WO2007083524A1 - モータ駆動回路およびそれを用いた冷却装置 - Google Patents

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Hiroaki Hayashi
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Rohm Co., Ltd.
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    • H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
    • H02P7/29—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive technique, and more particularly to control at the time of startup.
  • the counter electromotive voltage generated in the coil is proportional to the rate of time change of the current flowing in the coil. Therefore, as described above, when the coil current increases rapidly, a very large counter electromotive voltage is generated, which may exceed the rating of the drive circuit.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 7_9 5 7 92
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2 0 0 1 _4 5 7 9 0 Disclosure of the invention
  • the present invention has an object to realize a soft star lamp at the time of starting a motor. It is to provide a motor drive circuit that can realize soft star control by a different approach.
  • An aspect of the present invention provides a motor drive that generates a pulse-shaped drive signal and controls on / off of a switching circuit connected to a coil of a motor to be driven, thereby controlling the energization time of the motor.
  • This motor drive circuit generates a drive signal that is pulse-modulated according to the target value of the motor torque, and outputs the drive signal to the switching circuit, and a current detection circuit that detects the current flowing in the motor coil And a current limiting circuit that controls the logical value of the drive signal generated by the drive signal generation circuit so that the current detected by the current detection circuit does not exceed a predetermined current upper limit value.
  • the current limit circuit increases the current upper limit with time when the motor starts up.
  • the current flowing through the motor coil is suppressed to be equal to or less than the current upper limit value.
  • the current flowing in the motor coil also gradually increases with the current upper limit value as the upper limit, so that a soft start can be realized.
  • the current limit circuit may fix the current upper limit value to a predetermined value after the start-up period of the motor. In this case, even after startup, the motor upper limit Since the current flowing through the coil is limited, circuit protection can be achieved.
  • the current detection circuit is provided on a path of a current flowing through the coil of the motor via the switching circuit and includes a detection resistor having a fixed potential at one end, and the voltage drop generated in the detection resistance is reduced by the motor. It may be output as a detection voltage corresponding to the current flowing in the coil.
  • the current limit circuit compares the detected voltage with the upper limit voltage set according to the current upper limit value, controls the logical value of the drive signal so that the detected voltage does not exceed the upper limit voltage, and when the motor starts, the upper limit voltage May be raised.
  • the current limiting circuit includes a comparator that compares the detected voltage with the upper limit voltage. When the detected voltage exceeds the upper limit voltage, the drive signal generating circuit is configured to stop the current supply to the motor by the switching circuit. Alternatively, the logic value of the generated drive signal may be fixed, and then the logic value may be unfixed at a predetermined timing.
  • the current limiting circuit further includes a cancellation signal generation unit that generates a cancellation signal that has a predetermined level in synchronization with the drive signal generated in the drive signal generation circuit, and the cancellation signal generated by the cancellation signal generation unit is When the predetermined level is reached, the logic value of the drive signal may be fixed.
  • the current limiting circuit includes: a first comparator that compares the detected voltage with a predetermined periodic voltage; a second comparator that compares the upper limit voltage with the periodic voltage; and a first comparator And a synthesis circuit that generates a limited pulse signal obtained by synthesizing the output signal of the second comparator by a logical operation.
  • the drive signal generation circuit may limit the duty ratio of the drive signal output to the switching circuit according to the duty ratio of the limit pulse signal.
  • the current limit circuit compares the detected voltage with the upper limit voltage, outputs an error voltage obtained by amplifying the error between the two voltages, and compares the error voltage output from the error amplifier with a predetermined periodic voltage. And a limit comparator that generates a limit pulse signal having a pulse width that defines an upper limit value or a lower limit value of the pulse width of the drive signal.
  • the drive signal generation circuit may limit the duty ratio of the drive signal output to the switching circuit according to the duty ratio of the limit pulse signal.
  • the motor drive circuit may be integrated on a single semiconductor substrate. “Built-in integration” includes the case where all the circuit components are formed on a semiconductor substrate and the case where the main components of a circuit are integrated together. Such resistors and capacitors may be provided outside the semiconductor substrate. By integrating the motor drive circuit as one LSI, the circuit area can be reduced.
  • the cooling device includes a fan motor and the above-described motor drive circuit that drives the fan motor.
  • Still another embodiment of the present invention is an electronic device.
  • This electronic device includes the cooling device described above.
  • the object to be cooled inside the electronic device can be suitably cooled according to the temperature.
  • Yet another aspect of the present invention is to generate a pulsed drive signal and control on / off of a switching circuit connected to a coil of a motor to be driven, thereby reducing the energization time of the motor.
  • the present invention relates to a motor driving method to be controlled.
  • This motor drive method generates a drive signal that is pulse-modulated according to a target value of the motor torque and outputs the drive signal to a switching circuit, a detection step that detects a current flowing in the motor coil, and a detection step Detected in step A current limiting step for controlling the logical value of the drive signal generated in the drive signal generation step so that the current does not exceed the current upper limit value that increases with time at the time of starting the motor.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a cooling device using a motor drive circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 2 (a) and 2 (b) are time charts showing the operating state of the motor drive circuit of FIG.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a configuration example of the motor drive circuit of FIG. 1.
  • Embodiments of the present invention relate to a motor drive circuit used in a cooling apparatus for cooling an electronic computer such as a desktop or notebook personal computer workstation or an electronic device such as a refrigerator.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of cooling device 200 according to the embodiment of the present invention.
  • the cooling device 200 includes a motor drive circuit 100, a switching circuit 110, and a fan motor (hereinafter simply referred to as a motor) 1 20.
  • Motor 1 20 is a single-phase full-wave motor in the present embodiment, and is arranged to face a cooling object (not shown).
  • This motor 1 2 0 is controlled in its rotation by controlling the coil current, that is, the energized state by the switching signals V sw 1 and V sw 2 generated by the motor drive circuit 1 0 0 and the switching circuit 1 1 0.
  • the coil current that is, the energized state by the switching signals V sw 1 and V sw 2 generated by the motor drive circuit 1 0 0 and the switching circuit 1 1 0.
  • the switching circuit 1 1 0 includes a first high-side transistor MH 1, a second hydride transistor MH 2, a first low-side transistor ML 1, and a second port
  • a so-called H-bridge circuit is configured including one side transistor ML2.
  • the first high-side transistor MH 1 and the first low-side transistor ML 1 are connected in series between the power supply voltage terminal 1 1 2 and the ground terminal GND, and constitute a pair of transistors (hereinafter referred to as a first transistor pair).
  • the second high-side transistor MH 2 and the second low-side transistor ML 2 also constitute a transistor pair (hereinafter referred to as a second transistor pair).
  • the first high-side transistor MH 1 and the second high-side transistor MH 2 are P-channel MOS FETs (Metal Oxide Semiconductors ⁇ - ⁇ e I dtffeetrransistor).
  • the first low-side transistor ML 1 and the second low-side transistor ML 2 are N-channel MOS FETs.
  • the first high-side transistor MH1 and the second high-side transistor MH2 constituting the first transistor pair are alternately and complementarily turned on and off. On / off of the first high-side transistor MH 1 and the first low-side transistor ML 1 is controlled by a first high-side drive signal SDH 1 and a first low-side drive signal SDL 1 that are applied to the gates of the transistors.
  • a voltage at a connection point between the first high-side transistor MH 1 and the first low-side transistor ML 1 is applied to one end of the coil of the motor 120 as the first switching signal Vs w 1.
