩＮＤ３の周
波数が基本クロックＣＬＫの周波数と一致するように閉
ループ制御回路ができ、モータ３１を一定速度に制御す
ることができる。尚、モータ３１の定速制御状態におい
て合成信号ＩＮＤ３と基本クロックＣＬＫの位相はモー
タ３１の機械的ロスを補う形で一定値のずれを有した状
態で安定する。半導体集積回路２００では、従来の半導
体集積回路１００のロウパスフィルタ１７、積分器１
８、三角波発生回路１９及びコンパレータ２０を不要と
したので回路規模が小さくなり、チップ面積が小さくで
きる。また、半導体集積回路２００では、位置検出信号
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の周波数と同じく３００Ｈz 程度の低
い周波数でトランジスタ３７，３８，３９をスイッチン
グするためノイズが大幅に削減できる。更に、半導体集
積回路２００では、モータ３１の出力電流をセンス抵抗
によりモニターすることなく定速制御でき、センス抵抗
による電圧降下分を考慮しなくてもよいため、トランジ
スタ３４，３５，３６，３７，３８，３９のオン抵抗が
大きくでき、従ってこれらのトランジスタの素子面積を
小さくできる。この実施例の場合、ＰＷＭのディユーテ
ィは０から５０％までの制御となり、モータ起動時の電
流制限効果も得られる。
波数が基本クロックＣＬＫの周波数と一致するように閉
ループ制御回路ができ、モータ３１を一定速度に制御す
ることができる。尚、モータ３１の定速制御状態におい
て合成信号ＩＮＤ３と基本クロックＣＬＫの位相はモー
タ３１の機械的ロスを補う形で一定値のずれを有した状
態で安定する。半導体集積回路２００では、従来の半導
体集積回路１００のロウパスフィルタ１７、積分器１
８、三角波発生回路１９及びコンパレータ２０を不要と
したので回路規模が小さくなり、チップ面積が小さくで
きる。また、半導体集積回路２００では、位置検出信号
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の周波数と同じく３００Ｈz 程度の低
い周波数でトランジスタ３７，３８，３９をスイッチン
グするためノイズが大幅に削減できる。更に、半導体集
積回路２００では、モータ３１の出力電流をセンス抵抗
によりモニターすることなく定速制御でき、センス抵抗
による電圧降下分を考慮しなくてもよいため、トランジ
スタ３４，３５，３６，３７，３８，３９のオン抵抗が
大きくでき、従ってこれらのトランジスタの素子面積を
小さくできる。この実施例の場合、ＰＷＭのディユーテ
ィは０から５０％までの制御となり、モータ起動時の電
流制限効果も得られる。
【００２０】次に上記の実施例において、図１の位相比
較回路４７として、図４の位相比較回路の替わりに図５
の位相比較回路を使用した場合について説明する図５に
示す位相比較回路は、ナンドゲートによるラッチを組み
合わせた構成のデジタル型の位相比較器４９と、電源端
子ＶDDと接地間に直列接続されるプルアップ抵抗５２及
びＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ５３と、インバータ
５４とを含み、位相比較器４９の出力端子Ｄはインバー
タ５４を介してトランジスタ５３のゲートに接続され、
抵抗５２とトランジスタ５３との接続点を出力状態設定
回路４８に接続している。図８（ｄ）〜（ｆ）で示すよ
うに合成信号ＩＮＤ３は基本クロックＣＬＫに対し位相
が進み偏差をもつことでＰＷＭのディユーティが決ま
り、実施例１と同じ効果が得られる。
較回路４７として、図４の位相比較回路の替わりに図５
の位相比較回路を使用した場合について説明する図５に
示す位相比較回路は、ナンドゲートによるラッチを組み
合わせた構成のデジタル型の位相比較器４９と、電源端
子ＶDDと接地間に直列接続されるプルアップ抵抗５２及
びＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ５３と、インバータ
５４とを含み、位相比較器４９の出力端子Ｄはインバー
タ５４を介してトランジスタ５３のゲートに接続され、
抵抗５２とトランジスタ５３との接続点を出力状態設定
回路４８に接続している。図８（ｄ）〜（ｆ）で示すよ
うに合成信号ＩＮＤ３は基本クロックＣＬＫに対し位相
が進み偏差をもつことでＰＷＭのディユーティが決ま
り、実施例１と同じ効果が得られる。
【００２１】次に本発明の第２実施例について図２及び
図９を参照して説明する。尚、図２において、図１に示
す半導体集積回路と同一部分は同一符号を付してこの説
明を略す。図２の半導体集積回路３００において、図１
と異なる点は位相比較回路４７を２個並列配置し、片方
の位相比較回路４７にインバータ５５を介して合成信号
ＩＮＤ３と基本クロックＣＬＫを入力する構成となって
おり、モータ３１の電流方向は出力端子Ｏut３からＯut
２、Ｏut３からＯut１、Ｏut２からＯut１、Ｏut２から
Ｏut３、Ｏut１からＯut３、Ｏut１からＯut２の順で切
り替わる６状態を繰り返し、ＰＷＭは０から１００％の
ディユーティが得られ点である。従って、第１の実施例
と同じ効果が得られるだけでなく出力電流の制御範囲が
広げられるという利点がある。尚、この実施例の２つの
