JP2006017659A - アナログ信号のデジタル変換方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は、閉ループ内にレゾルバを含めた負帰還制御系を用いてデジタル角度出力を得ることにより、変換性能を向上させることを目的とする。
【解決手段】本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法は、２相正弦波信号(2)をＲ／Ｄ信号変換部(3)へ入力し、入力回転角度(θ)をデジタル角度出力(φ)に変換する方法において、閉ループ内にレゾルバ(1)を含めた負帰還制御系(10)を用いてデジタル角度出力(φ)を得る方法である。
【選択図】図１
【解決手段】本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法は、２相正弦波信号(2)をＲ／Ｄ信号変換部(3)へ入力し、入力回転角度(θ)をデジタル角度出力(φ)に変換する方法において、閉ループ内にレゾルバ(1)を含めた負帰還制御系(10)を用いてデジタル角度出力(φ)を得る方法である。
【選択図】図１
Description
本発明は、アナログ信号のデジタル変換方法に関し、特に、閉ループ内にレゾルバを含めた負帰還制御系を用いてデジタル角度出力を得ることにより、変換性能（分解能、精度、高速追従性、耐ノイズ性）を向上させ、自動車、ロボット、ＦＡ、家電分野における安価で高性能なＲ／Ｄ変換部一体型のレゾルバを提供できるようにするための新規な変換方法に関する。
従来、用いられていたこの種のレゾルバからのレゾルバ出力（アナログ信号）をデジタル変換する方法としては、例えば、特許文献１及び２に開示されている従来技術として確立されたトラッキング方式を挙げることができる。
従来のアナログ信号のデジタル変換方法は、以上のように構成されていたため、次のような課題が存在していた。
従来の変換方法であるトラッキング方式（特許第３４４２３１６号，ＵＳPat.No.6,278,388）では、回転検出器（レゾルバ）の出力である第１振幅変調信号及び第２振幅変調信号を起点として閉ループを構成していたため、回転検出器（レゾルバ）自体は制御系から独立した状態であり、変換動作に対する安定性・安全性及びノイズ等の外乱抑圧特性の向上が困難であった。
また、ＳＩＮやＣＯＳなどの非線形特性を得るために、ＲＯＭ（読み込み専用不揮発性メモリー）に予め所望の非線形データを書き込んでおく等の手段が用いられ、ＲＯＭ容量にもより他回路に比べ大きなチップ面積を占有するため、ＩＣ化の際にチップ面積を小さくできずコストアップとなっていた。
また、前述のトラッキング法式では、分解能を下げないと高速追従性を維持することは困難であった。
また、前述のトラッキング方式とは別に、励磁成分の位相情報からデジタル角度信号φを抽出する方法は、従来より位相方式として知られているが、回転角度入力に対するリアルタイムかつ連続的な出力を得ることが困難であった。
従来の変換方法であるトラッキング方式（特許第３４４２３１６号，ＵＳPat.No.6,278,388）では、回転検出器（レゾルバ）の出力である第１振幅変調信号及び第２振幅変調信号を起点として閉ループを構成していたため、回転検出器（レゾルバ）自体は制御系から独立した状態であり、変換動作に対する安定性・安全性及びノイズ等の外乱抑圧特性の向上が困難であった。
また、ＳＩＮやＣＯＳなどの非線形特性を得るために、ＲＯＭ（読み込み専用不揮発性メモリー）に予め所望の非線形データを書き込んでおく等の手段が用いられ、ＲＯＭ容量にもより他回路に比べ大きなチップ面積を占有するため、ＩＣ化の際にチップ面積を小さくできずコストアップとなっていた。
また、前述のトラッキング法式では、分解能を下げないと高速追従性を維持することは困難であった。