  • the first switching signal Vsw 1 becomes the power supply voltage Vdd
  • the first switching signal V sw 1 is at the ground potential (0V )
  • the four transistors constituting the switching circuit 110 may be integrated and incorporated in the motor driving circuit 100. Further, a diode for preventing reverse connection may be provided in the sources of the first high-side transistor MH 1 and the second high-side transistor MH 2 and the power source (not shown) that outputs the power supply voltage Vdd.
  • the motor drive circuit 100 has a pulsed drive signal SDH1, SDH2, SD.
  • L 1 and SDL 2 (hereinafter collectively referred to as drive signal SD if necessary), and the switching circuit connected to the coil of the motor 1 20 to be driven 1 1 0 Transistors MH 1 and MH 2. ML 1, Output to ML2.
  • the transistors MH 1, MH 2, ML 1, and ML 2 of the switching circuit 110 are controlled to be turned on / off according to the drive signal SD, and the energization time of the coil of the motor 120 is controlled.
  • a rotation control voltage Vcnt that is set according to the target torque value of the motor 120 is input to the motor drive circuit 100 from the outside.
  • the rotation control voltage Vcnt may be generated inside the motor drive circuit 100.
  • the motor drive circuit 100 is based on the rotation control voltage Vc nt, and the pulse-modulated drive signal S DH 1, SDL 1, S DH 2, SDL 2 that defines the energization time of the coil of the motor 120 to be driven. Is output to the switching circuit 1 1 0 which is the output stage.
  • the motor drive circuit 100 includes a drive signal generation circuit 10, a current detection circuit 20, and a current limit circuit 30.
  • the drive signal generation circuit 10 and the current limiting circuit 30 are integrated as a function I C 90 on one semiconductor substrate.
  • the drive signal generation circuit 10 is supplied with a rotation control voltage V cnt for instructing the torque of the motor and hall signals VH 10 and VH_ output from a hall element (not shown). As will be described later, the drive signal generation circuit 10 has a rotation control voltage Vc. Based on nt and Hall signals VH 10 and VH_, a drive signal SD that is pulse width modulated according to the target torque is generated and output to switching circuit 110.
  • the current detection circuit 20 detects a current (hereinafter also referred to as a coil current ICOiI) flowing through the coil of the motor 120 .
  • the current detection circuit 20 is provided on the path of the current I coi I that flows to the coil of the motor 120 via the switching circuit 110, and has a detection resistor R with a fixed potential at one end. Including 1 0.
  • the current detection circuit 20 outputs a voltage drop generated in the detection resistor R 10 as a detection voltage Vdet corresponding to the current flowing in the coil of the motor 120.
  • the detection voltage Vd et is a voltage proportional to the coil current I coi I and is output to the current limiting circuit 30.
  • the detection resistor R 10 may be provided not on the ground terminal side of the switching circuit 110 but on the power supply voltage terminal 11 2 side. In order to reduce the power consumption of the detection resistor R 10, the resistance value is preferably about several tens mQ to several hundreds mQ.
  • the current limit circuit 30 is a drive signal generated by the drive signal generation circuit 10 so that the coil current I coil detected by the current detection circuit 20 does not exceed a predetermined current upper limit value Imax. Control the logical value of SD.
  • the current limiting circuit 30 outputs a control signal S 2 to the drive signal generation circuit 10.
  • the current limit circuit 30 controls the logical value of the drive signal SD by the control signal S2. A specific example of signal processing in the control signal S 2 and the drive signal generation circuit 10 will be described later.
  • the current limiting circuit 30 is supplied with an activation signal S1 that instructs the motor 120 to start (rotate).
  • the current limiting circuit 30 increases the current upper limit value I max with time at the start-up time when the start-up is instructed by the start signal S 1. Thereafter, after the start-up period of the motor 120, the current limit circuit 30 fixes the current upper limit value I ma X to a predetermined value.
  • FIGS. 2 (a) and 2 (b) are time charts showing operation states of the motor drive circuit 100 according to the present embodiment.
  • Figures 2 (a), including (b) In order to simplify the explanation or make it easier to understand, the time chart shall be shown with the vertical and horizontal axes enlarged or reduced as appropriate.
  • the start signal S 1 becomes high level, and the start of the motor 120 is instructed.
  • the drive signal generation circuit 10 generates a pulse signal having a pulse width corresponding to the target value of torque, and outputs the pulse signal to the switching circuit 1 1 0 as the drive signal SD.
  • the current limiting circuit 30 increases the current upper limit value I ma X with time as shown in FIG. When it reaches, it is fixed at a predetermined value.
  • the current limit circuit 30 is configured such that the rapidly increasing coil current Icoi I is the current upper limit value.
  • the logical value of the drive signal S D is controlled so that I ma X is not exceeded.
  • the current upper limit value I max is controlled so as to gradually increase with time after time t 0.
  • the current I co i I that actually flows through the coil of the motor 120 gradually increases as the current upper limit value I ma X increases, as shown by the solid line in FIG. 2 (b).
  • the coil current I co i I of the motor 120 reaches the current value corresponding to the target torque value at time t 1, the increase of the coil current I co i I stops.
  • the current upper limit value I ma X gradually increases after time t 1, reaches a predetermined value at time t 2, and then is fixed to a constant value. Even if the coil current IcoiI increases due to some abnormality after time t2, the coil current IcoiI is limited to a predetermined value or less, and circuit protection is realized.
  • the motor 1 20 The coil current I coi I flowing in the coil is suppressed to the current upper limit value I max or less.
  • the current upper limit value I ma X is gradually increased, and the motor coil current I coi I also increases gradually with the current upper limit value I max as the upper limit, thus realizing soft start. be able to.
  • FIG. 3 is a detailed circuit diagram of a configuration example of the motor drive circuit 100 of FIG.
  • the same or equivalent components are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted as appropriate.
  • the drive signal generation circuit 10 includes a comparator 12, a logic circuit 14, and a pulse width modulator 40.
  • Comparator 12 compares the potentials of Hall signals VH10 and VH_ output from a Hall element (not shown), and the high level and low level change according to the positional relationship (phase) of the rotor and stator of motor 120. Yes Generates a frequency generation signal (hereinafter referred to as FG signal).
  • the logic circuit 14 generates drive signals S DH 1, SDH 2, SDL 1, and S D L 2 based on the FG signal output from the comparator 12.
  • motor drive circuit 100 controls energization period of motor 120 using a pulse width modulation method.
  • the low-side transistors ML 1 and ML 2 are turned on and off alternately according to the phase switching of the motor 120, and the high-side transistors MH 1 and MH 2 are turned on. Switching control shall be based on the pulse width modulated signal.
  • the present invention is not limited to this, and the low-side transistor may be driven by a pulse-width modulated signal, or the high-side and low-side transistors may be driven by a pulse-width modulated signal.
  • the first high-side transistor MH 1 and the second low-side transistor ML 2 are turned on, and the second high-side transistor MH 2 and the first low-side transistor ML 1 is
  • the drive signal SD is generated so that
  • the signal level transition is delayed so that the first high-side transistor MH 1 and the first low-side transistor ML 1 do not turn on at the same time, or the second high-side transistor MH 2 and the second low-side transistor ML 2 do not turn on at the same time. It is desirable to provide dead time.
  • the drive signals SDL 1 and S D L 2 output from the logic circuit 14 are output to the first low-side transistor ML 1 and the second low-side transistor ML 2 on the low side, respectively.
  • the first low-side transistor ML 1 and the second low-side transistor ML 2 are alternately turned on and off according to the high level and low level of the FG signal.
  • the drive signals SDH 1 and S D H 2 output from the logic circuit 14 are output to the pulse width modulator 40.