位相比較回路４７を図５の位相比較回路と入れ替えても
よい。
図９を参照して説明する。尚、図２において、図１に示
す半導体集積回路と同一部分は同一符号を付してこの説
明を略す。図２の半導体集積回路３００において、図１
と異なる点は位相比較回路４７を２個並列配置し、片方
の位相比較回路４７にインバータ５５を介して合成信号
ＩＮＤ３と基本クロックＣＬＫを入力する構成となって
おり、モータ３１の電流方向は出力端子Ｏut３からＯut
２、Ｏut３からＯut１、Ｏut２からＯut１、Ｏut２から
Ｏut３、Ｏut１からＯut３、Ｏut１からＯut２の順で切
り替わる６状態を繰り返し、ＰＷＭは０から１００％の
ディユーティが得られ点である。従って、第１の実施例
と同じ効果が得られるだけでなく出力電流の制御範囲が
広げられるという利点がある。尚、この実施例の２つの
位相比較回路４７を図５の位相比較回路と入れ替えても
よい。
【００２２】
【発明の効果】以上のように、この発明の半導体集積回
路は、逆起コンパレータからの３相分の位置検出信号に
より合成回路にて３倍の周波数の合成信号を生成し、位
相比較回路にてモータの期待回転周波数の３倍の周波数
の基本クロックと位相比較しその位相の遅れ偏差又は進
み偏差により決まるディユーティのＰＷＭ信号を生成
し、このＰＷＭ信号を出力状態設定回路で３相分の位置
検出信号と組合わせて３分の１に分周して出力トランジ
スタの電流量を制御するようにしたので、従来の半導
体集積回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回
路及びコンパレータが不要となり回路規模が小さくな
り、チップ面積が小さくでき、位置検出信号の周波数
と同じく３００Ｈz 程度の低い周波数で出力トランジス
タをスイッチングするためノイズが大幅に削減でき、
モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする必要
がないため、センス抵抗による電圧降下分を考慮しなく
てもよく、その分トランジスタのオン抵抗が大きくで
き、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を小さく
できる。。また、位相比較回路を２個設けることによ
り、０〜１００％のモータ電流ディユーティ制御ができ
る。
路は、逆起コンパレータからの３相分の位置検出信号に
より合成回路にて３倍の周波数の合成信号を生成し、位
相比較回路にてモータの期待回転周波数の３倍の周波数
の基本クロックと位相比較しその位相の遅れ偏差又は進
み偏差により決まるディユーティのＰＷＭ信号を生成
し、このＰＷＭ信号を出力状態設定回路で３相分の位置
検出信号と組合わせて３分の１に分周して出力トランジ
スタの電流量を制御するようにしたので、従来の半導
体集積回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回
路及びコンパレータが不要となり回路規模が小さくな
り、チップ面積が小さくでき、位置検出信号の周波数
と同じく３００Ｈz 程度の低い周波数で出力トランジス
タをスイッチングするためノイズが大幅に削減でき、
モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする必要
がないため、センス抵抗による電圧降下分を考慮しなく
てもよく、その分トランジスタのオン抵抗が大きくで
き、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を小さく
できる。。また、位相比較回路を２個設けることによ
り、０〜１００％のモータ電流ディユーティ制御ができ
る。
【図１】 本発明の第１実施例のブロック図
【図２】 本発明の第２実施例のブロック図
【図３】 図１及び図２における合成回路の例を示す回
路図
路図
【図４】 図１及び図２における位相比較回路の例を示
す回路図
す回路図
【図５】 図１及び図２における位相比較回路の他の例
を示す回路図
を示す回路図
【図６】 図１及び図２における出力状態設定回路の例
を示す回路図
を示す回路図
【図７】 図４の位相比較回路を使用した場合の図１の
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
【図８】 図５の位相比較回路を使用した場合の図１の
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
【図９】 図４の位相比較回路を使用した場合の図２の
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
【図１０】 従来のモータ制御用半導体集積回路のブロ
ック図
ック図
【図１１】 図１０における位相比較回路の例を示す回
路図
路図
【図１２】 図１０のモータ制御用半導体集積回路の動
作を示すタイムチャート
作を示すタイムチャート
３１ ３相モータ ３２ 基準発振器 ３４，３５，３６ Ｐチャネル型出力トランジスタ ３７，３８，３９ Ｎチャネル型出力トランジスタ ４０，４１，４２ 逆起コンパレータ ４６ 合成回路 ４７ 位相比較回路 ４８ 出力状態設定回路 ４９ 位相比較器 ５０ Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ ５１ プルダウン抵抗 ５２ プルアップ抵抗 ５３ Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ ５４，５５ インバータ
