JPH10243678A - モータ制御用半導体集積回路 - Google Patents
モータ制御用半導体集積回路Info
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- JPH10243678A JPH10243678A JP9041851A JP4185197A JPH10243678A JP H10243678 A JPH10243678 A JP H10243678A JP 9041851 A JP9041851 A JP 9041851A JP 4185197 A JP4185197 A JP 4185197A JP H10243678 A JPH10243678 A JP H10243678A
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- signal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S388/00—Electricity: motor control systems
- Y10S388/907—Specific control circuit element or device
- Y10S388/911—Phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力トランジスタのスイッチングノイズの低
減とチップサイズの小型化を図る。 【解決手段】 モータ31の逆起電圧逆起コンパレータ
40,41,42にて位置検出信号にして合成回路46
と出力状態設定回路48に供給する。位置検出信号によ
り出力状態設定回路48にてタイミング信号を生成し、
トランジスタ34,35,36に供給することによりモ
ータ31への通電タイミングが制御される。合成回路4
6にて位置検出信号の3倍の周波数の合成信号を生成
し、位相比較回路47にて合成信号をモータの期待回転
周波数の3倍の周波数の基本クロックと比較して位相差
検出信号を出力し、PWM信号として出力状態設定回路
48に供給する。位置検出信号とPWM信号により出力
状態設定回路48にて電流制御信号を生成し、トランジ
スタ437,38,39に供給することによりモータ3
1への電流量が制御され、モータ31の定速制御がされ
る。
減とチップサイズの小型化を図る。 【解決手段】 モータ31の逆起電圧逆起コンパレータ
40,41,42にて位置検出信号にして合成回路46
と出力状態設定回路48に供給する。位置検出信号によ
り出力状態設定回路48にてタイミング信号を生成し、
トランジスタ34,35,36に供給することによりモ
ータ31への通電タイミングが制御される。合成回路4
6にて位置検出信号の3倍の周波数の合成信号を生成
し、位相比較回路47にて合成信号をモータの期待回転
周波数の3倍の周波数の基本クロックと比較して位相差
検出信号を出力し、PWM信号として出力状態設定回路
48に供給する。位置検出信号とPWM信号により出力
状態設定回路48にて電流制御信号を生成し、トランジ
スタ437,38,39に供給することによりモータ3
1への電流量が制御され、モータ31の定速制御がされ
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータ制御用半導
体集積回路に関し、特にPLL制御(Phase Loc-ked Lo
op control)及びPWM方式(Pulse Width Modulatio
n)によりモータを定速制御する半導体集積回路に関す
る。
体集積回路に関し、特にPLL制御(Phase Loc-ked Lo
op control)及びPWM方式(Pulse Width Modulatio
n)によりモータを定速制御する半導体集積回路に関す
る。
【0002】
【従来の技術】従来のモータ制御用半導体集積回路10
0は図10に示すように、制御される3相モータ(スピ
ンドルモータ)1と、モータ1の回転数を設定する基本
クロックCLKを生成する基準発振器2と、モータ1の
固定子側の電機子コイルに流れる電流を検出するセンス
抵抗3と、直流電源(図示せず)とが接続されて使用さ
れる。
0は図10に示すように、制御される3相モータ(スピ
ンドルモータ)1と、モータ1の回転数を設定する基本
クロックCLKを生成する基準発振器2と、モータ1の
固定子側の電機子コイルに流れる電流を検出するセンス
抵抗3と、直流電源(図示せず)とが接続されて使用さ
れる。
【0003】半導体集積回路100において、4,5,
6はモータ1の各電機子コイルへの通電のタイミングを
制御するPチャネル型の出力トランジスタ、7,8,9
は各電機子コイルへの電流量を制御するNチャネル型の
出力トランジスタで、トランジスタ4と7,5と8,及
び6と9は直列接続され、トランジスタ4,5,6のソ
ース及びトランジスタ7,8,9のソースはそれぞれ共
通接続され、電源端子VDDと接地間に外付けのセンス抵
抗3を介して接続されると共にトランジスタ4と7,5
と8,及び6と9の接続点は出力端子Out1,Out2,
Out3にそれぞれ接続され、これらの出力端子Out1,
Out2,Out3にモータ1の各電機子コイルが接続され
ている。
6はモータ1の各電機子コイルへの通電のタイミングを
制御するPチャネル型の出力トランジスタ、7,8,9
は各電機子コイルへの電流量を制御するNチャネル型の
出力トランジスタで、トランジスタ4と7,5と8,及
び6と9は直列接続され、トランジスタ4,5,6のソ
ース及びトランジスタ7,8,9のソースはそれぞれ共
通接続され、電源端子VDDと接地間に外付けのセンス抵
抗3を介して接続されると共にトランジスタ4と7,5
と8,及び6と9の接続点は出力端子Out1,Out2,
Out3にそれぞれ接続され、これらの出力端子Out1,
Out2,Out3にモータ1の各電機子コイルが接続され
ている。
【0004】10,11,12は逆起コンパレータで、
−入力側がモータ1の各電機子コイルに遅延回路13,
14,15を介して接続され、+入力側がコイルの中点
に接続されている。16は位相比較回路で、2入力のう
ち1入力側が外付けの基準発振器2に接続され、他入力
側が逆起コンパレータ10の出力に接続されている。1
7はロウパスフィルタで入力側が位相比較回路16の出
