JP2011033602A - レゾルバ／デジタル変換装置およびレゾルバ／デジタル変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回転電機や内燃機関などの回転機器の回転角度を検出するレゾルバにおいて、レゾルバ信号の伝達遅延時間の変動に対応可能なレゾルバ／デジタル変換装置を提供する。
【解決手段】レゾルバ１の電圧信号を所定の周波数でのサンプリングタイミングでサンプリングしてデジタル信号変換するＡ／Ｄ変換器２，３のデジタル信号に基づき、サンプリングタイミングの補正を行う位相補正回路５が、前記Ａ／Ｄ変換器２，３のデジタル信号の振幅レベルに基づいて位相のずれを判別しサンプリングタイミングの位相の補正を行い、補正後のサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換器２，３がレゾルバ電圧信号をサンプリングする。
【選択図】図１

Description

この発明は、回転電機や内燃機関など回転機器の回転角度を検出するレゾルバの出力信号から、該レゾルバのデジタル回転角度信号に変換するレゾルバ／デジタル変換装置およびレゾルバ／デジタル変換方法に関するものである。

従来より自動車のパワーステアリングや工作機器のサーボモータ等に各種の回転機が使用されているが、回転機における回転子の回転角度を検出するために回転角度センサが用いられる。回転角度を検出するセンサとしては、交流励磁を利用する２相のレゾルバ、または正弦波状に着磁した回転子と２個の半導体磁気センサからなる回転角度センサ等が使用される。レゾルバは、回転子と固定子の間のリアクタンスが回転子の位置により変化し、その変化に応じた交流信号を出力するものである。具体的には、固定子に互いに直交する２相巻線を有し、回転子に単相巻線あるいは直交する２相巻線を有する制御変圧器を構成しており、１相励磁／２相出力形や２相励磁／１相出力形などの形式がある。レゾルバから得られる角度検出信号は、位相が９０°異なる余弦波と正弦波の２相のアナログ信号となり、その検出信号は、レゾルバ／デジタル変換器（ＲＤＣ：Resolver Digital Converter、以下ＲＤＣと略記）を用いることにより処理される。

ＲＤＣは、レゾルバからの角度検出信号に基づいて回転子の回転角度位置をデジタルデータである角度情報データに変換して出力するものである。ＲＤＣとしては、アナログ電気回路により角度情報データを得るものと、角度検出信号をＡ／Ｄ（Analog/Digital）コンバータで変換して得られたデジタルデータに基づいて、演算回路により角度情報データを算出するものがある。レゾルバとＲＤＣの組み合わせによる回転子角度の検出時には様々な誤差が発生する。例えば、レゾルバの感度差やＲＤＣ内の増幅度の差により振幅に差が発生し、また、増幅回路やＡ／Ｄコンバータによるオフセット誤差、あるいは経時変化による周期変動やインピーダンスの変動によるサンプリングのタイミング誤差等が加わる。

このような検出誤差を補正して検出精度を高めたりするために、種々の工夫がなされている。例えば、オフセット誤差に対する対策として、特許文献１に開示されているように、Ａ／Ｄコンバータで変換して得られたデジタルデータのうち連続する２サンプルのデータを引き算することによって、直流成分を取り除くようにしているものがある。また、特許文献２に開示されているように、基準となる励磁信号のゼロクロス位置に基づいて、その１周期前のゼロクロス位置との時間差を計算し、レゾルバ信号をＡ／Ｄ変換するサンプリングタイミングを補正しているものもある。

特開２００２−１６２２５５号公報 特開２００７−３１５８５６号公報

しかしながら、上記の特許文献１に記載の構成では、Ａ／Ｄ変換器によるサンプリングを行った連続２回のデータを引き算することにより、データに含まれるオフセット成分を除去していて、この例では、レゾルバの出力信号をＡ／Ｄ変換器にて取込んでおり、Ａ／Ｄ変換時に生じる直流成分誤差や増幅器のオフセット成分含んでＡ／Ｄ変換された誤差を含むデジタル値の誤差に対しては有効である。しかし、回転機にて動作しているレゾルバの温度上昇や経時変化によって信号線のインピーダンスなどが変化し、その結果発生するレゾルバ信号の伝達遅延時間の変動には対応することができない。つまり、サンプリングのタイミングそのものの誤差には対応することができないという問題点がある。