また、前述のトラッキング方式とは別に、励磁成分の位相情報からデジタル角度信号φを抽出する方法は、従来より位相方式として知られているが、回転角度入力に対するリアルタイムかつ連続的な出力を得ることが困難であった。
本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法は、レゾルバから出力され励磁成分を有して振幅変調された２相振幅変調信号からなる２相正弦波信号をＲ／Ｄ信号変換部へ入力し、入力回転角度(θ)をデジタル角度出力(φ)に変換するようにしたアナログ信号のデジタル変換方法において、閉ループ内に前記レゾルバを含めた負帰還制御系を用いて前記デジタル角度出力(φ)を得る方法であり、また、前記２相正弦波信号を前記Ｒ／Ｄ信号変換部の少なくともアナログ乗算及びアナログ加減算を用いた信号変換により得られる制御偏差(ε)を用いたＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）方式の前記負帰還制御系からの位相変調信号(ωRt＋φ)を、前記レゾルバの励磁電源(sinωt)として帰還する方法であり、また、少なくとも前記Ｒ／Ｄ信号変換部からの制御偏差(ε)が入力される同期検波部と、前記同期検波部に接続されるループ補償器と、前記ループ補償器に接続される電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器に接続されるカウンタとをデジタル回路で構成した方法であり、また、前記位相変調信号(ωRt＋φ)と予め設定された位相基準(ωRt)とを減算することにより、前記位相変調信号(ωRt＋φ)の位相情報として含まれる回転角度情報を、絶対値デジタル角度出力(φ)として、リアルタイム状態で出力する方法であり、また、前記位相変調信号(ωRt＋φ)及び位相基準(ωRt)をアナログ信号に変換するための擬似正弦波発生装置を用いる方法であり、また、前記位相変調信号(ωRt＋φ)の位相ズレ、前記２相振幅変調信号(sinθ・sinωt，cosθ・sinωt)の励磁成分位相ズレを自動補正する方法であり、また、前記励磁電源(sinωt)から位相角度出力(ωt)を得る方法である。
本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法は、以上のように構成されているため、次のような効果を得ることができる。
すなわち、従来技術として確立されたトラッキング方式とは全く異なる変換原理（コンセプト）を有し、アナログ信号処理によるＲ／Ｄ信号変換部を介してＰＬＬの制御偏差を創出し、閉ループ内に回転検出器（レゾルバ）をも含めた負帰還制御系(PLL)を構成することによりデジタル角度出力φを得るため、変換性能（分解能、精度、高速追従性、耐ノイズ性）の向上が得られ、位相調整が不要なレゾルバシステム（レゾルバ＋変換器）の構築が可能となる。
また、本来振幅変調された入力信号を、アナログ信号変換処理により合理的に位相変調信号に変換してＰＬＬの制御偏差を求めているため、ＰＬＬの制御周波数を一定の範囲に限定することができ、安定な動作が期待できる。
また、入力回転角度（θ）そのものを起点として回転検出器（レゾルバ）をも含めた大きな負帰還制御系（安定な負帰還制御系として確立されているＰＬＬ）を構成するため、変換動作（負帰還制御）に対する安定性かつ安全性及びノイズ等の外乱抑圧特性の向上を可能にするものである。
また、従来の変換方法であるトラッキング方式（特許第３４４２３１６号，ＵＳPat.No.6,278,388）では、ＳＩＮやＣＯＳなどの非線形特性を得るために、ＲＯＭ（読み込み専用不揮発性メモリー）に予め所望の非線形データを書き込んでおく等の手段が用いられ、ＲＯＭ容量にもより他回路に比べ大きなチップ面積を占有するため、ＩＣ化の際にチップ面積を小さくできずコストアップとなっていたが、アナログ信号処理を導入することによりＲＯＭを不要とし、アナログ信号処理により、モノリシックＩＣ化に際しチップ面積を小さく抑えることが可能となり、信頼性が高く、小型かつ低価格な商品化（量産）が可能となる。