力に接続されている。18はオペアンプを使用した積分
器で、オペアンプの+入力側がロウパスフィルタ17の
出力に接続され、−入力側が積分器の抵抗を介してトラ
ンジスタ7,8,9のソースに接続されている。19は
三角波発生回路、20はコンパレータで、コンパレータ
20の+入力側が積分器の出力に接続され、−入力側が
三角波発生回路19に接続されている。21は出力状態
設定回路で、入力側が逆起コンパレータ10,11,1
2とコンパレータ20の出力に接続され、出力側がトラ
ンジスタ4,5,6,7,8,9に接続されている。
−入力側がモータ1の各電機子コイルに遅延回路13,
14,15を介して接続され、+入力側がコイルの中点
に接続されている。16は位相比較回路で、2入力のう
ち1入力側が外付けの基準発振器2に接続され、他入力
側が逆起コンパレータ10の出力に接続されている。1
7はロウパスフィルタで入力側が位相比較回路16の出
力に接続されている。18はオペアンプを使用した積分
器で、オペアンプの+入力側がロウパスフィルタ17の
出力に接続され、−入力側が積分器の抵抗を介してトラ
ンジスタ7,8,9のソースに接続されている。19は
三角波発生回路、20はコンパレータで、コンパレータ
20の+入力側が積分器の出力に接続され、−入力側が
三角波発生回路19に接続されている。21は出力状態
設定回路で、入力側が逆起コンパレータ10,11,1
2とコンパレータ20の出力に接続され、出力側がトラ
ンジスタ4,5,6,7,8,9に接続されている。
【0005】位相比較回路16は図11に示すように、
ナンドゲートによるラッチを組み合わせた構成のデジタ
ル形の位相比較器22と、電源端子VDDと接地間に直列
接続されたPチャネル型MOSトランジスタ23及びN
チャネル型MOSトランジスタ24と、インバータ25
とを含み、位相比較器22の一方の入力端子Rは基準発
振器2に、及び他方の入力端子Vは逆起コンパレータ1
0に接続され、位相比較器22の一方の出力端子Uはト
ランジスタ23のゲートに、及び他方の出力端子Dはイ
ンバータ25を介してトランジスタ24のゲートに接続
され、トランジスタ23と24の接続点をロウパスフィ
ルタ17に接続している。
ナンドゲートによるラッチを組み合わせた構成のデジタ
ル形の位相比較器22と、電源端子VDDと接地間に直列
接続されたPチャネル型MOSトランジスタ23及びN
チャネル型MOSトランジスタ24と、インバータ25
とを含み、位相比較器22の一方の入力端子Rは基準発
振器2に、及び他方の入力端子Vは逆起コンパレータ1
0に接続され、位相比較器22の一方の出力端子Uはト
ランジスタ23のゲートに、及び他方の出力端子Dはイ
ンバータ25を介してトランジスタ24のゲートに接続
され、トランジスタ23と24の接続点をロウパスフィ
ルタ17に接続している。
【0006】以上の構成の半導体集積回路100の動作
を図12を併用して説明する。モータ1は、トランジス
タ4,5,6,7,8,9のオン/オフ制御により3相
の電機子コイルのうち2相づつ順次電流が流れることに
より固定子が回転し、その電流方向は出力端子Out3か
らOut2、Out3からOut1、Out2からOut1、Out
2からOut3、Out1からOut3、Out1からOut2の
順で切り替わる6状態を繰り返す。この電流方向切り替
えの際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路
13,14,15を介して逆起コンパレータ10,1
1,12でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置
検出信号P1,P2,P3として図12(a)に示す波
形の信号を出力状態設定回路21に供給すると共に、位
置検出信号P1(P2又はP3でもよい)を位相比較回
路16の入力端子Vへ供給する。尚、遅延回路13,1
4,15は上記6状態を繰り返すためにコイル端に発生
する逆起電圧の位相を60度遅延させることで切り換え
る電流方向の次の状態を逆起コンパレータ10,11,
12を通し出力状態設定回路21に位置検出信号P1,
P2,P3として供給する。
を図12を併用して説明する。モータ1は、トランジス
タ4,5,6,7,8,9のオン/オフ制御により3相
の電機子コイルのうち2相づつ順次電流が流れることに
より固定子が回転し、その電流方向は出力端子Out3か
らOut2、Out3からOut1、Out2からOut1、Out
2からOut3、Out1からOut3、Out1からOut2の
順で切り替わる6状態を繰り返す。この電流方向切り替
えの際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路
13,14,15を介して逆起コンパレータ10,1
1,12でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置
検出信号P1,P2,P3として図12(a)に示す波
形の信号を出力状態設定回路21に供給すると共に、位
置検出信号P1(P2又はP3でもよい)を位相比較回
路16の入力端子Vへ供給する。尚、遅延回路13,1
4,15は上記6状態を繰り返すためにコイル端に発生
する逆起電圧の位相を60度遅延させることで切り換え
る電流方向の次の状態を逆起コンパレータ10,11,
12を通し出力状態設定回路21に位置検出信号P1,
P2,P3として供給する。
【0007】モータ1の各電機子コイルへの通電タイミ
ングは以下のように制御される。出力状態設定回路21
にて位置検出信号P1,P2,P3により図12(b)
に示すタイミング信号T1,T2,T3が生成され、生
成されたタイミング信号T1,T2,T3がトランジス
タ4,5,6のゲートに供給されることによりトランジ
スタ4,5,6がオン/オフされて各電機子コイルへの
通電タイミングが制御される。
ングは以下のように制御される。出力状態設定回路21
にて位置検出信号P1,P2,P3により図12(b)
に示すタイミング信号T1,T2,T3が生成され、生
成されたタイミング信号T1,T2,T3がトランジス
タ4,5,6のゲートに供給されることによりトランジ
スタ4,5,6がオン/オフされて各電機子コイルへの
通電タイミングが制御される。
【0008】一方、モータ1の各電機子コイルへの電流
