JP5895680B2 - 信号処理装置 - Google Patents

Description

本発明は、位置検出対象の位置情報に応じて交流の励磁信号が振幅変調された被変調波と、前記励磁信号とに基づき前記位置情報を復調する復調手段を備える信号処理装置に関する。

この種の信号処理装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、回転体の回転角検出用のレゾルバから出力される一対の被変調波について、実際の値に対して所定値ずれる誤差（オフセット誤差）を除去する技術が知られている。詳しくは、この技術では、まず、被変調波の最大値及び最小値をサンプリングし、サンプリングされた最大値及び最小値から被変調波の平均値を算出する。そして、上記平均値に基づき被変調波を補正することで、被変調波からオフセット誤差を除去する。

特開２００５−２０８０２８号公報

ここで、上記技術では、被変調波を補正できる機会が制約されることが考えられる。この理由は、被変調波がその最大値及び最小値となるタイミングと、被変調波のサンプリングタイミングとが一致することがまれであるためである。特に、回転角検出対象の回転速度が高いほど、規定期間におけるサンプリング回数が少なくなることから、被変調波がその最大値及び最小値となるタイミングと被変調波のサンプリングタイミングとが一致する機会の低下が顕著となる。

また、別の理由は、回転体の回転速度が低い場合、上記最大値及び最小値に基づく平均値によってオフセット誤差を精度よく把握できないためである。これは、回転体の回転速度が低い場合、被変調波の理想的な波形（正弦波）からの歪みが大きくなることに起因する。

なお、オフセット誤差は、被変調波に限らず、励磁信号にも含まれることがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、オフセット誤差を補正可能な機会を拡大できる信号処理装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、位置検出対象（１０ａ）の位置情報（θ）に応じて交流の励磁信号（Ｓｃ）が振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）と、前記励磁信号とを該励磁信号の１周期の間に複数サンプリングするサンプリング手段（４８）と、前記サンプリングされた前記励磁信号及び前記被変調波に基づき、前記位置情報を復調する復調手段（５６，５８，６０，６２，６４，６６）と、前記励磁信号及び前記被変調波のうち少なくとも１つである補正対象パラメータについて、該補正対象パラメータのＭ周期（Ｍは正の整数）に渡って前記サンプリング手段によってサンプリングされた値の１組又は複数組からオフセット誤差の補正値（ΔＶ＃；＃＝ｒ，ｃ，ｓ）を算出する補正値算出手段（７０）と、前記補正値算出手段によって算出された前記補正値に基づき、前記復調に用いる前記サンプリングされた前記補正対象パラメータを補正する誤差補正手段（５４ａ，５４ｂ，５４ｃ）と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、上記サンプリング手段及び補正値算出手段を備えることで、都度のサンプリング値に基づきオフセット誤差を定量化した上記補正値を算出できる。このため、例えば、上記特許文献１に記載された技術と比較して、補正対象パラメータを補正可能な機会を拡大することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるオフセット補正値算出処理の手順を示す流れ図。 回転子の停止時におけるオフセット補正値の算出の概要を示す図。 回転子の回転時におけるオフセット補正値の算出の概要を示す図。 第２の実施形態にかかるオフセット補正値算出処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるオフセット補正値算出処理の手順を示す流れ図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる信号処理装置をレゾルバのデジタルコンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。インバータＩＮＶは、モータジェネレータ１０と図示しないバッテリとの間の電力の授受を仲介する。モータジェネレータ１０の回転子１０ａの回転角θ（電気角）は、レゾルバ２０によって検出される。本実施形態では、レゾルバ２０として、１つの1次側コイル２２と、２つの２次側コイル２４，２６とを備える１相励磁２相出力型のものを用いている。以下、回転角θを検出するための構成について説明する。

本実施形態では、回転角θを検出するための構成として、レゾルバ２０に加えて、インターフェース回路２８及びマイクロコンピュータ（マイコン３０）を備えている。レゾルバ２０の１次側コイル２２は、モータジェネレータ１０の回転子１０ａに機械的に連結されている。１次側コイル２２は、正弦波状の交流信号（励磁信号Ｓｃ）によって励磁される。励磁信号Ｓｃは、マイコン３０内蔵のＰＷＭ生成部３２及び発振器３４と、インターフェース回路２８内蔵の２次遅れ要素３６及び増幅回路３８とによって生成される。詳しくは、ＰＷＭ生成部３２は、発振器３４から出力されるクロックに基づきＰＷＭ信号を生成する。生成されたＰＷＭ信号は２次遅れ要素３６に入力され、２次遅れ要素３６の出力電圧が増幅回路３８によって増幅されることで励磁信号Ｓｃが生成される。なお、本実施形態において、励磁信号Ｓｃの周波数は固定値とされている。