また、前述のアナログ信号変換により、回転検出器（レゾルバ）の回転角度情報としての第１振幅変調信号及び第２振幅変調信号の振幅情報を、連続的かつリアルタイムに位相情報に置き換えて制御偏差としてＰＬＬに導入することにより、従来の変換方法であるトラッキング方式（特許第３４４２３１６号，ＵＳPat.No.6,278,388）の如く、分解能を下げないでも高速追従可能、かつ連続的なデジタル変換を実現することを可能にするものである。
また、位相変調信号に位相情報として含まれる回転角度情報を抽出する手段としてＰＬＬを構成することにより、パラレルなデジタル信号として得られる位相変調信号から位相基準を減算することにより、リアルタイムかつパラレルなデジタル角度出力（φ）を得ることを可能にするものである。
また、前述の位相変調信号は、第１位相変調信号及び第２位相変調信号として系統を分け、第２位相変調信号はその位相基準をレゾルバ励磁電源位相に同期化させて励磁信号増幅部等により生じる位相ズレを補正することにより、高精度なアナログ信号のデジタル変換を実現することを可能にするものである。
また、レゾルバ信号（第１振幅変調信号及び第２振幅変調信号）自身の励磁成分を抽出することにより得られる励磁位相基準により同期検波することにより、回転検出器（レゾルバ）等により生じるレゾルバ信号の位相ズレを補正することができ、高精度なアナログ信号のデジタル変換を実現することを可能にするものである。
また、デジタル角度出力（φ）と位相角度出力（ωｔ（＝ωＲｔ＋φ））を併せ持つことのできる冗長性を有するシステム構成のため、安全かつ信頼性の高い角度検出システムを構築することができる。
すなわち、従来技術として確立されたトラッキング方式とは全く異なる変換原理（コンセプト）を有し、アナログ信号処理によるＲ／Ｄ信号変換部を介してＰＬＬの制御偏差を創出し、閉ループ内に回転検出器（レゾルバ）をも含めた負帰還制御系(PLL)を構成することによりデジタル角度出力φを得るため、変換性能（分解能、精度、高速追従性、耐ノイズ性）の向上が得られ、位相調整が不要なレゾルバシステム（レゾルバ＋変換器）の構築が可能となる。
また、本来振幅変調された入力信号を、アナログ信号変換処理により合理的に位相変調信号に変換してＰＬＬの制御偏差を求めているため、ＰＬＬの制御周波数を一定の範囲に限定することができ、安定な動作が期待できる。
また、入力回転角度（θ）そのものを起点として回転検出器（レゾルバ）をも含めた大きな負帰還制御系（安定な負帰還制御系として確立されているＰＬＬ）を構成するため、変換動作（負帰還制御）に対する安定性かつ安全性及びノイズ等の外乱抑圧特性の向上を可能にするものである。
また、従来の変換方法であるトラッキング方式（特許第３４４２３１６号，ＵＳPat.No.6,278,388）では、ＳＩＮやＣＯＳなどの非線形特性を得るために、ＲＯＭ（読み込み専用不揮発性メモリー）に予め所望の非線形データを書き込んでおく等の手段が用いられ、ＲＯＭ容量にもより他回路に比べ大きなチップ面積を占有するため、ＩＣ化の際にチップ面積を小さくできずコストアップとなっていたが、アナログ信号処理を導入することによりＲＯＭを不要とし、アナログ信号処理により、モノリシックＩＣ化に際しチップ面積を小さく抑えることが可能となり、信頼性が高く、小型かつ低価格な商品化（量産）が可能となる。
また、前述のアナログ信号変換により、回転検出器（レゾルバ）の回転角度情報としての第１振幅変調信号及び第２振幅変調信号の振幅情報を、連続的かつリアルタイムに位相情報に置き換えて制御偏差としてＰＬＬに導入することにより、従来の変換方法であるトラッキング方式（特許第３４４２３１６号，ＵＳPat.No.6,278,388）の如く、分解能を下げないでも高速追従可能、かつ連続的なデジタル変換を実現することを可能にするものである。