  • the pulse width modulator 40 generates a pulse width modulation signal (hereinafter referred to as a PWM signal) V p wm having a pulse width corresponding to the target value of the torque of the motor 120, and the drive signals S DH 1 and SDH 2 Synthesize by logic operation.
  • the pulse width modulator 40 includes a PWM comparator 42, an oscillator 44, and a synthesis unit 46.
  • the oscillator 44 generates a triangular or sawtooth periodic voltage Vo sc having a predetermined frequency.
  • the PWM comparator 42 generates the PWM signal V p wm by comparing the rotation control voltage Vc nt with the periodic voltage Vo sc.
  • the rotation control voltage V cnt is input to the non-inverting input terminal of the PWM comparator 42, and the periodic voltage V osc is input to the inverting input terminal.
  • the PWM signal V p wm is high when V nt> V osc and low when V cnt ⁇ V osc.
  • the high level time of the PWM signal Vpwm corresponds to the energization time of the motor, and becomes longer as the control voltage Vcnt becomes higher.
  • the synthesizing unit 46 synthesizes the drive signals SDH 1 and SDH 2 generated by the logic circuit 14 and the PWM signal V pwm by a logical operation, and outputs them to the first high-side transistor MH 1 and the second high-side transistor MH 2. Output.
  • the drive signals S DH 1 and SDH 2 output from the synthesizer 46 are It becomes a pulse-width-modulated signal whose pulse width changes according to the voltage.
  • the current limiting circuit 30 includes a time constant circuit 32, a comparator 34, and a release signal generation unit 36.
  • the time constant circuit 32 generates a soft start voltage whose voltage value increases with time when the start signal S 1 becomes high level when the motor 120 is started.
  • This soft start voltage corresponds to the upper limit voltage Vm a x set according to the current upper limit value I m a X by the current limiting circuit 30.
  • the time constant circuit 32 uses various configurations such as a type that charges a capacitor with a constant current, and a type that digitally converts a ramp waveform digital signal or output signal of a power counter circuit. There is no particular limitation on the circuit configuration.
  • the current limit circuit 30 compares the detection voltage Vd et output from the current detection circuit 20 with the upper limit voltage Vmax set according to the current upper limit value I ma X, and the detection voltage Vd et is the upper limit voltage Vmax. Adjust the drive signals SDH 1 and S DH 2 so that they do not exceed x.
  • the comparator 34 compares the detection voltage Vde t with the upper limit voltage Vmax output from the time constant circuit 32. The output signal of the comparator 34 is high when Vd e t> Vmax, and low when Vd t ⁇ Vmax.
  • the output signal of the comparator 34 (hereinafter referred to as the comparison signal S3) is output to the drive signal generation circuit 10.
  • the comparison signal S3 and the release signal S4 described later correspond to the control signal S2 in FIG.
  • the current limit circuit 30 generates a drive signal generated by the drive signal generation circuit 10 so that the current supply to the motor 120 by the switching circuit 1 1 0 stops when the comparison signal S3 becomes high level. Fix the logical value of SD, and then release the fixed logical value at a predetermined timing.
  • the current limiting circuit 30 fixes the logical values of the first high-side drive signal SDH 1 and the second high-side drive signal SDH 2,
  • the first high-side transistor MH 1 and the second high-side transistor MH 2 are forcibly turned off to stop supplying current to the motor 120.
  • the synthesis unit 46 to which the comparison signal S3 is input the logical values of the first high-side drive signal SDH1 and the second high-side drive signal SDH2 are fixed.
  • the present invention is not limited to this, and the first low-side drive signal SDL1 and the second low-side drive signal SDL2 are fixed in logic values to fix the first-port one-side transistor ML1 and second
  • the low-side transistor ML 2 may be turned off, or the logic values of all the drive signals SD may be fixed, and all the transistors constituting the switching circuit 110 may be turned off.
  • the combining unit 46 releases the logic values of the first high-side drive signal SDH1 and the second high-side drive signal SDH2 at a predetermined timing.
  • the fixed release of the logical value is performed based on the release signal S 4 generated by the release signal generation unit 36.
  • the release signal S4 generated by the release signal generation unit 36 of the current limiting circuit 30 is preferably configured to have a predetermined level (high level in the present embodiment) at regular intervals.
  • the synthesizing unit 46 refers to the release signal S4, and releases the fixed logic values of the first high-side drive signal SDH1 and the second high-side drive signal SDH2 each time it goes high. Such control can be easily realized by inputting the comparison signal S 3 and the release signal S 4 to the latch circuit or flip-flop.
  • the release signal generation unit 36 generates the release signal S 4 in synchronization with the drive signal SD generated in the drive signal generation circuit 10.
  • the release signal generation unit 36 may generate the release signal S 4 so as to be high for each peak voltage or bottom voltage of the periodic voltage V o sc generated by the oscillator 4 4.
  • the timing for releasing the fixation of the logical value may be performed after a predetermined time elapses after the comparison signal S 3 becomes high level.
  • a timer circuit that measures time according to the comparison signal S3 or a one-shot circuit may be used.
  • the upper limit voltage V m a X is gradually increased by the time constant circuit 3 2, so that the current upper limit value I m a x also increases with time.
  • the soft start operation described with reference to FIGS. 2 (a) and 2 (b) can be suitably realized.
  • spike-like noise may be generated in the current flowing in the coil of the motor 120 at the transistor switching timing by the drive signal SD. Yes, this noise may cause the detection voltage V det to exceed the upper limit voltage V max, resulting in false detection of an overcurrent condition.
  • spike-like noise is obtained by releasing the logic value of the drive signal SD that is fixed at one end in the overcurrent state by the release signal S4 that is synchronized with the drive signal SD. Can reduce the influence of the motor on the rotation control of the motor 120.
  • the drive signal generation circuit out of the motor drive circuit 100 is the drive signal generation circuit out of the motor drive circuit 100
  • the present invention is not limited to this, and it may be configured to include the current detecting circuit 20 or switching.
  • the transistors constituting the circuit 110 may be integrated.
  • the switching circuit 110 may be configured using a discrete power transistor, or may be built in the motor driving circuit 100.
  • some components of functional IC 90 are It may be provided externally as a discrete element or a chip component, or may be constituted by a plurality of LSIs.
  • the transistor used in the embodiment may replace the bipolar transistor and the FET, or may be configured by replacing the P-channel and N-channel transistor.
  • the pulse width modulation for controlling the pulse width has been described as an example of the pulse modulation.
  • the present invention is applied to a motor drive circuit that performs other pulse modulation such as pulse frequency modulation (PFM). Can also be applied.
  • PFM pulse frequency modulation
  • the present invention is not limited to this. That is, the present invention can also be applied to a motor drive circuit that drives a three-phase motor or the like.
  • the motor drive circuit 100 has been described for driving a fan motor, but the motor to be driven by the motor drive circuit according to the present invention is limited to the fan motor. It can be widely applied to other single-phase and multi-phase motors.
  • the setting of the logical values of the high level and low level of the signal is an example, and can be freely changed by appropriately inverting it with an inverter or the like. Accordingly, replacement of the NAND gate and OR gate can be easily conceived by those skilled in the art.