上記励磁信号Ｓｃが１次側コイル２２に入力されると、１次側コイル２２に磁束が生じる。１次側コイル２２に生じた磁束は、一対の２次側コイル２４，２６を鎖交する。ここで、２次側コイル２４，２６のそれぞれと１次側コイル２２との相互インダクタンスは、回転子１０ａの回転角θに応じて周期的に変化するように構成されている。これにより、２次側コイル２４，２６を鎖交する磁束数は、周期的に変化する。特に、本実施形態では、２次側コイル２４，２６のそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるようになっている。これにより、２次側コイル２４，２６のそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。すなわち、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎωｔ」とすると、被変調波は、それぞれ「ｓｉｎθ×ｓｉｎωｔ」と「ｃｏｓθ×ｓｉｎωｔ」となる。

上記増幅回路３８の出力電圧は、差動増幅回路４０によって電圧変換される。一方、２次側コイル２４の出力電圧は、差動増幅回路４２によって電圧変換され、２次側コイル２６の出力電圧は、差動増幅回路４４によって電圧変換される。これら差動増幅回路４０，４２，４４の出力信号は、ノイズ除去用のローパスフィルタ４６を介してマイコン３０のアナログデジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器４８）に入力される。なお、図中、Ａ／Ｄ変換器４８に入力される電圧のうち、差動増幅回路４０の出力電圧に対応するものを「ＳＣ」で示し、差動増幅回路４２の出力電圧に対応するものを「Ｓｉｎ」で示し、差動増幅回路４４の出力電圧に対応するものを「Ｃｏｓ」で示した。

Ａ／Ｄ変換器４８は、発振器３４から出力されるクロックに基づき、励磁信号ＳＣをデジタルデータに変換する（励磁信号ＳＣをサンプリングする）。また、Ａ／Ｄ変換器４８は、上記クロックに基づき、被変調波Ｓｉｎをデジタルデータに変換する（被変調波Ｓｉｎをサンプリングする）。さらに、Ａ／Ｄ変換器４８は、上記クロックに基づき被変調波Ｃｏｓをデジタルデータに変換する（被変調波Ｃｏｓをサンプリングする）。

なお、本実施形態では、励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓが取り得る電圧範囲をＡ／Ｄ変換器４８の所定の入力電圧範囲（例えば０〜５Ｖ）とすべく、差動増幅回路４０，４２，４４の増幅率と、励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの基準電位とが決定されている。特に、本実施形態では、励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの基準電位を上記入力電圧範囲内の規定電位Ｖｂ（例えば、上記入力電圧範囲の中央値である２．５Ｖ）に統一すべく、これら差動増幅回路４０，４２，４４に共通の電源５０が接続されている。ちなみに、励磁信号ＳＣの基準電位とは、例えば、励磁信号ＳＣが正弦波である場合において、励磁信号ＳＣの１周期におけるこの信号の平均値のことである。また、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの基準電位とは、例えば、回転子１０ａの回転速度（電気角速度）が一定である場合において、回転子１０ａの１回転周期における被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの平均値のことである。

また、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器４８として１２ビット仕様のものを用いている。そして、本実施形態では、上記規定電位ＶｂをＡ／Ｄ変換器４８の所定のデジタル単位（２０４８ＬＳＢ）に対応させる設定がなされている。

Ａ／Ｄ変換器４８の出力信号は、中央処理装置（ＣＰＵ５２）に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。図１では、ＣＰＵ５２によって行われるソフトウェア処理のうち、特に、回転角θの算出処理等について、ブロック図で示している。

補正部５４ａ〜５４ｃは、Ａ／Ｄ変換器４８によってサンプリングされた励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓを補正する。具体的には、補正部５４ａは、励磁信号ＳＣから励磁信号用補正値ΔＶｒを加減算することで励磁信号ＳＣを補正し、補正部５４ｂ，５４ｃは、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓから被変調波用補正値ΔＶｓ，ΔＶｃを加減算することで被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓを補正する。なお、図1には、補正された励磁信号ＳＣをレファレンス「ＲＥＦ」で示し、補正された被変調波を「ＳＩＮ，ＣＯＳ」で示した。また、励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの補正に関しては、後に詳述する。