量は以下のように制御される。位相比較回路16の入力
端子Rに基準発振器2からモータ1の期待回転周波数と
同じ周波数の基本クロックCLKが供給され、位相比較
回路16の入力端子Vに位置信号検出信号P1が供給さ
れると位相比較回路16で位置検出信号P1と基本クロ
ックCLKとの位相が比較され、位相比較回路16から
位相差検出信号がローパスフィルタ17を介して積分器
18のオペアンプの+入力に供給される。モータ1の電
機子コイルに流れる負荷電流はセンス抵抗3により電圧
変換されその電圧は積分器18の抵抗に供給される。積
分器18により積分された電圧と三角波発生回路19の
出力がコンパレータ20に供給され、コンパレータ20
の出力がPWM信号として出力状態設定回路21に供給
される。出力状態設定回路21からは図12(c)に示
すタイミングで電流制御信号C1,C2,C3がトラン
ジスタ7,8,9に供給され、トランジスタ4,5,6
のオン/オフのタイミングとの組合せで出力端子Out
1,Out2,Out3に図12(d)に示すPWM出力が
得られ、モータ1は、上述の6状態の順に繰り返し電流
の方向が切り替わり回転する。
量は以下のように制御される。位相比較回路16の入力
端子Rに基準発振器2からモータ1の期待回転周波数と
同じ周波数の基本クロックCLKが供給され、位相比較
回路16の入力端子Vに位置信号検出信号P1が供給さ
れると位相比較回路16で位置検出信号P1と基本クロ
ックCLKとの位相が比較され、位相比較回路16から
位相差検出信号がローパスフィルタ17を介して積分器
18のオペアンプの+入力に供給される。モータ1の電
機子コイルに流れる負荷電流はセンス抵抗3により電圧
変換されその電圧は積分器18の抵抗に供給される。積
分器18により積分された電圧と三角波発生回路19の
出力がコンパレータ20に供給され、コンパレータ20
の出力がPWM信号として出力状態設定回路21に供給
される。出力状態設定回路21からは図12(c)に示
すタイミングで電流制御信号C1,C2,C3がトラン
ジスタ7,8,9に供給され、トランジスタ4,5,6
のオン/オフのタイミングとの組合せで出力端子Out
1,Out2,Out3に図12(d)に示すPWM出力が
得られ、モータ1は、上述の6状態の順に繰り返し電流
の方向が切り替わり回転する。
【0009】以上の構成により、基準発振器2からの基
本クロックと逆起コンパレータ10の位置検出信号P1
の周波数が一致するようにPLL制御して位相比較回路
16の出力とセンス抵抗3の検出電圧とでPWMのディ
ユーティを決定することでトランジスタ7,8,9のオ
ンディユーティを制御しモータ1に流れる電流を制御す
ることで、モータ1を定速制御する。図12中の26は
トランジスタ7,8,9のオンディユーティを制御する
PWM信号の高周波発振状態を示し、例えば、図12中
のP1が300Hz程度に対し、PWM信号は100k
Hz程度の周波数である。
本クロックと逆起コンパレータ10の位置検出信号P1
の周波数が一致するようにPLL制御して位相比較回路
16の出力とセンス抵抗3の検出電圧とでPWMのディ
ユーティを決定することでトランジスタ7,8,9のオ
ンディユーティを制御しモータ1に流れる電流を制御す
ることで、モータ1を定速制御する。図12中の26は
トランジスタ7,8,9のオンディユーティを制御する
PWM信号の高周波発振状態を示し、例えば、図12中
のP1が300Hz程度に対し、PWM信号は100k
Hz程度の周波数である。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記の従来
の半導体集積回路100には、次のような欠点があっ
た。 ロウパスフィルタ17、積分器18、三角波発生回路
19及びコンパレータ20を有するため回路規模が大き
くなり、チップ面積が大きくなる。 PWM制御により1相毎に例えば100kHzでトラ
ンジスタ7,8,9をスイッチングするため常にノイズ
が入る。 トランジスタ4,5,6及び7,8,9と直列にセン
ス抵抗3を挿入するため常にセンス抵抗3により電力損
失が発生し、この直列回路全体としての電力損失を低減
するためトランジスタ4,5,6,7,8,9にはオン
抵抗の小さなものが必要になりチップ面積が更に大きく
なる。 本発明は上記問題点に鑑み、回路規模が小さくでき、P
WM制御が単パルスで行え、センス抵抗が不要となる半
導体集積回路を提供することを目的とする。
の半導体集積回路100には、次のような欠点があっ
た。 ロウパスフィルタ17、積分器18、三角波発生回路
19及びコンパレータ20を有するため回路規模が大き
くなり、チップ面積が大きくなる。 PWM制御により1相毎に例えば100kHzでトラ
ンジスタ7,8,9をスイッチングするため常にノイズ
が入る。 トランジスタ4,5,6及び7,8,9と直列にセン
ス抵抗3を挿入するため常にセンス抵抗3により電力損
失が発生し、この直列回路全体としての電力損失を低減
するためトランジスタ4,5,6,7,8,9にはオン
抵抗の小さなものが必要になりチップ面積が更に大きく
なる。 本発明は上記問題点に鑑み、回路規模が小さくでき、P
WM制御が単パルスで行え、センス抵抗が不要となる半
導体集積回路を提供することを目的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明のモータ制御用半
導体集積回路は、モータを駆動する出力トランジスタ
と、モータの回転子位置を検出し位置検出信号を生成す
る位置検出手段と、位置検出信号と基本クロックとの位
相を比較し位相差検出信号を生成する位相比較回路とを
有してPLL制御するモータ制御用半導体集積回路にお
いて、位相差検出信号のディユーティにより出力トラン
ジスタのオンディユーティを制御することを特徴とす
る。上記構成の半導体集積回路では、従来の半導体集積
回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回路及び
コンパレータを不要としたので回路規模が小さくなり、
チップ面積が小さくできる。また、位置検出信号の周波
数と同じく300Hz 程度の低い周波数でトランジスタ
をスイッチングするためノイズが大幅に削減できる。更
に、モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする
ことなく定速制御でき、センス抵抗による電圧降下分を
考慮しなくてもよいため、トランジスタのオン抵抗が大
きくでき、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を
小さくできる。具体的には、モータが3相モータで、位
置検出手段がモータ回転時に電機子コイルの各相に発生
する逆起電力をコイルの中点電位と比較して各相に対応
して位置検出信号を生成する逆起コンパレータで、基本
クロックの周波数がモータの期待回転周波数の3倍の周
波数に設定され、位置検出信号を位置検出信号の3倍の
周波数の合成信号とする合成回路を介して供給し、位相
差検出信号を位置検出信号の周波数に分周する出力状態
設定回路を介して出力トランジスタに供給する。合成回
路は具体的には、各逆起コンパレータの出力のうち2出
力づつを入力する2入力NANDゲートと、この各2入
力NANDゲートの出力を入力する3入力NANDゲー
トとを含む。また、位相比較回路が2個並列接続され片
方の位相比較回路にインバータを介して合成信号と基本
クロックとを入力する構成にすれば、出力トランジスタ
を0〜100%のオンディユーティで制御できる。
導体集積回路は、モータを駆動する出力トランジスタ
と、モータの回転子位置を検出し位置検出信号を生成す
る位置検出手段と、位置検出信号と基本クロックとの位
相を比較し位相差検出信号を生成する位相比較回路とを
有してPLL制御するモータ制御用半導体集積回路にお
いて、位相差検出信号のディユーティにより出力トラン
ジスタのオンディユーティを制御することを特徴とす
る。上記構成の半導体集積回路では、従来の半導体集積
回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回路及び
コンパレータを不要としたので回路規模が小さくなり、
チップ面積が小さくできる。また、位置検出信号の周波
数と同じく300Hz 程度の低い周波数でトランジスタ
をスイッチングするためノイズが大幅に削減できる。更
に、モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする
ことなく定速制御でき、センス抵抗による電圧降下分を
考慮しなくてもよいため、トランジスタのオン抵抗が大
きくでき、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を
小さくできる。具体的には、モータが3相モータで、位
置検出手段がモータ回転時に電機子コイルの各相に発生
する逆起電力をコイルの中点電位と比較して各相に対応
して位置検出信号を生成する逆起コンパレータで、基本
クロックの周波数がモータの期待回転周波数の3倍の周
波数に設定され、位置検出信号を位置検出信号の3倍の
周波数の合成信号とする合成回路を介して供給し、位相
差検出信号を位置検出信号の周波数に分周する出力状態
設定回路を介して出力トランジスタに供給する。合成回
路は具体的には、各逆起コンパレータの出力のうち2出
力づつを入力する2入力NANDゲートと、この各2入
力NANDゲートの出力を入力する3入力NANDゲー
トとを含む。また、位相比較回路が2個並列接続され片
方の位相比較回路にインバータを介して合成信号と基本
クロックとを入力する構成にすれば、出力トランジスタ
を0〜100%のオンディユーティで制御できる。
【0012】
【実施例】以下、この発明の第1実施例について図1及
び図3乃至図8を参照して説明する。図1において、2
00はモータ制御用半導体集積回路で、制御される3相
モータ(スピンドルモータ)31と、モータ31の回転
数を設定する基本クロックCLKを生成する基準発振器
32と、直流電源(図示せず)とを接続して使用する。
び図3乃至図8を参照して説明する。図1において、2
00はモータ制御用半導体集積回路で、制御される3相
モータ(スピンドルモータ)31と、モータ31の回転
数を設定する基本クロックCLKを生成する基準発振器
32と、直流電源(図示せず)とを接続して使用する。
【0013】半導体集積回路200において、34,3
5,36はモータ31の各電機子コイルへの通電のタイ
ミングを制御するPチャネル型の出力トランジスタ、3
7,38,39は各電機子コイルへの電流量を制御する
Nチャネル型の出力トランジスタで、トランジスタ34
と37,35と38,及び36と39は直列接続され、
トランジスタ34,35,36のソース及びトランジス
タ37,38,39のソースはそれぞれ共通接続され、
電源端子VDDと接地間に接続されると共にトランジスタ
34と37,35と38,及び36と39の接続点は出
力端子Out1,Out2,Out3にそれぞれ接続され、こ
れらの出力端子Out1,Out2,Out3にモータ31の
各電機子コイルが接続されている。
5,36はモータ31の各電機子コイルへの通電のタイ
ミングを制御するPチャネル型の出力トランジスタ、3
7,38,39は各電機子コイルへの電流量を制御する
Nチャネル型の出力トランジスタで、トランジスタ34
と37,35と38,及び36と39は直列接続され、
トランジスタ34,35,36のソース及びトランジス
タ37,38,39のソースはそれぞれ共通接続され、
電源端子VDDと接地間に接続されると共にトランジスタ
34と37,35と38,及び36と39の接続点は出
力端子Out1,Out2,Out3にそれぞれ接続され、こ
れらの出力端子Out1,Out2,Out3にモータ31の
各電機子コイルが接続されている。
【0014】40,41,42は逆起コンパレータで、
モータ31の各電機子コイルに発生するコイル端電圧を
遅延回路43,44,45を介してコイルの中点電圧と
比較してモータ31の回転子の位置を検出する。46は
合成回路で、逆起コンパレータ40,41,42からの
位置検出信号P1,P2,P3を入力して合成信号IN
D3を出力する。47は位相比較回路で、合成回路46
からの合成信号IND3と基準発振器32からの基本ク
ロックCLKとの位相を比較し位相差検出信号を出力す
る。48は出力状態設定回路で、逆起コンパレータ4
0,41,42の位置検出信号P1,P2,P3により
トランジスタ34,35,36へのタイミング信号T
1,T2,T3を生成すると共に、位相比較回路47の
位相差検出信号をPWM信号として入力してトランジス