  • the present invention can be used in electronic circuit technology.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Abstract

　モータ駆動回路１００は、パルス状の駆動信号ＳＤを生成し、駆動対象のモータ１２０のコイルに接続されるスイッチング回路１１０のオンオフを制御することにより、モータ１２０の通電時間を制御する。駆動信号生成回路１０は、モータ１２０のトルクの目標値に応じてパルス変調された駆動信号ＳＤを生成し、スイッチング回路１１０に出力する。電流検出回路２０は、モータのコイルに流れる電流Ｉｃｏｉｌを検出する。電流制限回路３０は、電流検出回路２０において検出された電流Ｉｃｏｉｌが、所定の電流上限値Ｉｍａｘを超えないように、駆動信号生成回路１０により生成される駆動信号ＳＤの論理値を制御する。電流制限回路３０は、モータ１２０の起動時において、電流上限値Ｉｍａｘを時間とともに上昇せしめ、モータの起動期間の経過後、電流上限値Ｉｍａｘを所定の値に固定する。

Description

明 細 書
モータ駆動回路およびそれを用いた冷却装置
技術分野
[0001 ] 本発明は、 モータ駆動技術に関し、 特にその起動時の制御に関する。
背景技術
[0002] 単相モータや多相モータを所望のトルクで回転させるために、 モータのコ ィルの通電期間をパルス幅変調信号などのパルス信号によって制御する技術 が広く用いられる。
[0003] 停止したモータの駆動を開始する場合に、 モータのコイルに対して、 目標 のトルクに応じたパルス幅を有するスィツチング電圧をいきなリ印加すると 、 モータのコイルに急激に電流が流れることになる。 モータの起動時、 特に その回転数が 0に近い場合、 発電機能がないため、 コイルに流れる電流は、 印加された電圧を、 巻き線抵抗で除した値となる。 コイルの抵抗値は電力損 失を低減するために、 非常に低く設計されており、 コイル電流が、 駆動回路 や、 コイル自身の定格を超え、 回路の信頼性に影響を及ぼす場合がある。
[0004] また、 コイルで発生する逆起電圧は、 コイルに流れる電流の時間変化率に 比例する。 したがって、 上述のように、 コイル電流が急激に増加すると、 非 常に大きな逆起電圧が発生し、 駆動回路の定格を超えるおそれもある。
[0005] かかる理由から、 モータの起動開始直後に、 コイルに流れる電流を徐々に 増加させるソフトスタート制御が行われる （たとえば、 特許文献 1、 2参照 ) 。 特許文献 1に記載のソフトスタート制御では、 時間に応じて電圧値が緩 やかに増大するソフトスター卜電圧を生成し、 このソフトスター卜電圧を、 三角波あるいはのこぎり波状の周期電圧と比較し、 デューティ比が緩やかに 増加するパルス変調信号を生成し、 コイルの通電時間をゆるやかに増加させ 、 ソフトスタートを行っている。
[0006] 特許文献 1 ：特開平 7 _ 9 5 7 9 2号公報
特許文献 2：特開 2 0 0 1 _ 4 5 7 9 0号公報 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] 本発明は、 特許文献 1、 2に記載されるような技術と同様に、 モータの起 動時のソフトスター卜の実現を課題とするものであり、 その包括的な目的は 、 従来とは異なるアプローチによってソフトスター卜制御を実現可能なモー タ駆動回路の提供にある。
課題を解決するための手段
[0008] 以下、 本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。
各図面に示される同一または同等の構成要素、 部材、 処理には、 同一の符号 を付するものとし、 適宜重複した説明は省略する。 また、 実施の形態は、 発 明を限定するものではなく例示であって、 実施の形態に記述されるすべての 特徴やその組み合わせは、 必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない
[0009] 本発明のある態様は、 パルス状の駆動信号を生成し、 駆動対象のモータの コイルに接続されるスイッチング回路のオンオフを制御することにより、 モ ータの通電時間を制御するモータ駆動回路に関する。 このモータ駆動回路は 、 モータのトルクの目標値に応じてパルス変調された駆動信号を生成し、 ス イッチング回路に出力する駆動信号生成回路と、 モータのコイルに流れる電 流を検出する電流検出回路と、 電流検出回路において検出された電流が、 所 定の電流上限値を超えないように、 駆動信号生成回路により生成される駆動 信号の論理値を制御する電流制限回路と、 を備える。 電流制限回路は、 モー タの起動時において、 電流上限値を時間とともに上昇せしめる。
[0010] この態様によると、 モータのコイルに流れる電流は、 電流上限値以下に抑 制される。 起動時において、 電流上限値をゆるやかに上昇させることにより 、 モータのコイルに流れる電流も電流上限値を上限として緩やかに上昇する ため、 ソフトスタートを実現することができる。
[0011 ] 電流制限回路は、 モータの起動期間の経過後、 電流上限値を所定の値に固 定してもよい。 この場合、 起動後においても、 電流上限値によってモータの コイルに流れる電流が制限されるため、 回路保護を図ることができる。
[0012] 電流検出回路は、 スイッチング回路を介してモータのコイルに流れる電流 の経路上に設けられ、 かつ一端の電位が固定された検出抵抗を含み、 検出抵 杭に発生する電圧降下を、 モータのコイルに流れる電流に応じた検出電圧と して出力してもよい。 電流制限回路は、 検出電圧を電流上限値に応じて設定 される上限電圧と比較し、 検出電圧が上限電圧を上回らないように駆動信号 の論理値を制御し、 モータの起動時において、 上限電圧を上昇せしめてもよ い。
[0013] 電流制限回路は、 検出電圧を上限電圧と比較するコンパレータを含み、 検 出電圧が上限電圧を上回ったとき、 スイッチング回路によるモータへの電流 供給が停止するように、 駆動信号生成回路によリ生成される駆動信号の論理 値を固定し、 その後、 所定のタイミングで論理値の固定を解除してもよい。
[0014] この場合、 コイルに流れる電流が電流上限値に達すると、 その後、 所定の タイミングで論理値の固定が解除されるまでの期間、 モータのコイルへの電 流供給が停止するため、 コイルに流れる電流が、 電流上限値を上回るのを抑 制することができる。
[0015] 電流制限回路は、 駆動信号生成回路において生成される駆動信号と同期し て所定レベルとなる解除信号を生成する解除信号生成部をさらに含み、 解除 信号生成部により生成された解除信号が所定レベルとなったことを契機とし て、 駆動信号の論理値の固定を解除してもよい。
モータをスイッチング駆動 （パルス駆動） する場合、 駆動信号によるスィ ツチングのタイミングにおいて、 モータのコイルに流れる電流に、 スパイク 状のノイズが発生する場合があり、 このノイズによって検出電圧が上限電圧 を上回り、 過電流状態を誤検出する場合がある。 そこで、 駆動信号の論理値 の固定状態を、 駆動信号と同期した解除信号によつて解除することにより、 ノイズがモータの回転制御に及ぼす影響を低減することができる。
[0016] 電流制限回路は、 検出電圧を所定の周期電圧と比較する第 1コンパレータ と、 上限電圧を周期電圧と比較する第 2コンパレータと、 第 1コンパレータ および第 2コンパレータの出力信号を論理演算によリ合成した制限パルス信 号を生成する合成回路と、 を含んでもよい。 駆動信号生成回路は、 スィッチ ング回路に出力する駆動信号のデューティ比を、 制限パルス信号のデューテ ィ比に応じて制限してもよい。