余弦関数乗算器５６は、回転角θの算出値（以下、算出角φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを補正部５４ｂの出力値（被変調波ＳＩＮ）に乗算する。一方、正弦関数乗算器５８は、算出角φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを補正部５４ｃの出力値（被変調波ＣＯＳ）に乗算する。制御偏差算出部６０は、余弦関数乗算器５６の出力値から正弦関数乗算器５８の出力値を減算することで、制御偏差εを算出する。

この制御偏差εは、差動増幅回路４０，４２，４４や増幅回路３８のゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｅｑ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｅｑ１）
この制御偏差εが「０」となる場合、実際の回転角θと算出角φとが一致する。ここで、制御偏差εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。

すなわち、レファレンスＲＥＦは、２値検波信号算出手段としての検波信号生成部６２に入力され、ここで、レファレンスＲＥＦと「０」との大小比較に応じて「１」又は「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部６２では、レファレンスＲＥＦが「０」以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。

同期検波部６４は、制御偏差εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。なお、被検波量εｃは、実際の回転角θと算出角φとの差が「０」となることで「０」となってかつ、その符号によって、算出角φが実際の回転角θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。

被検波量εｃは、角度算出部６６に入力される。角度算出部６６は、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に、比例要素、２重積分要素及び位相補償フィルタ「（ｂｓ＋１）／（ａｓ＋１）」を備えるものを例示した。ここで、２重積分要素を用いたのは、回転角θが一定速度で変化する場合に算出角φに定常偏差が生じないことを狙ったものである。

上記算出角φは、上記余弦関数乗算器５６及び正弦関数乗算器５８に加えて、制御処理部６８に入力される。制御処理部６８では、モータジェネレータ１０に流れる電流を検出する図示しない電流センサの検出値や、算出角φ等に基づき、インバータＩＮＶの操作信号を生成してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０の制御量（例えば出力トルク）がその指令値（例えば指令トルク）に制御される。

ちなみに、上記制御処理部６８は、レファレンスＲＥＦがゼロクロスすると判断されるごとにパルス状の信号である第１の基準信号Ｓｇ１を出力する機能を有している。この第１の基準信号Ｓｇ１の出力周期は、レファレンスＲＥＦの半周期となる。また、上記制御処理部６８は、算出角φが規定角（例えば０°）に到達すると判断されるごとにパルス状の信号である第２の基準信号Ｓｇ２を出力する機能も有している。なお、第２の基準信号Ｓｇ２の出力周期は、回転子１０ａの１回転周期（３６０°）と同じ周期となる。

ところで、上記差動増幅回路４０から出力される励磁信号ＳＣや、差動増幅回路４２，４４から出力される被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓにオフセット誤差が含まれることがある。オフセット誤差とは、例えば励磁信号ＳＣを例にして説明すると、実際の励磁信号ＳＣの値に対して所定値ずれる誤差のことである。

励磁信号ＳＣや被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓにオフセット誤差が含まれると、算出角φの算出精度が低下するおそれがある。具体的には、例えば、励磁信号ＳＣにオフセット誤差が含まれると、検波信号Ｒｄの符号が被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれる励磁信号ＳＣの符号と相違することに起因して算出角φの算出精度が低下するおそれがある。

こうした問題を解決すべく、本実施形態では、励磁信号ＳＣ等に含まれるオフセット誤差を上記補正部５４ａ〜５４ｃにおいて除去する。本実施形態では、補正部５４ａ〜５４ｃにおいて用いられる励磁信号用補正値ΔＶｒ及び被変調波用補正値ΔＶｓ，ΔＶｃをマイコン３０内蔵の補正値算出部７０によって算出する。

図２に、補正値算出部７０によって実行される補正値算出処理の手順を示す。この処理は、例えば、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。