タ37,38,39への電流制御信号C1,C2,C3
を生成する、
モータ31の各電機子コイルに発生するコイル端電圧を
遅延回路43,44,45を介してコイルの中点電圧と
比較してモータ31の回転子の位置を検出する。46は
合成回路で、逆起コンパレータ40,41,42からの
位置検出信号P1,P2,P3を入力して合成信号IN
D3を出力する。47は位相比較回路で、合成回路46
からの合成信号IND3と基準発振器32からの基本ク
ロックCLKとの位相を比較し位相差検出信号を出力す
る。48は出力状態設定回路で、逆起コンパレータ4
0,41,42の位置検出信号P1,P2,P3により
トランジスタ34,35,36へのタイミング信号T
1,T2,T3を生成すると共に、位相比較回路47の
位相差検出信号をPWM信号として入力してトランジス
タ37,38,39への電流制御信号C1,C2,C3
を生成する、
【00015】合成回路46は図3に示すように、3個
の2入力ナンドゲートに位置検出信号P1とP2,P2
とP3,及びP3とP1がそれぞれ入力され、それらの
出力が3入力ナンドゲートに入力されて合成信号IND
3を出力する構成となっている。位相比較回路47は図
4に示すように、ナンドゲートによるラッチを組み合わ
せた構成のデジタル型の位相比較器49と、電源端子V
DDと接地間に直列接続されるPチャネル型MOSトラン
ジスタ50及びプルダウン抵抗51とを含み、位相比較
器49の一方の入力端子Rは基準発振器32に、及び他
方の入力端子Vは合成回路46の出力に接続され、位相
比較器49の出力端子Uはトランジスタ50のゲートに
接続され、トランジスタ50と抵抗51との接続点を出
力状態設定回路48に接続している。出力状態設定回路
48は図6に示すように、ナンドゲートとインバータに
より構成されており、逆起コンパレータ40,41,4
2からの位置検出信号P1,P2,P3を入力すると共
に、位相比較回路47からの位相差検出信号をPWM信
号として入力し、タイミング信号T1,T2,T3と電
流制御信号C1,C2,C3を出力する。
の2入力ナンドゲートに位置検出信号P1とP2,P2
とP3,及びP3とP1がそれぞれ入力され、それらの
出力が3入力ナンドゲートに入力されて合成信号IND
3を出力する構成となっている。位相比較回路47は図
4に示すように、ナンドゲートによるラッチを組み合わ
せた構成のデジタル型の位相比較器49と、電源端子V
DDと接地間に直列接続されるPチャネル型MOSトラン
ジスタ50及びプルダウン抵抗51とを含み、位相比較
器49の一方の入力端子Rは基準発振器32に、及び他
方の入力端子Vは合成回路46の出力に接続され、位相
比較器49の出力端子Uはトランジスタ50のゲートに
接続され、トランジスタ50と抵抗51との接続点を出
力状態設定回路48に接続している。出力状態設定回路
48は図6に示すように、ナンドゲートとインバータに
より構成されており、逆起コンパレータ40,41,4
2からの位置検出信号P1,P2,P3を入力すると共
に、位相比較回路47からの位相差検出信号をPWM信
号として入力し、タイミング信号T1,T2,T3と電
流制御信号C1,C2,C3を出力する。
【0016】以上の構成の集積回路200の動作を図7
を併用して説明する。モータ31は、トランジスタ3
4,35,36,37,38,39のオン/オフ制御に
より3相の電機子コイルのうち2相づつ順次電流が流れ
て固定子が回転し、その電流方向は出力端子Out3から
Out1、Out2からOut3、Out1からOut2の順で切
り替わる3状態を繰り返す。この電流方向切り替えの
際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路4
3,44,45を介して逆起コンパレータ40,41,
42でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置検出
信号P1,P2,P3として図7(a)に示す信号を合
成回路46と出力状態設定回路48に供給する。尚、遅
延回路43,44,45は上記3状態を繰り返すために
コイル端に発生する逆起電圧を位相60度遅延させるこ
とで切り換える電流方向の次の状態を逆起コンパレータ
40,41,42を通し出力状態設定回路48に位置検
出信号P1,P2,P3として供給する。
を併用して説明する。モータ31は、トランジスタ3
4,35,36,37,38,39のオン/オフ制御に
より3相の電機子コイルのうち2相づつ順次電流が流れ
て固定子が回転し、その電流方向は出力端子Out3から
Out1、Out2からOut3、Out1からOut2の順で切
り替わる3状態を繰り返す。この電流方向切り替えの
際、電機子コイル端に発生する逆起電圧を遅延回路4
3,44,45を介して逆起コンパレータ40,41,
42でコイルの中点の電位と比較し、回転子の位置検出
信号P1,P2,P3として図7(a)に示す信号を合
成回路46と出力状態設定回路48に供給する。尚、遅
延回路43,44,45は上記3状態を繰り返すために
コイル端に発生する逆起電圧を位相60度遅延させるこ
とで切り換える電流方向の次の状態を逆起コンパレータ
40,41,42を通し出力状態設定回路48に位置検
出信号P1,P2,P3として供給する。
【0017】モータ31の各電機子コイルへの通電タイ
ミングは以下のように制御される。出力状態設定回路4
8にて位置検出信号P1,P2,P3により図7(b)
に示すタイミング信号T1,T2,T3が生成され、生
成されたタイミング信号T1,T2,T3がトランジス
タ34,35,36のゲートに供給されることによりト
ランジスタ34,35,36がオン/オフされて各電機
子コイルへの通電タイミングが制御される。
ミングは以下のように制御される。出力状態設定回路4
8にて位置検出信号P1,P2,P3により図7(b)
に示すタイミング信号T1,T2,T3が生成され、生
成されたタイミング信号T1,T2,T3がトランジス
タ34,35,36のゲートに供給されることによりト
ランジスタ34,35,36がオン/オフされて各電機
子コイルへの通電タイミングが制御される。
【0018】一方、モータ31の各電機子コイルへの電
流量は以下のように制御される。合成回路46にて位置
検出信号P1,P2,P3が合成されて位置検出信号の