また、上記の特許文献２に記載の構成においても、励磁するための基準交流信号のゼロクロスに基づいてＡ／Ｄ変換のサンプリングのタイミングを決めているが、発振回路の基準交流信号を正しいタイミングとして利用しているので、回転機にて動作しているレゾルバの温度上昇や経時変化によって信号線のインピーダンスなどが変化し、その結果発生するレゾルバ信号の伝達遅延時間の変動に対応することができない。つまり、レゾルバ入力用の基準交流信号の変動に対応しているが、それ以降に発生すると思われるレゾルバに誘起された電圧信号に含まれる時間的誤差成分を除去することはできないという問題点がある。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであって、レゾルバの温度上昇や信号線のインピーダンス変化に対して、レゾルバ信号の伝達遅延時間の変動に対応可能なレゾルバ／デジタル変換装置およびレゾルバ／デジタル変換方法を提供することを目的とする。

第１の発明に係るレゾルバ／デジタル変換装置は、回転機器に取り付けられたレゾルバを所定の周波数で励磁する信号を発生する励磁信号発生回路と、レゾルバが出力する電圧信号を所定の周波数でのサンプリングタイミングでサンプリングするとともに、デジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、デジタル信号に基づいて前記サンプリングタイミングの補正を行う位相補正回路とが設けられており、位相補正回路は、前記サンプリングタイミングで得られたアナログ／デジタル変換器が出力するデジタル信号の振幅レベルに基づいてサンプリングタイミングの位相のずれを判別して前記位相の補正を行い、前記位相の補正によって前記サンプリングタイミングを補正し、アナログ／デジタル変換器は該補正後のサンプリングタイミングを入力してレゾルバの電圧信号をサンプリングするものである。

第２の発明に係るレゾルバ／デジタル変換方法は、回転機器に取り付けられたレゾルバを所定の周波数で励磁し、前記レゾルバが出力する電圧信号を所定の周波数でのサンプリングタイミングでサンプリングするとともにデジタル信号に変換し、前記サンプリングタイミングで得られた前記デジタル信号の振幅レベルに基づいてサンプリングタイミングの位相のずれを判別して位相の補正を行い、この補正後のサンプリングタイミングでもって前記レゾルバ信号をサンプリングするものである。

第１の発明に係るレゾルバ／デジタル変換装置は、前記のような構成を備えているので、レゾルバの温度上昇や信号線のインピーダンス変化や経時変化等に伴って、サンプリングのタイミングがずれたとしても、常に正確な位相でのサンプリングを行うことができ、正確な角度情報を得ることができるという効果がある。
また第２の発明に係るレゾルバ／デジタル変換方法においても、上記第１の発明と同様の効果を得ることができる。

実施の形態１のレゾルバ／デジタル変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１によるサンプリングのタイミングを示すタイムチャートである。 実施の形態１によるサンプリングのタイミングを示すタイムチャートである。 実施の形態１によるサンプリングのタイミングを示すタイムチャートである。 図１における位相補正回路５の構成を示す詳細ブロック図である。 図１における角度演算回路４の構成を示す詳細ブロック図である。 実施の形態２のレゾルバ／デジタル変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３のレゾルバ／デジタル変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態４のレゾルバ／デジタル変換方法を示すフローチャートである。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。
回転機器に取り付けられたレゾルバにはその巻線の方式によって各種の方式があり、回転子巻線にスリップリングとブラシが接続されているものや、回転変圧器が接続されているもの等がある。本発明の対象とするレゾルバは１相励磁／２相以上の出力方式のレゾルバであれば、いずれの構成であっても適用可能である。
図１は、実施の形態１によるレゾルバ／デジタル変換装置１００の構成を示すブロック図である。図１において、図示省略した回転機に取り付けられたレゾルバ１は、回転子の回転位置に従って誘起された２相の電圧信号をレゾルバ信号として出力する。このレゾルバ１に誘起された２相の電圧信号は、それぞれアナログ／デジタル変換器（以下、ＡＤ変換器と称す）２，３でデジタルデータに変換され、その際、励磁周波数（後述する基準正弦波の周波数）の４の整数倍の周波数で離散化処理が行われる。角度演算回路４はＡＤ変換器２，３でサンプリングされたデータを演算することにより、回転子の角度情報を求める。位相補正回路５はＡＤ変換器２，３でサンプリングされたデータを演算することによって、ＡＤ変換器２，３のサンプリングのタイミングを計算し、ＡＤ変換器２，３へサンプリングパルスを出力する。
基準カウンタ６はシステム全体の基準となる基準クロックで動作する。励磁信号発生回路７は基準カウンタ６から出力された基準クロックに基づいてレゾルバ１を励磁するための基準正弦波を励磁信号として出力する。増幅回路８はレゾルバ１を励磁する基準正弦波を増幅する。出力端子９は角度演算回路４で求められた回転子の角度情報のデジタル値を出力する。