[0017] 電流制限回路は、 検出電圧を上限電圧と比較し、 2つの電圧の誤差を増幅 した誤差電圧を出力する誤差増幅器と、 誤差増幅器から出力される誤差電圧 を、 所定の周期電圧と比較して駆動信号のパルス幅の上限値もしくは下限値 を規定するパルス幅を有する制限パルス信号を生成する制限コンパレータと 、 を含んでもよい。 駆動信号生成回路は、 スイッチング回路に出力する駆動 信号のデューティ比を、 制限パルス信号のデューティ比に応じて制限しても よい。
[0018] モータ駆動回路は、 1つの半導体基板上に一体集積化されてもよい。 「一 体集積化」 とは、 回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合 や、 回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、 回路定数の調節 用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよ い。 モータ駆動回路を、 1つの L S Iとして集積化することにより、 回路面 積を削減することができる。
[0019] 本発明の別の態様は、 冷却装置である。 この冷却装置は、 ファンモータと 、 ファンモータを駆動する上述のモータ駆動回路と、 を備える。
[0020] 本発明のさらに別の態様は、 電子機器である。 この電子機器は、 上述の冷 却装置を備える。 この態様によると、 電子機器の内部の冷却対象を、 温度に 応じて好適に冷却することができる。
[0021 ] 本発明のさらに別の態様は、 パルス状の駆動信号を生成し、 駆動対象のモ ータのコイルに接続されるスイッチング回路のオンオフを制御することによ リ、 モータの通電時間を制御するモータ駆動方法に関する。 このモータ駆動 方法は、 モータのトルクの目標値に応じてパルス変調された駆動信号を生成 し、 スイッチング回路に出力する駆動信号生成ステップと、 モータのコイル に流れる電流を検出する検出ステップと、 検出ステップにおいて検出された 電流が、 モータの起動時において時間とともに上昇する電流上限値を超えな いように、 駆動信号生成ステップにおいて生成される駆動信号の論理値を制 御する電流制限ステップと、 を備える。
[0022] なお、 以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、 方法 、 装置、 システムなどの間で相互に置換したものもまた、 本発明の態様とし て有効である。
発明の効果
[0023] 本発明によれば、 ソフトスタートを実現することができる。
図面の簡単な説明
[0024] [図 1 ]本発明の実施の形態に係るモータ駆動回路を利用した冷却装置の構成を 示す回路図である。
[図 2]図 2 ( a ) 、 ( b ) は、 図 1のモータ駆動回路の動作状態を示すタイム チヤ一卜である。
[図 3]図 1のモータ駆動回路の構成例の回路図である。
発明を実施するための最良の形態
[0025] 本発明の実施の形態は、 デスクトップ型あるいはノート型のパーソナルコ ンピュータゃワークステーションなどの電子計算機、 あるいは冷蔵庫などの 電子機器を冷却するための冷却装置に使用されるモータ駆動回路に関する。
[0026] 図 1は、 本発明の実施の形態に係る冷却装置 2 0 0の構成を示す回路図で ある。 冷却装置 2 0 0は、 モータ駆動回路 1 0 0、 スイッチング回路 1 1 0 、 ファンモータ （以下、 単にモータという） 1 2 0を含む。
[0027] モータ 1 2 0は、 本実施の形態において単相全波モータであって、 図示し ない冷却対象物に対向して配置される。 このモータ 1 2 0は、 モータ駆動回 路 1 0 0およびスイッチング回路 1 1 0によって生成されるスイッチング信 号 V s w 1、 V s w 2によりコイル電流、 すなわち通電状態が制御されて回 転が制御される。
[0028] スイッチング回路 1 1 0は、 第 1ハイサイドトランジスタ M H 1、 第 2ハ イザイドトランジスタ M H 2、 第 1ローサイドトランジスタ M L 1、 第 2口 一サイドトランジスタ M L 2を含み、 いわゆる Hブリッジ回路が構成される 。 第 1ハイサイドトランジスタ MH 1、 第 1ローサイドトランジスタ ML 1 は、 電源電圧端子 1 1 2と接地端子 GND間に直列に接続され、 卜ランジス タ対 （以下、 第 1 トランジスタ対という） を構成する。 同様に、 第 2ハイサ ィドトランジスタ MH 2、 第 2ローサイドトランジスタ ML 2も、 トランジ スタ対 （以下第 2 トランジスタ対という） を構成する。 本実施の形態におい て、 第 1ハイサイドトランジスタ MH 1、 第 2ハイサイドトランジスタ MH 2は、 Pチャンネル M OS FET (Me t a l Ox i d e S em i c o n d u c t o r ι- ι e I d t f f e e t r r a n s i s t o r) でめ る。 また、 第 1ローサイドトランジスタ ML 1、 第 2ローサイドトランジス タ ML2は、 Nチャンネル MOS F E Tである。
[0029] 第 1 トランジスタ対を構成する第 1ハイサイドトランジスタ MH 1、 第 2 ハイサイドトランジスタ MH 2は、 交互に相補的にオンオフする。 第 1ハイ サイドトランジスタ MH 1、 第 1ローサイドトランジスタ ML 1のオンオフ は、 各トランジスタのゲートに印加される、 第 1ハイサイド駆動信号 SDH 1、 第 1ローサイド駆動信号 SDL 1によって制御される。
[0030] 第 1ハイサイドトランジスタ MH 1、 第 1ローサイドトランジスタ ML 1 の接続点の電圧が、 第 1スイッチング信号 Vs w 1として、 モータ 1 20の コイルの一端に印加される。 第 1ハイサイドトランジスタ MH 1がオンのと き、 第 1スイッチング信号 Vsw 1は電源電圧 Vd dとなり、 第 1ローサイ ドトランジスタ ML 1がオンのとき、 第 1スイッチング信号 V s w 1は接地 電位 （0V) となる。
[0031] 第 2 トランジスタ対を構成する第 2ハイサイドトランジスタ MH 2、 第 2 ローサイドトランジスタ ML 2のオンオフは、 各トランジスタのゲートに印 加される第 2ハイサイド駆動信号 SDH 2、 第 2ローサイド駆動信号 SDL 2によって制御される。 2つのトランジスタの接続点の電圧は、 第 2スイツ チング信号 Vs w2として、 モータ 1 20のコイルの他端に印加される。 第 2スイッチング信号 Vsw 2は、 第 1スイッチング信号 Vsw 1と逆相とな るように制御される。
[0032] なお、 スイッチング回路 1 1 0を構成する 4つのトランジスタは、 モータ 駆動回路 1 00に一体集積化して内蔵されてもよい。 また、 第 1ハイサイド トランジスタ MH 1、 第 2ハイサイドトランジスタ MH 2のソースと、 電源 電圧 Vd dを出力する電源 （図示せず） には、 逆接防止用のダイオードを設 けてもよい。
[0033] モータ駆動回路 1 00は、 パルス状の駆動信号 S DH 1、 SDH 2、 SD
L 1、 SDL 2 (以下、 必要に応じて駆動信号 SDと総称する） を生成し、 駆動対象のモータ 1 20のコイルに接続されるスイッチング回路 1 1 0の各 トランジスタ MH 1、 MH 2. ML 1、 ML2に出力する。 スイッチング回 路 1 1 0の各トランジスタ MH 1、 MH 2、 ML 1、 ML2は、 駆動信号 S Dに応じてオンオフが制御され、 モータ 1 20のコイルの通電時間が制御さ れる。