周波数の3倍の周波数の図7(d)に示す合成信号IN
D3が生成される。位相比較回路47の入力端子Rに基
準発振器32からモータ31の期待回転周波数の3倍の
周波数の図7(e)に示す基本クロックCLKが供給さ
れ、位相比較回路47の入力端子Vに合成信号IND3
が供給されると位相比較回路47で基本クロックCLK
に対する合成信号IND3の位相の遅れ偏差が検出さ
れ、この位相の遅れ偏差量により決まる0〜50%のデ
ィユーティの図7(f)に示す位相差検出信号が生成さ
れ、PWM信号として出力状態設定回路48へ供給され
る。出力状態設定回路48にてPWM信号は位置検出信
号P1,P2,P3により図7(c)に示す電流制御信
号C1,C2,C3として3分の1に分周され、トラン
ジスタ37,38,39のゲートに供給されることによ
り、このPWMのディユーティによりトランジスタ3
7,38,39のオンディユーティが決まり、トランジ
スタ34,35,36のオン/オフとの組合せで出力端
子Out1,Out2,Out3に図7(g)に示すPWM出
力が得られ、モータ31は上述の3状態の電流切り替え
順に各電機子コイルへの電流量が制御され、モータ31
の回転数が決まる。
流量は以下のように制御される。合成回路46にて位置
検出信号P1,P2,P3が合成されて位置検出信号の
周波数の3倍の周波数の図7(d)に示す合成信号IN
D3が生成される。位相比較回路47の入力端子Rに基
準発振器32からモータ31の期待回転周波数の3倍の
周波数の図7(e)に示す基本クロックCLKが供給さ
れ、位相比較回路47の入力端子Vに合成信号IND3
が供給されると位相比較回路47で基本クロックCLK
に対する合成信号IND3の位相の遅れ偏差が検出さ
れ、この位相の遅れ偏差量により決まる0〜50%のデ
ィユーティの図7(f)に示す位相差検出信号が生成さ
れ、PWM信号として出力状態設定回路48へ供給され
る。出力状態設定回路48にてPWM信号は位置検出信
号P1,P2,P3により図7(c)に示す電流制御信
号C1,C2,C3として3分の1に分周され、トラン
ジスタ37,38,39のゲートに供給されることによ
り、このPWMのディユーティによりトランジスタ3
7,38,39のオンディユーティが決まり、トランジ
スタ34,35,36のオン/オフとの組合せで出力端
子Out1,Out2,Out3に図7(g)に示すPWM出
力が得られ、モータ31は上述の3状態の電流切り替え
順に各電機子コイルへの電流量が制御され、モータ31
の回転数が決まる。
【0019】以上のようにして、合成信号IND3の周
波数が基本クロックCLKの周波数と一致するように閉
ループ制御回路ができ、モータ31を一定速度に制御す
ることができる。尚、モータ31の定速制御状態におい
て合成信号IND3と基本クロックCLKの位相はモー
タ31の機械的ロスを補う形で一定値のずれを有した状
態で安定する。半導体集積回路200では、従来の半導
体集積回路100のロウパスフィルタ17、積分器1
8、三角波発生回路19及びコンパレータ20を不要と
したので回路規模が小さくなり、チップ面積が小さくで
きる。また、半導体集積回路200では、位置検出信号
P1,P2,P3の周波数と同じく300Hz 程度の低
い周波数でトランジスタ37,38,39をスイッチン
グするためノイズが大幅に削減できる。更に、半導体集
積回路200では、モータ31の出力電流をセンス抵抗
によりモニターすることなく定速制御でき、センス抵抗
による電圧降下分を考慮しなくてもよいため、トランジ
スタ34,35,36,37,38,39のオン抵抗が
大きくでき、従ってこれらのトランジスタの素子面積を
小さくできる。この実施例の場合、PWMのディユーテ
ィは0から50%までの制御となり、モータ起動時の電
流制限効果も得られる。
波数が基本クロックCLKの周波数と一致するように閉
ループ制御回路ができ、モータ31を一定速度に制御す
ることができる。尚、モータ31の定速制御状態におい
て合成信号IND3と基本クロックCLKの位相はモー
タ31の機械的ロスを補う形で一定値のずれを有した状
態で安定する。半導体集積回路200では、従来の半導
体集積回路100のロウパスフィルタ17、積分器1
8、三角波発生回路19及びコンパレータ20を不要と
したので回路規模が小さくなり、チップ面積が小さくで
きる。また、半導体集積回路200では、位置検出信号
P1,P2,P3の周波数と同じく300Hz 程度の低
い周波数でトランジスタ37,38,39をスイッチン
グするためノイズが大幅に削減できる。更に、半導体集
積回路200では、モータ31の出力電流をセンス抵抗
によりモニターすることなく定速制御でき、センス抵抗
による電圧降下分を考慮しなくてもよいため、トランジ
スタ34,35,36,37,38,39のオン抵抗が
大きくでき、従ってこれらのトランジスタの素子面積を
小さくできる。この実施例の場合、PWMのディユーテ
ィは0から50%までの制御となり、モータ起動時の電
流制限効果も得られる。
【0020】次に上記の実施例において、図1の位相比
較回路47として、図4の位相比較回路の替わりに図5
の位相比較回路を使用した場合について説明する図5に
示す位相比較回路は、ナンドゲートによるラッチを組み
合わせた構成のデジタル型の位相比較器49と、電源端
子VDDと接地間に直列接続されるプルアップ抵抗52及
びNチャネル型MOSトランジスタ53と、インバータ
54とを含み、位相比較器49の出力端子Dはインバー
タ54を介してトランジスタ53のゲートに接続され、
抵抗52とトランジスタ53との接続点を出力状態設定
回路48に接続している。図8(d)〜(f)で示すよ
うに合成信号IND3は基本クロックCLKに対し位相
が進み偏差をもつことでPWMのディユーティが決ま
り、実施例1と同じ効果が得られる。
較回路47として、図4の位相比較回路の替わりに図5
の位相比較回路を使用した場合について説明する図5に
示す位相比較回路は、ナンドゲートによるラッチを組み
合わせた構成のデジタル型の位相比較器49と、電源端
子VDDと接地間に直列接続されるプルアップ抵抗52及
びNチャネル型MOSトランジスタ53と、インバータ
54とを含み、位相比較器49の出力端子Dはインバー
タ54を介してトランジスタ53のゲートに接続され、