次に動作について説明する。
レゾルバ１では、回転子に励磁用の一定周波数の基準正弦波（励磁信号）が印加され励磁される。その結果、固定子に設けられて互いに直交した２つの巻線に電圧が誘起され、その電圧の値は回転子の角度によって変化しながら出力される。すなわち、励磁信号の角速度をω［ｒａｄ／ｓ］、励磁信号の角度をωＴ［ｒａｄ］、回転子の角度をＮθ［ｒａｄ］とし、印加された交流電圧から得られる誘起電圧の振幅比をＫとすると、レゾルバ１に誘起される２相の電圧信号はそれぞれＶｓｉｎ、Ｖｃｏｓとすると、

となる。レゾルバ／デジタル変換装置１００は、この回転子の角度Ｎθをデジタル値として求める機能を有するものであり、式（１）、式（２）を変形して、

として求めることができる。なお、正確に角度Ｎθを計算して求めるためには、ｓｉｎωＴ＝１、あるいはｓｉｎωＴ＝−１となる位相でサンプリングする必要がある。レゾルバ１の出力するこの電圧信号Ｖｓｉｎ、およびＶｃｏｓが、ＡＤ変換器２、３に入力されている。
角度演算回路４は、ＡＤ変換器２、３の出力に対して、上記（３）式のような演算を行うことによりＮθを求める。なお、レゾルバ１からの電圧信号は、回転子の角度に基づく正弦波を励磁信号で振幅変調された波形と見ることができるので、例えば同期検波による復調を行うことによってｓｉｎωＴによる変調成分を除去することも可能である。ｓｉｎωＴを除けば、（３）式によりＮθを求めることができる。

位相補正回路５は、ＡＤ変換器２，３のサンプリングのタイミングをｓｉｎωＴ＝１、かつｓｉｎωＴ＝−１となるタイミングになるように位相補正する。励磁周波数の４倍の周波数でサンプリングを行う場合、ωＴ＝０、π／２、π、３π／２の４点でサンプリングを行うことが必要である。その場合、図２（ａ）に示すように、ａ１、ｂ１、ａ２、ｂ２の位相のデータを得ることができ、サンプリング位相にずれがなければ、ａ１＝０、ａ２＝０となるデータが得られる。ｂ１、ｂ２の値は角度を計算するために用いられる。ここで、図２（ｂ）に示すようにサンプリング位相が遅れる方向にずれた場合、ａ１はゼロでなく正の値をとり、ａ２は負の値をとる。一方、ｂ１、ｂ２においてもπ／２、３π／２の正しい位相からずれたタイミングでサンプリングされる。したがって、ａ１、ａ２の符号を調べることによりサンプリング位相の前後のずれが判別でき、また、その振幅値から計算すればずれた位相量を知ることができる。図３（ａ）に正常な動作のケース、図３（ｂ）にサンプリング位相が遅れているケース、図３（ｃ）にサンプリング位相が進んでいるケースの３つの例を示す。ここで図３（ｂ）のサンプリング位相が遅れているときは、図２（ｂ）に示したケースと同じであり、ａ１が正のデータ、ａ２が負のデータとなる。逆にサンプリング位相が進んでいるときは、図３（ｃ）に示すようにａ１が負のデータ、ａ２が正のデータとなる。