この一連の処理では、ステップＳ１０において、Ａ／Ｄ変換器４８から出力される励磁信号ＳＣのデジタルデータＲ（ｎ）及び被変調波Ｓｉｎ，ＣｏｓのデジタルデータＳｉｎ（ｎ），Ｃｏｓ（ｎ）（図中、これらデジタルデータを併せてＡ（ｎ）と表記）を取得する。ここで、本実施形態では、図３に示すように、励磁信号Ｓｃの１周期ＴｒｅｆをＡ／Ｄ変換器４８におけるサンプリング周期Ｔａｄで除算した値がＮ（Ｎは２以上の整数）となるようにＡ／Ｄ変換器４８のサンプリング周期Ｔａｄが設定されている。特に、本実施形態では、上記サンプリング周期Ｔａｄが、励磁信号Ｓｃの１周期Ｔｒｅｆを２のＬ乗（Ｌは正の整数で、図中、Ｌ＝４を例示）で除算した周期に設定されている。こうした設定によれば、図２の後述するステップＳ２０において除算処理を行う場合において、除数が「２のＬ乗」となるため、被除数であるデジタルデータをＮビットシフトさせる処理となる。これにより、除算処理に要する時間を好適に短縮できる。ちなみに、図３は、回転子１０ａの回転が停止される場合における励磁信号Ｓｃ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの推移と、第１の基準信号Ｓｇ１の推移とを示す。

図２の説明に戻り、続くステップＳ１２では、回転子１０ａの回転が停止されているか否かを判断する。ここで、回転が停止されているか否かは、例えば、上記算出角φに基づき判断すればよい。

ステップＳ１２において肯定判断された場合には、ステップＳ１４〜Ｓ２２において、Ａ／Ｄ変換器４８によってサンプリングされた励磁信号ＳＣに基づき励磁信号用補正値ΔＶｒを算出してかつ、上記サンプリングされた被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓに基づき被変調波用補正値ΔＶｓ，ΔＶｃを算出する。詳しくは、ステップＳ１４において否定判断された場合には、ステップＳ１６に進み、前回の積分値Ｓ（ｎ−１）に今回のデジタルデータＡ（ｎ）を加算することで、第１の基準信号Ｓｇ１が前回検出されてから今回の制御周期までのデジタルデータの積分値Ｓ（ｎ）を算出する。

続くステップＳ１８では、前回のサンプリング回数Ｎａｄ（ｎ−１）を１インクリメントすることで、第１の基準信号Ｓｇ１が前回検出されてから今回の制御周期までのサンプリング回数Ｎａｄ（ｎ）を算出する。

一方、上記ステップＳ１４において肯定判断された場合には、励磁信号Ｓｃの１周期に渡ってサンプリングされた１組のデジタルデータの積分が完了したと判断し、ステップＳ２０に進む。ステップＳ２０では、積分値Ｓ（ｎ）をサンプリング回数Ｎａｄ（ｎ）で除算することで補正値ΔＶ＃（＃＝ｒ，ｃ，ｓ）を算出する。そしてステップＳ２２では、積分値Ｓ（ｎ），Ｓ（ｎ−１）及びＡＤ変換回数Ｎａｄ（ｎ），Ｎａｄ（ｎ−１）を初期化する。

こうして算出される補正値ΔＶ＃は、先の図３に示すように、オフセット誤差と等しくなる。そして、算出された補正値ΔＶ＃が補正部５４ａ〜５４ｃに出力されることで、Ａ／Ｄ変換器４８によってサンプリングされた励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓが補正され、これらデジタルデータからオフセット誤差が除去される。

上記ステップＳ１２において否定判断された場合には、回転子１０ａが回転中であると判断し、ステップＳ２４〜Ｓ３２において上記補正値ΔＶ＃を算出する。ここでは、被変調波用補正値ΔＶ￥（￥＝ｃ，ｓ）を、回転子１０ａの１回転周期Ｔｒｖにおける被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータの1組に基づき算出する。これは、図４に示すように、回転子１０ａの回転中においては、１回転周期Ｔｒｖにおける被変調波のデジタルデータの積分値に基づき被変調波のオフセット誤差を定量化可能な一方、励磁信号Ｓｃの１周期における積分値では、被変調波のオフセット誤差を定量化できないことに鑑みたものである。なお、図４は、回転子１０ａが回転される場合の励磁信号Ｓｃ及び被変調波Ｓｉｎの推移と、第２の基準信号Ｓｇ２の出力状態の推移とを示す図である。

図２の説明に戻り、ステップＳ２４において否定判断された場合には、ステップＳ２６に進み、前回の積分値Ｓ（ｎ−１）に今回のデジタルデータＳｉｎ（ｎ），Ｃｏｓ（ｎ）を加算することで、第２の基準信号Ｓｇ２が前回検出されてから今回の制御周期までの被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータの積分値Ｓ（ｎ）を算出する。そして、ステップＳ２８では、前回のサンプリング回数Ｎａｄ（ｎ−１）を１インクリメントすることで、第２の基準信号Ｓｇ２が前回検出されてから今回の制御周期までのサンプリング回数Ｎａｄ（ｎ）を算出する。