抵抗52とトランジスタ53との接続点を出力状態設定
回路48に接続している。図8(d)〜(f)で示すよ
うに合成信号IND3は基本クロックCLKに対し位相
が進み偏差をもつことでPWMのディユーティが決ま
り、実施例1と同じ効果が得られる。
【0021】次に本発明の第2実施例について図2及び
図9を参照して説明する。尚、図2において、図1に示
す半導体集積回路と同一部分は同一符号を付してこの説
明を略す。図2の半導体集積回路300において、図1
と異なる点は位相比較回路47を2個並列配置し、片方
の位相比較回路47にインバータ55を介して合成信号
IND3と基本クロックCLKを入力する構成となって
おり、モータ31の電流方向は出力端子Out3からOut
2、Out3からOut1、Out2からOut1、Out2から
Out3、Out1からOut3、Out1からOut2の順で切
り替わる6状態を繰り返し、PWMは0から100%の
ディユーティが得られ点である。従って、第1の実施例
と同じ効果が得られるだけでなく出力電流の制御範囲が
広げられるという利点がある。尚、この実施例の2つの
位相比較回路47を図5の位相比較回路と入れ替えても
よい。
図9を参照して説明する。尚、図2において、図1に示
す半導体集積回路と同一部分は同一符号を付してこの説
明を略す。図2の半導体集積回路300において、図1
と異なる点は位相比較回路47を2個並列配置し、片方
の位相比較回路47にインバータ55を介して合成信号
IND3と基本クロックCLKを入力する構成となって
おり、モータ31の電流方向は出力端子Out3からOut
2、Out3からOut1、Out2からOut1、Out2から
Out3、Out1からOut3、Out1からOut2の順で切
り替わる6状態を繰り返し、PWMは0から100%の
ディユーティが得られ点である。従って、第1の実施例
と同じ効果が得られるだけでなく出力電流の制御範囲が
広げられるという利点がある。尚、この実施例の2つの
位相比較回路47を図5の位相比較回路と入れ替えても
よい。
【0022】
【発明の効果】以上のように、この発明の半導体集積回
路は、逆起コンパレータからの3相分の位置検出信号に
より合成回路にて3倍の周波数の合成信号を生成し、位
相比較回路にてモータの期待回転周波数の3倍の周波数
の基本クロックと位相比較しその位相の遅れ偏差又は進
み偏差により決まるディユーティのPWM信号を生成
し、このPWM信号を出力状態設定回路で3相分の位置
検出信号と組合わせて3分の1に分周して出力トランジ
スタの電流量を制御するようにしたので、従来の半導
体集積回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回
路及びコンパレータが不要となり回路規模が小さくな
り、チップ面積が小さくでき、位置検出信号の周波数
と同じく300Hz 程度の低い周波数で出力トランジス
タをスイッチングするためノイズが大幅に削減でき、
モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする必要
がないため、センス抵抗による電圧降下分を考慮しなく
てもよく、その分トランジスタのオン抵抗が大きくで
き、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を小さく
できる。。また、位相比較回路を2個設けることによ
り、0〜100%のモータ電流ディユーティ制御ができ
る。
路は、逆起コンパレータからの3相分の位置検出信号に
より合成回路にて3倍の周波数の合成信号を生成し、位
相比較回路にてモータの期待回転周波数の3倍の周波数
の基本クロックと位相比較しその位相の遅れ偏差又は進
み偏差により決まるディユーティのPWM信号を生成
し、このPWM信号を出力状態設定回路で3相分の位置
検出信号と組合わせて3分の1に分周して出力トランジ
スタの電流量を制御するようにしたので、従来の半導
体集積回路のロウパスフィルタ、積分器、三角波発生回
路及びコンパレータが不要となり回路規模が小さくな
り、チップ面積が小さくでき、位置検出信号の周波数
と同じく300Hz 程度の低い周波数で出力トランジス
タをスイッチングするためノイズが大幅に削減でき、
モータの出力電流をセンス抵抗によりモニターする必要
がないため、センス抵抗による電圧降下分を考慮しなく
てもよく、その分トランジスタのオン抵抗が大きくで
き、従ってこれらのトランジスタのチップ面積を小さく
できる。。また、位相比較回路を2個設けることによ
り、0〜100%のモータ電流ディユーティ制御ができ
る。
【図1】 本発明の第1実施例のブロック図
【図2】 本発明の第2実施例のブロック図
【図3】 図1及び図2における合成回路の例を示す回
路図
路図
【図4】 図1及び図2における位相比較回路の例を示
す回路図
す回路図
【図5】 図1及び図2における位相比較回路の他の例
を示す回路図
を示す回路図
【図6】 図1及び図2における出力状態設定回路の例
を示す回路図
を示す回路図
【図7】 図4の位相比較回路を使用した場合の図1の
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
【図8】 図5の位相比較回路を使用した場合の図1の
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
【図9】 図4の位相比較回路を使用した場合の図2の
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
モータ制御用半導体集積回路の動作を示すタイムチャー
ト
【図10】 従来のモータ制御用半導体集積回路のブロ
ック図
ック図
【図11】 図10における位相比較回路の例を示す回
路図
路図
【図12】 図10のモータ制御用半導体集積回路の動
作を示すタイムチャート
作を示すタイムチャート
31 3相モータ 32 基準発振器 34,35,36 Pチャネル型出力トランジスタ 37,38,39 Nチャネル型出力トランジスタ 40,41,42 逆起コンパレータ 46 合成回路 47 位相比較回路 48 出力状態設定回路 49 位相比較器 50 Pチャネル型MOSトランジスタ 51 プルダウン抵抗 52 プルアップ抵抗 53 Nチャネル型MOSトランジスタ 54,55 インバータ
Claims (5)