本発明においては、ωＴ＝０、πの位相の信号がサンプリング位相の調整に必要であるため、４倍、８倍、１２倍など励磁周波数の４の整数倍の周波数でサンプリングを行うことにより、前述したようなサンプリング位相の調整を行うことが可能となる機能を備えている。

ここで、サンプリング位相をできる限り正確に補正するには、励磁周波数よりもはるかに高い周波数のクロックを基準クロックとして用いる必要がある。一方、レゾルバ／デジタル変換処理では、励磁周波数の１周期を基本単位として角度を計算する場合が多い。したがって、回路構成においては、内部の信号処理用には高い周波数のシステムクロックを用いて行い、角度演算結果のみ励磁信号の周波数で出力するような構成をとる。ＡＤ変換のサンプリング位相の補正は、このシステムクロックに基づいて行う。
図１における基準カウンタ６は上記したシステムクロック単位で動作する基準カウンタである。システムクロックは、一般的には、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚの周波数となる。とくに周波数が高い場合は、百ＭＨｚを超える場合もある。
励磁信号発生回路７は、レゾルバ１を励磁するための正弦波を発生する回路である。一般的には、ＲＯＭ（Read Only Memory）を用いてデジタル的に正弦波を生成する場合が多く、出力したデジタルデータはデジタル／アナログ変換器（ＤＡ変換器）でアナログ波形に変換される。なお、マイコン等から矩形波を出力し、外部のフィルタを使って正弦波に波形整形する方法も可能である。
増幅回路８は、レゾルバ１を励磁するための正弦波の駆動回路となる。出力端子９は角度演算回路４で計算した角度情報のデジタル値が出力され、少なくとも励磁周波数の１周期に１回出力される。

図４はＡＤ変換器２，３のサンプリング位相の補正を行うタイミングの例を示した図である。この図では、システムクロックの３クロック分の補正を行っている一例である。補正前では、基準カウンタ６がｎ＋８の値を出力したときに、ＡＤ変換用のサンプリングパルスを出力しているが、３クロック分の補正を行った結果、基準カウンタ６の値がｎ＋３の値を出力したときにサンプリングパルスを出力するように制御される。なお、クロックの補正量はＡＤ変換のダイナミックレンジとも関連する。次に、具体的に得られた振幅値から位相のずれ量に換算する一例を説明する。

例えば、励磁周波数を１０ＫＨｚ、システムクロックを２０ＭＨｚとし、ＡＤ変換のｂｉｔ数を１２ｂｉｔ（４０９６：−２０４８〜＋２０４７）、電圧の最大値がＡＤ変換のフルスケールと一致しているとする。このとき、励磁周波数の１周期は、
２０ＭＨｚ／１０ＫＨｚ＝２０００
となり、システムクロック２０００カウントが１周期となる。サンプリングしたデータにおいて、本来出力がゼロの値となるωＴ＝π／２のタイミングで、出力の値が＋２０の値となったとすると、角度がゼロに近いところでは、

の近似が成り立つので、位相のずれ量は、約２０／２０４８［ｒａｄ］となる。この位相のずれ量は、以下のように３クロック分に相当する。

従って、振幅レベルで±２０の誤差があったケースでは、基準カウンタ６において３クロック分の補正を前後に行うことによりタイミングを調整することが可能となる。なお、このような近似を用いた計算方法はあくまで一例であり、他の計算方法を用いて位相のずれ量を求めても良い。
また、レゾルバ１の励磁周波数に対して４倍の周波数でサンプリングを行う場合、励磁周波数の１周期のうちに４回のパルスを出力することになるので、各パルス出力のタイミングがそれぞれ３クロック分補正される。例えば、上記の例では、１周期２０００のカウンタとなるので、補正なしの状態では０、５００、１０００、１５００の位置で立ち上がりが得られるように制御されたとすると、３クロック分の補正の結果、４９７、９９７、１４９７、１９９７の位置で立ち上がりが得られるように制御される。なお、タイミングの補正処理は、励磁信号の一周期と同期するので、サンプリングの４回目のパルスが出力された後に補正値を出力してタイミングの更新を行い、次の励磁の周期でその値が反映されたサンプリングパルスが出力されるよう制御される。
励磁信号の周波数と基準カウンタ６のクロック周波数の関係で位相の誤差を完全にゼロとすることは出来ないが、最終的には０度と１８０度の位相におけるレゾルバ信号の振幅がある一定の値χ以下となる基準として、
Ｓｉｎ（０＋α）＜χ
Ｓｉｎ（π＋α）＜χ
となるように位相量α［ｒａｄ］による補正を行う。