一方、上記ステップＳ２４において肯定判断された場合には、回転子１０ａの１回転周期Ｔｒｖに渡ってサンプリングされた１組のデジタルデータの積分が完了したと判断し、ステップＳ３０に進む。ステップＳ３０では、積分値Ｓ（ｎ）をサンプリング回数Ｎａｄ（ｎ）で除算することで被変調波用補正値ΔＶ￥（￥＝ｃ，ｓ）を算出する。そして、ステップＳ３２では、積分値Ｓ（ｎ），Ｓ（ｎ−１）及びＡＤ変換回数Ｎａｄ（ｎ），Ｎａｄ（ｎ−１）を初期化する。

ちなみに、励磁信号用補正値ΔＶｒについては、上記ステップＳ１２において否定判断される状況下であっても、上記ステップＳ１２〜２２で説明したように、励磁信号Ｓｃの１周期Ｔｒｅｆにおける励磁信号のデジタルデータの１組に基づき算出される。

なお、ステップＳ１８、Ｓ２２、Ｓ２８、Ｓ３２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）回転子１０ａの回転が停止中であると判断された場合、励磁信号Ｓｃの１周期Ｔｒｅｆに渡る励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータの平均値として励磁信号用補正値ΔＶｒ及び被変調波用補正値ΔＶｓ，ΔＶｃを算出した。一方、回転子１０ａが回転中であると判断された場合、回転子１０ａの１回転周期Ｔｒｖに渡る被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータの平均値として被変調波用補正値ΔＶｓ，ΔＶｃを算出した。このため、例えば、上記特許文献１に記載された技術と比較して、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの最大値及び最小値をサンプリングする必要がないことから、サンプリングされた励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの補正可能な機会を拡大することができる。

さらに、本実施形態にかかる補正手法によれば、回転子１０ａが回転中であるか停止中であるかにかかわらず、サンプリングされた励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータのそれぞれを個別に補正することもできる。

（２）デジタルデータのサンプリング周期を励磁信号Ｓｃの１周期を２のＬ乗（Ｌは正の整数）で除算した周期に設定した。これにより、補正値ΔＶ＃（＃＝ｒ，ｃ，ｓ）の算出処理に要する時間を好適に短縮することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、回転子１０ａの回転が停止される場合における補正値ΔＶ＃を、励磁信号ＳｃのＭ周期（Ｍは２以上の整数）や、回転子１０ａのＭ回転周期に渡ってサンプリングされたデジタルデータ（Ｍ組のデジタルデータ）の平均値として算出する。

図５に、本実施形態にかかる補正値算出処理の手順を示す。この処理は、補正値算出部７０によって、例えば所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。なお、図５の処理において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２において回転子１０ａの回転が停止されると判断された場合には、ステップＳ１４ａ〜Ｓ２２において、励磁信号ＳｃのＭ周期に渡ってサンプリングされた励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータの平均値として補正値ΔＶ＃を算出する。ここで、ステップＳ１４ａにおいて、励磁信号ＳｃのＭ周期が経過したか否かは、第１の基準信号Ｓｇ１の検出回数が「２×Ｍ」回となったか否かで判断される。

一方、上記ステップＳ１２において否定判断された場合には、ステップＳ２４ａ〜Ｓ３２において、回転子１０ａのＭ回転周期に渡ってサンプリングされた被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータの平均値として補正値ΔＶ￥（￥＝ｃ，ｓ）を算出する。ここで、ステップＳ２４ａにおいて、回転子１０ａのＭ回転周期が経過したか否かは、第２の基準信号Ｓｇ２の検出回数が「Ｍ」となったか否かで判断される。