[0034] モータ駆動回路 1 00には、 モータ 1 20のトルクの目標値に応じて設定 される回転制御電圧 Vc n tが外部から入力される。 この回転制御電圧 Vc n tは、 モータ駆動回路 1 00内部において生成してもよい。 モータ駆動回 路 1 00は、 回転制御電圧 Vc n tにもとづいて、 駆動対象のモータ 1 20 のコイルの通電時間を規定するパルス変調された駆動信号 S DH 1、 S D L 1、 S DH 2、 S D L 2を生成し、 出力段であるスイッチング回路 1 1 0に 対して出力する。
[0035] 図 1に示すように、 モータ駆動回路 1 00は、 駆動信号生成回路 1 0、 電 流検出回路 20、 電流制限回路 30を含む。 駆動信号生成回路 1 0および電 流制限回路 30は 1つの半導体基板上に機能 I C 90として集積化される。
[0036] はじめに、 図 1のモータ駆動回路 1 00の構成およびその機能の概要につ いて説明する。
[0037] 駆動信号生成回路 1 0には、 モータのトルクを指示する回転制御電圧 V c n tと、 図示しないホール素子から出力されるホール信号 VH十、 VH_が 入力される。 後述するように、 駆動信号生成回路 1 0は、 回転制御電圧 Vc n tおよびホール信号 VH十、 VH_にもとづき、 目標とするトルクに応じ てパルス幅変調された駆動信号 SDを生成し、 スイッチング回路 1 1 0に出 力する。
[0038] 電流検出回路 20は、 モータ 1 20のコイルに流れる電流 （以下、 コイル 電流 I C O i Iともいう） を検出する。 本実施の形態において、 電流検出回 路 20は、 スイッチング回路 1 1 0を介してモータ 1 20のコイルに流れる 電流 I c o i Iの経路上に設けられ、 かつ一端の電位が固定された検出抵抗 R 1 0を含む。 電流検出回路 20は、 検出抵抗 R 1 0に発生する電圧降下を 、 モータ 1 20のコイルに流れる電流に応じた検出電圧 Vd e tとして出力 する。 検出電圧 Vd e tは、 コイル電流 I c o i Iに比例した電圧であって 、 電流制限回路 30へと出力される。 なお、 検出抵抗 R 1 0は、 スィッチン グ回路 1 1 0の接地端子側ではなく、 電源電圧端子 1 1 2側に設けてもよい 。 検出抵抗 R 1 0における電力消費を低減するため、 その抵抗値は数十 mQ から数百 mQ程度とするのが好ましい。
[0039] 電流制限回路 30は、 電流検出回路 20において検出されたコイル電流 I c o i lが、 所定の電流上限値 I ma xを超えないように、 駆動信号生成回 路 1 0により生成される駆動信号 SDの論理値を制御する。 電流制限回路 3 0は、 駆動信号生成回路 1 0に対して制御信号 S 2を出力する。 電流制限回 路 30は、 この制御信号 S 2によって、 駆動信号 SDの論理値を制御する。 制御信号 S 2および駆動信号生成回路 1 0内部における信号処理の具体例に ついては後述する。
[0040] 電流制限回路 30には、 モータ 1 20の駆動開始 （回転） を指示する起動 信号 S 1が入力されている。 電流制限回路 30は、 起動信号 S 1により起動 が指示される起動時において、 電流上限値 I ma Xを時間とともに上昇せし める。 その後、 モータ 1 20の起動期間の経過後、 電流制限回路 30は、 電 流上限値 I m a Xを所定の値に固定する。
[0041] 図 2 (a) 、 (b) は、 本実施の形態に係るモータ駆動回路 1 00の動作 状態を示すタイムチャートである。 図 2 (a) 、 (b) を含む本明細書に示 すタイムチャートは、 説明を簡略化し、 または理解を容易にするために、 縦 軸、 横軸を適宜拡大、 縮小して示すものとする。
[0042] 図 2 (a) に示すように、 時刻 t Oに、 起動信号 S 1がハイレベルとなり 、 モータ 1 20の起動が指示される。 起動信号 S 1がハイレベルとなると、 駆動信号生成回路 1 0は、 トルクの目標値に対応したパルス幅を有するパル ス信号を生成して、 駆動信号 SDとしてスイッチング回路 1 1 0へと出力す る。
[0043] 時刻 t 0に、 起動信号 S 1がハイレベルとなると、 電流制限回路 30は、 図 2 ( b ) に示すように、 電流上限値 I ma Xを時間とともに上昇させ、 あ る値に達すると、 所定の値に固定する。
[0044] 電流制限回路 30によるコイル電流の制限を行わない場合、 停止したモー タの駆動を開始する際に、 モータのコイルに対して、 トルクの目標値に応じ たパルス幅を有するスイッチング電圧 Vsw 1、 Vs w2をいきなり印加す ると、 モータに流れるコイル電流は、 図 2 (b) に破線で示すように急激に 上昇しょうとする。
[0045] 電流制限回路 30は、 急激に上昇するコイル電流 I c o i Iが電流上限値
I ma Xを超えないように、 駆動信号 S Dの論理値を制御する。 上述のよう に、 電流上限値 I ma Xは時刻 t 0以降、 時間とともにゆるやかに上昇する ように制御される。 その結果、 実際にモータ 1 20のコイルに流れる電流 I c o i Iは、 図 2 (b) に実線で示すように、 電流上限値 I ma Xの上昇と ともに、 緩やかに上昇することになる。
[0046] その後、 時刻 t 1に、 モータ 1 20のコイル電流 I c o i Iが、 トルクの 目標値に対応した電流値に達すると、 コイル電流 I c o i Iの上昇は停止す る。 時刻 t 1以降も、 電流上限値 I ma Xは徐々に上昇し、 時刻 t 2に所定 の値に達し、 その後一定値に固定される。 もし、 時刻 t 2以降、 何らかの異 常によつて、 コイル電流 I c o i Iが上昇した場合においても、 コイル電流 I c o i Iは、 所定値以下に制限され、 回路保護が実現される。
[0047] このように構成されたモータ駆動回路 1 00によれば、 モータ 1 20のコ ィルに流れるコイル電流 I c o i Iは、 電流上限値 I ma x以下に抑制され る。 起動時において、 電流上限値 I ma Xをゆるやかに上昇させることによ リ、 モータのコイル電流 I c o i Iも電流上限値 I ma xを上限として緩や かに上昇するため、 ソフトスタートを実現することができる。
[0048] 次に、 本実施の形態に係るモータ駆動回路 1 00の各回路ブロックの構成 例について詳細に説明する。
図 3は、 図 1のモータ駆動回路 1 00の構成例の詳細な回路図である。 以 降の図 1において、 同一または同等の構成要素には同一の符号を付し、 適宜 説明を省略する。
[0049] 駆動信号生成回路 1 0は、 コンパレータ 1 2、 ロジック回路 1 4、 パルス 幅変調器 40を含む。 コンパレータ 1 2は、 図示しないホール素子から出力 されるホール信号 VH十、 VH_の電位を比較し、 モータ 1 20のロータお よびステータの位置関係 （相） に応じてハイレベル、 ローレベルが変化する 周波数発生信号 （以下 FG信号という） を生成する。
[0050] ロジック回路 1 4は、 コンパレータ 1 2から出力される FG信号にもとづ き、 駆動信号 S DH 1、 SDH 2、 SDL 1、 S D L 2を生成する。 本実施 の形態において、 モータ駆動回路 1 00は、 モータ 1 20をパルス幅変調方 式によって通電期間の制御を行う。 このパルス幅変調方式によるモータ駆動 制御に際し、 本実施の形態では、 ローサイドトランジスタ ML 1、 ML 2の オンオフはモータ 1 20の相切り替えに応じて交互にオンオフし、 ハイサイ ドトランジスタ MH 1、 MH 2を、 パルス幅変調された信号にもとづいてス イッチング制御するものとする。 もっとも、 本発明はこれに限定されるもの ではなく、 ローサイドトランジスタをパルス幅変調した信号により駆動して もよいし、 ハイサイド、 ローサイド両側のトランジスタをパルス幅変調した 信号によって駆動してもよい。