次に、位相補正回路５の動作について説明する。
図５は、図１における位相補正回路５の詳細なブロック図である。入力端子１０は基準カウンタ６によるカウンタ出力値が入力される。入力端子１１、１２はそれぞれレゾルバ１の２相の電圧信号のデジタル値が入力される。出力端子１３はＡＤ変換器２、３のためのサンプリングパルスを出力する。遅延回路１４、１５はＡＤ変換器２，３のサンプリングパルスを基準としたサンプリングパルスの２パルス分の遅延を行う遅延回路であり、補正量計算回路１６は、入力端子１０からの入力、および入力端子１１、１２の入力、および遅延回路１４、１５の出力からサンプリング用パルスの正しい出力タイミングを計算して補正量を出力する。比較回路１７は基準カウンタ６のカウンタ値と補正量計算回路１６の出力を比較する。

次に、補正量計算回路１６の動作について説明する。補正量計算回路１６は、前述したような計算に基づいてサンプリングされた振幅値から位相の補正量を計算する。入力端子１０から入力される基準カウンタ６の値は、ωＴ＝π／２、３π／２のタイミングを区別するために用いられ、遅延回路１４、１５はωＴ＝π／２、３π／２における正負の値を同時に処理するために用いられる。つまり、遅延回路１４、１５の出力は、ちょうど位相がπだけ遅れたデータであり、これによりｂ１、ｂ２の値を同時に処理することが可能となる。この例では、正負の値やレゾルバ１の電圧信号が２相分入力されているが、これは正確な結果を求めるために２相分のデータから補正量の計算を行うように構成しているためである。回路を簡素化する目的で、１相分のみの結果から補正量を計算してもよい。また、ノイズなどによる誤差成分を除去する目的で、データ信号に低域通過フィルタなどを挿入することも可能である。

なお、本実施の形態１では、基準カウンタ６に対するサンプリングタイミングの補正量は定常的に一定として次の励磁周期で補正するように構成しているが、補正量が周期的に変化する場合への対応も考えられる。例えば、回転子の機械角の位置によって周期的にサンプリングタイミングがずれたり、ばらつくような場合では、あらかじめその機械角の位置や周期を記憶しておき、その機械角の位置に応じて補正量を調整することもできる。すなわち、レゾルバ信号の振幅から補正量を計算すると同時に、その機械角の位置や周期に応じた補正量を記憶して出力するような構成によって実現することができる。
また、回転周波数や回転周波数の変化の割合に応じてサンプリングタイミングの補正量を切り替えることも可能である。サンプリング位相の補正量が回転周波数に依存するような場合は、その値と組み合わせて補正することも可能である。また、加減速など回転周波数が急激に変化する場合は、その変化量に応じて補正量を調整するような構成も考えられる。変化量に応じてどの程度補正が必要かを積分・記憶しておき、その加減速の変化量に応じたサンプリングタイミングの補正を実施する。

図６は、図１における角度演算回路４の詳細なブロック図の一例である。ここでは、同期検波を用いたＡＭ復調処理を行って角度を求める例を示している。入力端子１８、１９は２相のレゾルバ信号のデジタル値が入力される。入力端子２０は基準カウンタ６のカウンタ値が入力される。出力端子２１は計算された角度情報のデジタル値が出力される。変調波生成回路２２はＡＭ復調するために、変調波と同じ周波数でかつ同じ位相となる正弦波を発生する。乗算回路２３、２４は変調波生成回路２２から出力された正弦波とレゾルバ信号との乗算を行う。乗算回路２３，２４の出力は低域通過フィルタ２５，２６を介し、逆正接（ａｒｃＴａｎ）の演算を行う関数回路２７に入力される。同期検波によるＡＭ復調では、変調波と同じ正弦波を乗算し、その結果から高調波成分を除去することにより元の信号を得るものである。低域通過フィルタ２５，２６の出力が、ｓｉｎＮθ、ｃｏｓＮθの値となるので、この結果の比（ｓｉｎＮθ／ｃｏｓＮθ）に対して逆正接（ａｒｃＴａｎ）演算を行うことによりＮθを求める。なお、角度演算回路４の出力となる角度情報は励磁周波数の１周期ごとに出力される。なお、角度演算の計算方法は、この方法に限定するのではなく他の演算方法を適用してもよい。