なお、ステップＳ１８、Ｓ２２、Ｓ２８、Ｓ３２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した補正値ΔＶ＃の算出手法によれば、例えば、デジタルデータにノイズが混入した場合であっても、ノイズが補正値ΔＶ＃の算出に及ぼす影響を緩和できるといった効果を更に得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０の運転状態が過渡運転状態であると判断された場合、被変調波用補正値ΔＶ￥（￥＝ｃ，ｓ）の算出手法を変更する。詳しくは、被変調波用補正値ΔＶ￥として励磁信号用補正値ΔＶｒを用いる。これは、モータジェネレータ１０の運転状態が過渡運転状態とされる状況下においては、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのデジタルデータの平均値によってはオフセット誤差を精度よく定量化できないものの、励磁信号ＳＣのデジタルデータの平均値によれば、励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのそれぞれに含まれるオフセット誤差のうち共通のオフセット誤差を定量化可能であることに鑑みたものである。ここで、上記共通のオフセット誤差は、例えば電源５０の個体差に起因して、差動増幅回路４０，４２，４４に接続される共通の電源５０の出力電位が励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの基準電位を規定電位Ｖｂとするための適切な電位からずれることで生じる。

図６に、本実施形態にかかる補正値算出処理の手順を示す。この処理は、回転子１０ａが回転中であると判断される状況下、補正値算出部７０によって、例えば所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３４において、回転子１０ａの回転速度の変化量Δωの絶対値が規定量Δωｔｈ（＞０）を上回るか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０の運転状態が過渡運転状態であるか否かを判断するための処理である。

ステップＳ３４において肯定判断された場合には、ステップＳ３６に進み、補正部５４ｂ，５４ｃに対して励磁信号用補正値ΔＶｒを出力してかつ、先の図２に示した被変調波用補正値ΔＶ￥（￥＝ｃ，ｓ）の算出を停止する。すなわち、モータジェネレータ１０の運転状態が過渡運転状態とされる場合においては、補正値算出部７０から補正部５４ａ〜５４ｃに出力される補正値は、全て励磁信号用補正値ΔＶｒとされる。

なお、上記ステップＳ３４において否定判断された場合や、ステップＳ３６の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、モータジェネレータ１０の運転状態が過渡運転状態とされる場合において、被変調波用補正値ΔＶ￥（￥＝ｃ，ｓ）として励磁信号用補正値ΔＶｒを用いた。このため、被変調波用補正値ΔＶ￥の算出精度が低下する状況下においても、励磁信号用補正値ΔＶｒを用いて被変調波の補正を継続させることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態において、上記規定電位Ｖｂ（例えば２．５Ｖ）をＡ／Ｄ変換器４８の「０ＬＳＢ」に対応させる設定としてもよい。こうした設定に加え、サンプリング周期を励磁信号Ｓｃの１周期を２のＬ乗（Ｌは正の整数）で除算した周期に設定することで、励磁信号Ｓｃの１周期に渡ってサンプリングされた励磁信号ＳＣ，回転子１０ａの１回転周期に渡ってサンプリングされた被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの加算値として補正値ΔＶ＃（＃＝ｒ，ｃ，ｓ）を算出することができる。すなわち、除算指令を行うことなく、加算指令のみで補正値ΔＶ＃を算出することができるため、補正値算出処理の簡素化を図ることができる。

・上記第２の実施形態では、励磁信号の連続した複数の周期に渡る励磁信号のサンプリング値の平均値として励磁信号用補正値ΔＶｒを算出したがこれに限らない。例えば、励磁信号について、互いに離間する周期における励磁信号のサンプリング値の平均値として励磁信号用補正値ΔＶｒを算出してもよい。なお、被変調波についても同様である。

・２値検波信号算出手段としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、レファレンスＲＥＦが「０」よりも大きい場合に検波信号Ｒｄを「１」としてかつ、レファレンスＲＥＦが「０」以下である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とするものであってもよい。

・励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの基準電位を規定電位Ｖｂとするための電源としては、共通の電源５０に限らない。例えば、差動増幅回路４０，４２，４４に各別の電源を接続してもよい。この場合であっても、励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓに共通のオフセット誤差以外のオフセット誤差が含まれるとき、先の図２，図５で説明した補正手法によって励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓを補正することは有効である。なお、この場合、先の図６に示した補正手法を採用することはできない。

・判断手段としては、回転速度に基づきモータジェネレータ１０の運転状態が過渡運転状態であるか否かを判断するものに限らず、例えば、モータジェネレータ１０のトルクの変化量の絶対値が所定値（＞０）以上であるか否かで判断するものであってもよい。

・制御偏差εとしては、余弦関数乗算器５６の出力値と正弦関数乗算器５８の出力値との和として算出した値「ｓｉｎ（θ＋φ）」であってもよい。この場合、算出角φが負の値として算出されることから、上記算出角φの符号を反転させて実際の回転角を把握すればよい。