[0051] たとえば、 ロジック回路 1 4は FG信号がハイレベルのとき、 第 1ハイサ ィドトランジスタ MH 1、 第 2ローサイドトランジスタ ML 2がオンし、 第 2ハイサイドトランジスタ MH 2、 第 1ローサイドトランジスタ ML 1がォ フするように、 駆動信号 SDを生成する。 ここで、 第 1ハイサイドトランジ スタ MH 1、 第 1ローサイドトランジスタ ML 1が同時に、 あるいは第 2ハ イザイドトランジスタ MH 2、 第 2ローサイドトランジスタ ML 2が同時に オンしないように、 信号レベルの遷移に遅延を与え、 デッドタイムを設ける のが望ましい。
[0052] ロジック回路 1 4から出力される駆動信号 SDL 1、 S D L 2は、 それぞ れローサイド側の第 1ローサイドトランジスタ ML 1、 第 2ローサイドトラ ンジスタ ML 2に出力される。 その結果、 第 1ローサイドトランジスタ ML 1、 第 2ローサイドトランジスタ M L 2は、 FG信号のハイレベル、 ローレ ベルに応じて交互にオンオフを繰り返す。
[0053] 一方、 ロジック回路 1 4から出力される駆動信号 SDH 1、 S D H 2は、 パルス幅変調器 40へと出力される。 パルス幅変調器 40は、 モータ 1 20 のトルクの目標値に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号 （以下、 PW M信号という） V p wmを生成し、 駆動信号 S DH 1、 SDH 2と論理演算 により合成する。
[0054] パルス幅変調器 40は、 PWMコンパレータ 42、 オシレータ 44、 合成 部 46を含む。 オシレータ 44は、 所定の周波数を有する三角波状あるいは のこぎり波状の周期電圧 Vo s cを生成する。 PWMコンパレータ 42は、 回転制御電圧 Vc n tを、 周期電圧 Vo s cと比較することにより PWM信 号 V p wmを生成する。 PWMコンパレータ 42の非反転入力端子には回転 制御電圧 V c n tが入力され、 反転入力端子には周期電圧 V o s cが入力さ れる。 その結果、 PWM信号 V p wmは、 Ve n t >V o s cのときハイレ ベル、 V c n t <V o s cのときローレベルとなる。 PWM信号 Vpwmの ハイレベルの時間は、 モータの通電時間に相当し、 制御電圧 Vc n tが高く なるほど長くなる。 合成部 46は、 ロジック回路 1 4により生成された駆動 信号 SDH 1、 SDH 2と、 PWM信号 V pwmを論理演算により合成し、 第 1ハイサイドトランジスタ MH 1、 第 2ハイサイドトランジスタ MH 2へ と出力する。 合成部 46から出力される駆動信号 S DH 1、 SDH 2は、 卜 ルクに応じてパルス幅が変化するパルス幅変調された信号となる。
[0055] 次に、 電流制限回路 30の構成について説明する。 電流制限回路 30は、 時定数回路 32、 コンパレータ 34、 解除信号生成部 36を含む。
時定数回路 32は、 モータ 1 20の起動時に、 起動信号 S 1がハイレベル となったことを契機として、 電圧値が時間とともに上昇するソフトスタート 電圧を生成する。 このソフトスタート電圧は、 電流制限回路 30による電流 上限値 I m a Xに応じて設定される上限電圧 Vm a xに相当する。
[0056] 時定数回路 32は、 キャパシタを定電流で充電するタイプや、 ランプ波形 のデジタル信号や力ゥンタ回路の出力信号をデジタルアナ口グ変換するタィ プなど、 さまざまな構成のものを利用することができ、 特にその回路構成が 限定されるものはない。
[0057] 電流制限回路 30は、 電流検出回路 20から出力される検出電圧 Vd e t を電流上限値 I ma Xに応じて設定される上限電圧 Vm a xと比較し、 検出 電圧 Vd e tが上限電圧 Vma xを上回らないように駆動信号 S D H 1、 S DH 2を調節する。 コンパレータ 34は、 検出電圧 Vd e tと、 時定数回路 32から出力される上限電圧 Vma xを比較する。 コンパレータ 34の出力 信号は、 Vd e t >Vma xのときハイレベル、 Vd e t <Vma xのとき ローレベルとなる。 コンパレータ 34の出力信号 （以下、 比較信号 S3とい う） は、 駆動信号生成回路 1 0へと出力される。 比較信号 S3および後述の 解除信号 S 4は、 図 1の制御信号 S 2に相当する。
[0058] 電流制限回路 30は、 比較信号 S3がハイレベルとなると、 スイッチング 回路 1 1 0によるモータ 1 20への電流供給が停止するように、 駆動信号生 成回路 1 0により生成される駆動信号 SDの論理値を固定し、 その後、 所定 のタイミングで論理値の固定を解除する。
[0059] 本実施の形態において、 比較信号 S3がハイレベルとなると、 電流制限回 路 30は、 第 1ハイサイド駆動信号 SDH 1、 第 2ハイサイド駆動信号 SD H 2の論理値を固定し、 第 1ハイサイドトランジスタ MH 1、 第 2ハイサイ ドトランジスタ MH 2を強制的にオフしてモータ 1 20へ電流供給を停止す る。 具体的には、 比較信号 S 3が入力された合成部 4 6において、 第 1ハイ サイド駆動信号 S D H 1、 第 2ハイサイド駆動信号 S D H 2の論理値を固定 する。
[0060] もっとも、 本発明はこれに限定されるものではなく、 第 1ローサイド駆動 信号 S D L 1、 第 2ローサイド駆動信号 S D L 2の論理値を固定して第 1口 一サイドトランジスタ M L 1、 第 2ローサイドトランジスタ M L 2をオフし てもよいし、 駆動信号 S Dすべての論理値を固定して、 スイッチング回路 1 1 0を構成するすべてのトランジスタをオフしてもよい。
[0061 ] その後、 合成部 4 6は、 所定のタイミングで第 1ハイサイド駆動信号 S D H 1、 第 2ハイサイド駆動信号 S D H 2の論理値の固定を解除する。 本実施 の形態において、 論理値の固定解除は、 解除信号生成部 3 6によって生成さ れる解除信号 S 4にもとづいて行われる。
[0062] 電流制限回路 3 0の解除信号生成部 3 6により生成される解除信号 S 4は 、 一定周期毎に所定レベル （本実施の形態においてはハイレベル） となるよ うに構成するのが望ましい。 合成部 4 6は、 解除信号 S 4を参照し、 ハイレ ベルとなるごとに、 第 1ハイサイド駆動信号 S D H 1、 第 2ハイサイド駆動 信号 S D H 2の論理値の固定を解除する。 このような制御は、 ラッチ回路や フリップフロップに、 比較信号 S 3および解除信号 S 4を入力することによ リ容易に実現することができる。
[0063] ここで、 解除信号生成部 3 6は、 駆動信号生成回路 1 0において生成され る駆動信号 S Dと同期して、 解除信号 S 4を生成するのが好ましい。 たとえ ば、 解除信号生成部 3 6は、 オシレータ 4 4により生成される周期電圧 V o s cのピーク電圧あるいはボトム電圧ごとにハイレベルとなるように解除信 号 S 4を生成してもよい。
[0064] モータ駆動回路 1 0 0を、 図 3のように構成することにより、 コイル電流
I c o i Iが電流上限値 I m a xに達すると、 その後、 所定のタイミングで 論理値の固定が解除されるまでの期間、 スイッチング回路 1 1 0のトランジ スタがオフし、 モータ 1 2 0のコイルへの電流供給が停止するため、 コイル 電流 I c o i Iが、 電流上限値 I m a x sを超えて増加するのを抑制するこ とができる。