以上説明したように、この実施の形態１によれば、レゾルバ信号に対して励磁信号の周波数の１周期のうち４回サンプリングを行い、そのうちゼロとなるべきタイミングでのデータの振幅レベルを利用して位相のずれを補正するように構成したので、温度や経時変化によってサンプリングのタイミングがずれたとしても、常に正確な位相でのサンプリングを行うことができ、長期の使用が可能となり、かつ正確な角度情報を得ることが可能である。
また、機械角の位置によるバラツキや回転周波数の変化によってサンプリングタイミングがずれたとしても、常に正確な位相でのサンプリングを行うことができ、その結果正確な角度情報を計算することが可能である。

実施の形態２．
次に実施の形態２を図に基づいて説明する。
図７は実施の形態２によるレゾルバ／デジタル変換装置１００を示すブロック図である。この実施の形態２と前述した実施の形態１との相違は、ＡＤ変換のサンプリング位相を２相とも共通に制御するのでなく、各々個別に制御可能とする点である。図７において、図１と同じ動作を行うものについては同じ番号を付しており、それらの説明は省略してそれ以外の部分について説明する。サンプリングパルスを２相出力する位相補正回路２８は、基準カウンタ６の出力とＡＤ変換器２の出力とによって２相のうちの一方の相のサンプリングパルスの位相の補正量を計算し、基準カウンタ６の出力とＡＤ変換器３の出力とによって２相のうちの他方の相のサンプリングパルスの位相の補正量を計算する。この実施の形態２では、ＡＤ変換器２とＡＤ変換器３のサンプリングのタイミング補正量が異なる場合でも対応できるように構成しており、前述した計算方法に基づいて補正量を決定し独立にタイミングを補正している。
このようにこの実施の形態２では、２相のレゾルバにおいて、温度や経時変化によってアナログ／デジタル変換器２，３のサンプリングのタイミングがずれた場合においても、レゾルバ１に出力する励磁信号の出力タイミングを調整することによって相対的にサンプリング位相の調整を行い、常に正確な位相でのサンプリングを可能として、その結果正確な角度情報を計算することが可能である。

実施の形態３．
次に実施の形態３を図に基づいて説明する。
図８は実施の形態３によるレゾルバ／デジタル変換装置１００を示すブロック図である。この実施の形態３と前述した実施の形態１との相違は、ＡＤ変換器２、３のサンプリングの位相を制御するのでなく、励磁信号の出力タイミングを制御する点である。図８において、図１と同じ動作を行うものについては同じ番号を付しており、それらの説明は省略してそれ以外の部分について説明する。サンプリングパルスを出力するとともに励磁信号の位相制御信号を出力する位相補正回路２９の出力は、励磁信号発生回路３０に入力される。位相補正回路２９は、基準カウンタ６からの出力とＡＤ変換器２、３の出力からタイミングの補正量を計算する。実施の形態１においては、サンプリングのタイミングを補正するよう制御していたが、この実施の形態３ではサンプリングのタイミングに合うように励磁信号の出力タイミングを調整している。位相のずれ量の計算方法は実施の形態１と同様である。励磁信号発生回路３０は、位相補正回路２９からの入力に基づいて励磁信号を出力するタイミングを調整して出力する。
このようにこの実施の形態３では、また２相のレゾルバにおいて、２つの相の信号の伝播遅延時間がそれぞれ異なるように変動したとしても、常に正確な位相でのサンプリングを行うことができ、その結果正確な角度情報を計算することが可能である。