- 【請求項1】モータを駆動する出力トランジスタと、前
記モータの回転子位置を検出し位置検出信号を生成する
位置検出手段と、位置検出信号と基本クロックとの位相
を比較し位相差検出信号を生成する位相比較回路とを有
してPLL制御するモータ制御用半導体集積回路におい
て、 前記位相差検出信号のディユーティにより前記出力トラ
ンジスタのオンディユーティを制御することを特徴とす
るモータ制御用半導体集積回路。 - 【請求項2】前記モータが3相モータで、前記位置検出
手段が前記モータ回転時に電機子コイルの各相に発生す
る逆起電力をコイルの中点電位と比較して各相に対応し
て前記位置検出信号を生成する逆起コンパレータで、基
本クロックの周波数がモータの期待回転周波数の3倍の
周波数に設定され、前記位置検出信号を位置検出信号の
3倍の周波数の合成信号とする合成回路を介して供給
し、前記位相差検出信号を前記位置検出信号の周波数に
分周する出力状態設定回路を介して前記出力トランジス
タに供給する請求項1記載のモータ制御用半導体集積回
路。 - 【請求項3】前記合成回路が前記位置検出信号のうち2
出力づつを入力する2入力NANDゲートと、この各2
入力NANDゲートの出力を入力する3入力NANDゲ
ートとを含む請求項2記載のモータ制御用半導体集積回
路。 - 【請求項4】前記位相比較回路が2個並列接続され片方
の位相比較回路にインバータを介して前記合成信号と基
本クロックを入力する請求項2記載のモータ制御用半導
体集積回路。 - 【請求項5】電源端子に直流電源を接続し入力端子に基
本クロックを生成する基準発振器を接続して、出力端子
に接続される3相モータを定速制御する半導体集積回路
であって、 前記電源端子と接地間に直列接続され直列接続点に前記
出力端子が接続されるタイミング制御用出力トランジス
タ及び電流制御用出力トランジスタと、 前記モータの回転時に電機子コイルの各相に発生する逆
起電圧を電機子コイルの中点電位と比較して回転子の位
置検出信号を生成する逆起コンパレータと、 前記位置検出信号を合成して位置検出信号の3倍の周波
数の合成信号を生成する合成回路と、 モータの期待回転周波数の3倍の周波数の基本クロック
と前記合成信号の位相を比較し位相差検出信号を生成す
る位相比較回路と、 前記位置検出信号に基づき前記タイミング制御用トラン
ジスタに供給するタイミング信号と前記位置検出信号及
び前記位相差検出信号に基づき前記電流制御用トランジ
スタに供給する電流制御信号とを生成する出力状態設定
回路と、を具備したモータ制御用半導体集積回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9041851A JPH10243678A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | モータ制御用半導体集積回路 |
US09/030,760 US6433496B1 (en) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | Semiconductor integrated circuit for motor control |
CN98106421A CN1071954C (zh) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | 电机控制用半导体集成电路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9041851A JPH10243678A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | モータ制御用半導体集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10243678A true JPH10243678A (ja) | 1998-09-11 |
Family
ID=12619767
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9041851A Pending JPH10243678A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | モータ制御用半導体集積回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6433496B1 (ja) |
JP (1) | JPH10243678A (ja) |
CN (1) | CN1071954C (ja) |
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---|---|---|---|---|
US20030165332A1 (en) * | 2001-03-02 | 2003-09-04 | Hsieh Hsin-Mao | Constant speed control circuit for a fan |
EP1556944A1 (en) * | 2002-10-29 | 2005-07-27 | Seiko Epson Corporation | Displacement control system for a vehicle axle |
CN1714493B (zh) * | 2002-11-18 | 2010-10-06 | 精工爱普生株式会社 | 磁结构、电机、驱动器以及磁体驱动方法 |
JP4614728B2 (ja) * | 2004-10-14 | 2011-01-19 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | モータの駆動制御装置および起動方法 |
JP2007236062A (ja) * | 2006-02-28 | 2007-09-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置及びモータ駆動方法並びにディスク駆動装置 |
JP4218730B2 (ja) | 2006-04-26 | 2009-02-04 | 双葉電子工業株式会社 | サーボ装置 |
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