Claims (5)
- 【請求項１】モータを駆動する出力トランジスタと、前
記モータの回転子位置を検出し位置検出信号を生成する
位置検出手段と、位置検出信号と基本クロックとの位相
を比較し位相差検出信号を生成する位相比較回路とを有
してＰＬＬ制御するモータ制御用半導体集積回路におい
て、 前記位相差検出信号のディユーティにより前記出力トラ
ンジスタのオンディユーティを制御することを特徴とす
るモータ制御用半導体集積回路。 - 【請求項２】前記モータが３相モータで、前記位置検出
手段が前記モータ回転時に電機子コイルの各相に発生す
る逆起電力をコイルの中点電位と比較して各相に対応し
て前記位置検出信号を生成する逆起コンパレータで、基
本クロックの周波数がモータの期待回転周波数の３倍の
周波数に設定され、前記位置検出信号を位置検出信号の
３倍の周波数の合成信号とする合成回路を介して供給
し、前記位相差検出信号を前記位置検出信号の周波数に
分周する出力状態設定回路を介して前記出力トランジス
タに供給する請求項１記載のモータ制御用半導体集積回
路。 - 【請求項３】前記合成回路が前記位置検出信号のうち２
出力づつを入力する２入力ＮＡＮＤゲートと、この各２
入力ＮＡＮＤゲートの出力を入力する３入力ＮＡＮＤゲ
ートとを含む請求項２記載のモータ制御用半導体集積回
路。 - 【請求項４】前記位相比較回路が２個並列接続され片方
の位相比較回路にインバータを介して前記合成信号と基
本クロックを入力する請求項２記載のモータ制御用半導
体集積回路。 - 【請求項５】電源端子に直流電源を接続し入力端子に基
本クロックを生成する基準発振器を接続して、出力端子
に接続される３相モータを定速制御する半導体集積回路
であって、 前記電源端子と接地間に直列接続され直列接続点に前記
出力端子が接続されるタイミング制御用出力トランジス
タ及び電流制御用出力トランジスタと、 前記モータの回転時に電機子コイルの各相に発生する逆
起電圧を電機子コイルの中点電位と比較して回転子の位
置検出信号を生成する逆起コンパレータと、 前記位置検出信号を合成して位置検出信号の３倍の周波
数の合成信号を生成する合成回路と、 モータの期待回転周波数の３倍の周波数の基本クロック
と前記合成信号の位相を比較し位相差検出信号を生成す
る位相比較回路と、 前記位置検出信号に基づき前記タイミング制御用トラン
ジスタに供給するタイミング信号と前記位置検出信号及
び前記位相差検出信号に基づき前記電流制御用トランジ
スタに供給する電流制御信号とを生成する出力状態設定
回路と、を具備したモータ制御用半導体集積回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9041851A JPH10243678A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | モータ制御用半導体集積回路 |
| US09/030,760 US6433496B1 (en) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | Semiconductor integrated circuit for motor control |
| CN98106421A CN1071954C (zh) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | 电机控制用半导体集成电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9041851A JPH10243678A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | モータ制御用半導体集積回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10243678A true JPH10243678A (ja) | 1998-09-11 |
Family
ID=12619767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9041851A Pending JPH10243678A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | モータ制御用半導体集積回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6433496B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10243678A (ja) |
| CN (1) | CN1071954C (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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