・被変調波の復調において、上記検波信号Ｒｄを用いた手法に限らず、例えば、レファレンスＲＥＦを制御偏差εに直接乗算した値を用いる手法を採用してもよい。

・レゾルバとしては、１相励磁２相出力型のものに限らない。例えば、２相励磁２相出力型のものであってもよい。なお、このレゾルバは、一対の１次側コイルのそれぞれに振幅が同一であってかつ位相が互いに９０度異なる交流の励磁信号を入力することにより、一対の２次側コイルのそれぞれから位相が互いに９０度異なってかつ回転子の回転角に応じた一対の被変調波を出力するものである。

・励磁信号を生成するためのインターフェース回路２８の遅れ要素としては、２次遅れ要素３６に限らず、例えば１次遅れ要素であってもよい。

・サンプリング周期Ｔａｄとしては、励磁信号の１周期をＮ（Ｎは２以上の整数）で除算した周期に限らない。例えば、オフセット誤差を定量化できる程度の複数のサンプリング値を励磁信号の１周期に渡って得られることを条件として、サンプリング周期Ｔａｄを、励磁信号の１周期をＮで除算した周期に同期しない周期としてもよい。

・補正対象パラメータとしては、励磁信号ＳＣ及び被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓの双方に限らない。例えば、励磁信号ＳＣ、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのうち少なくとも１つ（全部を除く）であってもよい。

・位置検出対象の位置情報としては、回転子１０ａの回転角に限らない。要は、位置情報に応じて励磁信号を振幅変調可能な位置情報であるなら、他の位置情報であってもよい。この場合であっても、位置情報にオフセット誤差が含まれるなら、上述した補正手法の適用が有効である。

１０ａ…回転子、２０…レゾルバ、４８…Ａ／Ｄ変換器、５４ａ〜５４ｃ…補正部、５６…余弦関数乗算器、５８…正弦関数乗算器、６０…制御偏差算出部、６２…検波信号生成部、６４…同期検波部、６６…角度算出部、７０…補正値算出部。

Claims (5)

1. 回転体（１０ａ）の回転角（θ）に応じて交流の励磁信号（Ｓｃ）が振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）と、前記励磁信号とを該励磁信号の１周期の間に複数サンプリングするサンプリング手段（４８）を備え、
   前記励磁信号及び前記被変調波のそれぞれは、前記サンプリング手段によるサンプリング前に共通の電源（５０）によって基準電位が規定電位（Ｖｂ）とされ、
   前記サンプリングされた前記励磁信号及び前記被変調波に基づき、前記回転角を算出する角度算出手段（５６，５８，６０，６２，６４，６６）と、
   前記励磁信号のＭ周期（Ｍは正の整数）に渡って前記サンプリング手段によってサンプリングされた前記励磁信号の値の１組又は複数組から該励磁信号用のオフセット誤差の補正値（ΔＶｒ）を算出する補正値算出手段（７０）と、
   前記回転体の回転状態が過渡状態であるか否かを判断する判断手段と、
   前記過渡状態であると判断された場合、前記補正値算出手段によって算出された前記励磁信号用のオフセット誤差の補正値に基づき、前記角度算出手段において前記回転角の算出に用いる前記サンプリングされた前記励磁信号及び前記被変調波を補正する誤差補正手段（５４ａ，５４ｂ，５４ｃ）と、を備えることを特徴とする信号処理装置。
2. 前記誤差補正手段は、前記励磁信号用のオフセット誤差の補正値に基づき前記励磁信号を補正することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
3. 前記角度算出手段は、
   前記サンプリングされた前記励磁信号が０以上であるか否かに応じて、又は０よりも大きいか否かに応じて、２値の検波信号（Ｒｄ）を算出する２値検波信号算出手段（６２）を備え、
   該２値検波信号算出手段によって算出された前記検波信号及び前記被変調波に基づき前記回転角を算出することを特徴とする請求項１又は２記載の信号処理装置。
4. 前記サンプリング手段は、前記励磁信号の１周期（Ｔｒｅｆ）をＮ（Ｎは２以上の整数）で除算したサンプリング周期（Ｔａｄ）で前記励磁信号及び前記被変調波をサンプリングすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか1項に記載の信号処理装置。
5. 前記サンプリング周期は、前記励磁信号の１周期を２のＬ乗（Ｌは正の整数）で除算した周期であることを特徴とする請求項４記載の信号処理装置。

Images