[0065] なお、 論理値の固定解除のタイミングは、 比較信号 S 3がハイレベルとな つてから、 予め定めた所定時間が経過した後に行ってもよい。 この場合、 比 較信号 S 3に応じて時間測定を行うタイマ回路や、 ワンショッ卜回路を用い ればよい。
[0066] 図 3のモータ駆動回路 1 0 0によれば、 時定数回路 3 2によって上限電圧 V m a Xが徐々に上昇する結果、 電流上限値 I m a xも時間とともに上昇す る。 その結果、 図 2 ( a ) 、 ( b ) で説明したソフトスタート動作を好適に 実現することができる。
[0067] また、 モータ 1 2 0をパルス駆動 （PWM駆動） する場合、 駆動信号 S D によるトランジスタのスイッチングのタイミングにおいて、 モータ 1 2 0の コイルに流れる電流に、 スパイク状のノイズが発生する場合があり、 このノ ィズによって検出電圧 V d e tが上限電圧 V m a xを上回り、 過電流状態を 誤検出する場合がある。 本実施の形態に係るモータ駆動回路 1 0 0では、 過 電流状態において一端固定した駆動信号 S Dの論理値を、 駆動信号 S Dと同 期した解除信号 S 4によって解除することにより、 スパイク状のノイズがモ ータ 1 2 0の回転制御に及ぼす影響を低減することができる。
[0068] 上記実施の形態は例示であり、 それらの各構成要素や各処理プロセスの組 合せにいろいろな変形例が可能なこと、 またそうした変形例も本発明の範囲 にあることは当業者に理解されるところである。
[0069] また、 実施の形態では、 モータ駆動回路 1 0 0のうち、 駆動信号生成回路
1 0、 電流制限回路 3 0をひとつの L S Iに一体集積化される場合について 説明したが、 これには限定されず、 さらに電流検出回路 2 0を含んで構成さ れてもよく、 あるいは、 スイッチング回路 1 1 0を構成するトランジスタが 一体集積化されてもよい。 たとえば、 スイッチング回路 1 1 0は、 ディスク リートのパワートランジスタを用いて構成してもよいし、 モータ駆動回路 1 0 0に内蔵されてもよい。 逆に、 機能 I C 9 0の一部の構成要素が L S Iの 外部にディスクリート素子あるいはチップ部品として設けられ、 あるいは複 数の L S Iにより構成されてもよい。
[0070] また、 実施の形態において使用されるトランジスタは、 バイポーラ卜ラン ジスタと F E Tを相互に置換してもよいし、 Pチャンネル、 Nチャンネル卜 ランジスタを置換して構成してもよい。
[0071 ] 実施の形態では、 パルス変調として、 パルス幅を制御するパルス幅変調を 例として説明したが、 本発明は、 パルス周波数変調 （P F M) などの他のパ ルス変調を行うモータ駆動回路にも適用することができる。
[0072] 実施の形態においては、 単相モータを駆動する場合について説明したが、 本発明はこれには限定されない。 すなわち、 3相モータなどを駆動するモー タ駆動回路においても適用することができる。
[0073] 実施の形態において、 モータ駆動回路 1 0 0は、 ファンモータを駆動する 場合について説明したが、 本発明に係るモータ駆動回路の駆動対象となるモ ータは、 ファンモータに限定されるものではなく、 その他の単相、 多相モー タに幅広く適用することができる。
[0074] 実施の形態で説明した回路において、 信号のハイレベル、 ローレベルの論 理値の設定は一例であって、 インバータなどによって適宜反転させることに より自由に変更することが可能である。 また、 これに応じて、 A N Dゲート や O Rゲートを置換することは、 当業者に容易に想到することができるもの である。
[0075] 実施の形態にもとづき、 本発明を説明したが、 実施の形態は、 本発明の原 理、 応用を示しているにすぎず、 実施の形態には、 請求の範囲に規定された 本発明の思想を離脱しない範囲において、 多くの変形例や配置の変更が可能 である。
産業上の利用可能性
[0076] 本発明は、 電子回路技術に利用することができる。

Claims

請求の範囲
[1 ] パルス状の駆動信号を生成し、 駆動対象のモータのコイルに接続されるス イッチング回路のォンォフを制御することにより、 前記モータの通電時間を 制御するモータ駆動回路であって、
前記モータのトルクの目標値に応じてパルス変調された前記駆動信号を生 成し、 前記スイッチング回路に出力する駆動信号生成回路と、
前記モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出回路と、 前記電流検出回路において検出された電流が、 所定の電流上限値を超えな いように、 前記駆動信号生成回路により生成される前記駆動信号の論理値を 制御する電流制限回路と、
を備え、
前記電流制限回路は、 前記モータの起動時において、 前記電流上限値を時 間とともに上昇せしめることを特徴とするモータ駆動回路。
[2] 前記電流制限回路は、 前記モータの起動期間の経過後、 前記電流上限値を 所定の値に固定することを特徴とする請求項 1に記載のモータ駆動回路。
[3] 前記電流検出回路は、 前記スイッチング回路を介して前記モータのコイル に流れる電流の経路上に設けられ、 かつ一端の電位が固定された検出抵抗を 含み、 前記検出抵抗に発生する電圧降下を、 前記モータのコイルに流れる電 流に応じた検出電圧として出力し、
前記電流制限回路は、 前記検出電圧を前記電流上限値に応じて設定される 上限電圧と比較し、 前記検出電圧が前記上限電圧を上回らないように前記駆 動信号の論理値を制御し、 前記モータの起動時において、 前記上限電圧を上 昇せしめることを特徴とする請求項 1または 2に記載のモータ駆動回路。
[4] 前記電流制限回路は、 前記検出電圧を前記上限電圧と比較するコンパレー タを含み、 前記検出電圧が前記上限電圧を上回ったとき、 前記スイッチング 回路による前記モータへの電流供給が停止するように、 前記駆動信号生成回 路により生成される前記駆動信号の論理値を固定し、 その後、 所定のタイミ ングで論理値の固定を解除することを特徴とする請求項 3に記載のモータ駆 動回路。
[5] 前記電流制限回路は、 前記駆動信号生成回路において生成される前記駆動 信号と同期して所定レベルとなる解除信号を生成する解除信号生成部をさら に含み、 前記解除信号生成部によリ生成された解除信号が前記所定レベルと なったことを契機として、 前記駆動信号の論理値の固定を解除することを特 徴とする請求項 4に記載のモータ駆動回路。
[6] 1つの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項 1または
2に記載のモータ駆動回路。
[7] ファンモータと、
前記ファンモータを駆動する請求項 1または 2に記載のモータ駆動回路と を備えることを特徴とする冷却装置。
[8] パルス状の駆動信号を生成し、 駆動対象のモータのコイルに接続されるス イッチング回路のォンォフを制御することにより、 モータの通電時間を制御 するモータ駆動方法であって、
モータのトルクの目標値に応じてパルス変調された駆動信号を生成し、 ス イッチング回路に出力する駆動信号生成ステップと、
モータのコイルに流れる電流を検出する検出ステップと、
前記検出ステップにおいて検出された電流が、 モータの起動時において、 時間とともに上昇する電流上限値を超えないように、 前記駆動信号生成ステ ップにおいて生成される駆動信号の論理値を制御する電流制限ステップと、 を備えることを特徴とするモータ駆動方法。
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