実施の形態４．
次に実施の形態４について説明する。
図９は、本発明の実施の形態４によるレゾルバ／デジタル変換方法を示すフローチャートである。この実施の形態４と第１の実施の形態１との相違は、ソフトウェアで処理する点である。レゾルバ／デジタル変換処理を行う場合、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などを用いることが可能であるが、その場合の制御フローチャートを図９に示す。図９において、Ｓ１はＡＤ変換された２相のレゾルバ信号のデジタル値を入力する入力ステップ、Ｓ２はシステムクロックで動作する基準カウンタの出力をゼロに設定するリセット動作のステップ、Ｓ３はシステムクロックで動作する基準カウンタに＋１の加算を行うインクリメントのステップ、Ｓ４はサンプリングのタイミングの補正量を計算するステップ、Ｓ５、Ｓ６は同期検波処理等によって２相のレゾルバ信号から角度に基づく正弦波と余弦波を抽出するＡＭ復調のステップ、Ｓ７はサンプリングの出力タイミングを決定するためにカウンタ値との比較を行うステップ、Ｓ８は逆正接（ａｒｃＴａｎ）の関数演算を行うステップ、Ｓ９はレゾルバへの励磁信号を出力するステップ、Ｓ１０はＡＤ変換器２，３へのサンプリングパルスを出力するステップ、Ｓ１１はデジタル角度情報を出力するステップである。

次に動作について説明する。
マイクロコンピュータ等によるソフトウェアで処理を行う場合、計算処理の基本単位はシステムクロックのような高速のクロックに基づいて行われる。図９は、レゾルバの信号を角度情報に変換して出力するフローチャートであるが、励磁正弦波出力のステップＳ９、およびサンプリングパルス出力のステップＳ１０、および角度情報出力のステップＳ１１の実行周期は異なっている。角度情報出力のステップＳ１１は、励磁周波数の１周期毎に実行されて角度情報が出力され、また、サンプリングパルス出力のステップＳ１０は、励磁周波数の１周期のうちに４回実行されサンプリングパルスが出力される。励磁正弦波出力のステップＳ９は、システムクロックを基準としたある周期毎に実行される。

ステップＳ１では、ＡＤ変換してデジタル化された２相のレゾルバ信号が励磁信号の１周期のうちに４回取り込まれる。このフローチャートの処理の基本となる周期は励磁信号の１周期を想定しているので、最初に基準カウンタのリセットとしてステップＳ２を行い、基準カウンタが励磁信号の１周期の値に進むまでに各処理を実行する。なお、ハードウェア的に自動的にリセットがかかるような構成では、ステップＳ２は不要である。ステップＳ３は基準カウンタのインクリメントを行うステップであり自動的にカウンタが進む場合は、このステップも不要である。ステップＳ４では入力されたレゾルバのデータからサンプリングタイミングの補正量の計算を行う。計算方法は前述した方法と同じである。ステップＳ４で補正すべきタイミングが求められれば、ステップＳ７に補正値を渡す。ステップＳ７は、ステップＳ４から渡された値を保持し、次の周期の実行からその値を反映してサンプリングパルスの出力タイミングの制御を行う。ステップＳ７は、基準カウンタ６が所望の値になったときに、ステップＳ１０にサンプリングパルスを出力するように動作し、励磁周波数の４倍の周波数でＡＤ変換を行う場合では、ステップＳ１０では、励磁１周期に４回パルスを出力する。
ステップＳ５、Ｓ６は同期検波によるＡＭ復調のステップである。ステップＳ８は、ステップＳ５、Ｓ６で求めた結果を用い、逆正接（ａｒｃＴａｎ）の関数計算に基づいてＮθを求めるステップである。ステップＳ９は、励磁信号を出力するステップであり、一般的にはＲＯＭを用いて正弦波波形に変換することが多い。出力するタイミングは処理可能な速度に依存する。とくに処理速度が早い場合では、システムクロックと同期して出力できるが、システムクロックの２分の１や４分の１等の低速度でも励磁信号の出力として動作可能である。ステップＳ１０はサンプリングパルスを出力するステップでありＡＤ変換用のパルスを出力し、ステップＳ１１は計算したデジタル角度情報を出力する。

このようにこの実施の形態４によるレゾルバ／デジタル変換方法は、前記した実施の形態１と同様の効果を奏する。

なお、前記実施の形態１〜４では、レゾルバは２相のレゾルバ信号を出力する例を示したが、これに限らず２相以上を出力する場合であってもよい。

１ レゾルバ、２，３ ＡＤ変換器、４ 角度演算回路、５ 位相補正回路、
６ 基準カウンタ、７ 励磁信号発生回路、１００ レゾルバ／デジタル変換装置。

Claims (8)

1. 回転機器に取り付けられたレゾルバを所定の周波数で励磁する励磁信号を発生する励磁信号発生回路と、前記レゾルバが出力する電圧信号を所定の周波数でのサンプリングタイミングでサンプリングするとともに、デジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、前記デジタル信号に基づいて前記サンプリングタイミングの補正を行う位相補正回路とが設けられたレゾルバ／デジタル変換装置において、
   前記位相補正回路は、前記サンプリングタイミングで得られた前記アナログ／デジタル変換器が出力するデジタル信号の振幅レベルに基づいて前記サンプリングタイミングの位相のずれを判別して前記位相の補正を行い、前記位相の補正によって前記サンプリングタイミングを補正し、前記アナログ／デジタル変換器は該補正後のサンプリングタイミングを入力して前記レゾルバの電圧信号をサンプリングすることを特徴とするレゾルバ／デジタル変換装置。
2. 回転機器に取り付けられたレゾルバを所定の周波数で励磁する励磁信号を発生する励磁信号発生回路と、前記レゾルバが出力する電圧信号を所定の周波数でのサンプリングタイミングでサンプリングするとともに、デジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器と、基準となるクロックで動作する基準カウンタと、前記デジタル信号および前記基準カウンタの出力に基づいて前記サンプリングタイミングの補正を行う位相補正回路とが設けられたレゾルバ／デジタル変換装置において、
   前記位相補正回路は、前記サンプリングタイミングで得られた前記アナログ／デジタル変換器が出力するデジタル信号の振幅レベルおよび前記基準カウンタの出力に基づいて前記サンプリングタイミングの位相の補正を行い、前記位相の補正によって前記サンプリングタイミングを補正し、前記励磁信号発生回路は、該補正後のサンプリングタイミングに合致するように前記励磁信号の出力タイミングを制御することを特徴とするレゾルバ／デジタル変換装置。
3. 前記位相補正回路は、前記アナログ／デジタル変換器の出力する各相毎のデジタル信号のそれぞれの振幅レベルに基づいて前記サンプリングタイミングの位相のずれを判別して、それぞれのサンプリングタイミングの位相の補正を行うことを特徴とする請求項１に記載のレゾルバ／デジタル変換装置。
4. 前記レゾルバが出力する電圧信号は、２相以上の信号であることを特徴とする請求項１、請求項２のいずれか１項に記載のレゾルバ／デジタル変換装置。
5. 前記サンプリングタイミングの所定の周波数は、前記レゾルバを励磁する周波数の４の整数倍であることを特徴とする請求項１，請求項２のいずれか１項に記載のレゾルバ／デジタル変換装置。
6. 前記位相補正回路の行うサンプリングタイミングの位相の補正は、前記アナログ／デジタル変換器が出力するデジタル信号のゼロレベルからの位相のずれを利用して行うことを特徴とする請求項１，請求項２のいずれか１項に記載のレゾルバ／デジタル変換装置。
7. 回転機器に取り付けられたレゾルバを所定の周波数で励磁し、前記レゾルバが出力する電圧信号を所定の周波数でのサンプリングタイミングでサンプリングするとともにデジタル信号に変換し、前記サンプリングタイミングで得られた前記デジタル信号の振幅レベルに基づいて前記サンプリングタイミングの位相のずれを判別して前記位相の補正を行い、この補正後のサンプリングタイミングでもって前記レゾルバの電圧信号をサンプリングすることを特徴とするレゾルバ／デジタル変換方法。
8. 前記レゾルバが出力するレゾルバの電圧信号は、２相以上の信号であることを特徴とする請求項７に記載のレゾルバ／デジタル変換方法。

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