また、位相変調信号に位相情報として含まれる回転角度情報を抽出する手段としてＰＬＬを構成することにより、パラレルなデジタル信号として得られる位相変調信号から位相基準を減算することにより、リアルタイムかつパラレルなデジタル角度出力（φ）を得ることを可能にするものである。
また、前述の位相変調信号は、第１位相変調信号及び第２位相変調信号として系統を分け、第２位相変調信号はその位相基準をレゾルバ励磁電源位相に同期化させて励磁信号増幅部等により生じる位相ズレを補正することにより、高精度なアナログ信号のデジタル変換を実現することを可能にするものである。
また、レゾルバ信号（第１振幅変調信号及び第２振幅変調信号）自身の励磁成分を抽出することにより得られる励磁位相基準により同期検波することにより、回転検出器（レゾルバ）等により生じるレゾルバ信号の位相ズレを補正することができ、高精度なアナログ信号のデジタル変換を実現することを可能にするものである。
また、デジタル角度出力（φ）と位相角度出力（ωｔ（＝ωＲｔ＋φ））を併せ持つことのできる冗長性を有するシステム構成のため、安全かつ信頼性の高い角度検出システムを構築することができる。
本発明は、閉ループ内にレゾルバを含めた負帰還制御系を用いてデジタル角度出力を得ることにより、変換性能（分解能、精度、高速追従性、耐ノイズ性）を向上させ、自動車、ロボット、ＦＡ、家電分野における安価で高性能なＲ／Ｄ変換部一体型のレゾルバを提供することを目的とする。
以下、図面と共に本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法の好適な実施の形態について説明する。
図１は本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法の全体構成を概略的に示すブロック図であり、図２は図１の具体的構成を示すブロック図である。
図１は本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法の全体構成を概略的に示すブロック図であり、図２は図１の具体的構成を示すブロック図である。
図１において符号１で示されるものは入力回転角度θを検出する回転検出器としてのレゾルバであり、このレゾルバ１から得られる２相正弦波信号２としての第１、第２振幅変調信号ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ，ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ（すなわち励磁成分である励磁電源ｓｉｎωｔにより振幅変調されている）は、レゾルバ／デジタル変換を行うためのＲ／Ｄ信号変換部３に入力され、このＲ／Ｄ信号変換部３からの制御偏差（ε）ｓｉｎ（ωｔ−ωＲｔ−θ）・ｓｉｎωｔは、同期検波部４に入力され、その検波出力４ａはループ補償器５で閉ループを構成するための必要な値等の補償が行なわれた後に電圧制御発振器６に入力されている。
前記電圧制御発振器６からの出力６ａはカウンタ７でカウントされた後、このカウンタ７からの出力が位相変調信号ωＲｔ＋φとして励磁信号発生部８に入力され、この励磁信号発生部８からのｃｏｓωｔとｓｉｎωｔは前記Ｒ／Ｄ信号変換部３に入力され、前記ｓｉｎωｔは励磁信号増幅部９で増幅された後、励磁成分（キャリア）としての励磁電源ｓｉｎωｔとしてレゾルバ１の励磁巻線（図示せず）に入力されている。
従って、少なくとも前述のレゾルバ１、Ｒ／Ｄ信号変換部３、同期検波部４、ループ補償器５、電圧制御発振器６、カウンタ７、励磁信号発生部８及び励磁信号増幅部９により閉ループ方式の負帰還制御系１０を構成している。
前記負帰還制御系１０とは独立して設けられクロックを発生するための発振部１１からの発振出力１１ａは第１カウンタ１２でカウントされた後、位相基準ωＲｔとして擬似正弦波発生部１３に入力され、この擬似正弦波発生部１３からの擬似正弦波ｓｉｎωＲｔ，ｃｏｓωＲｔが前記Ｒ／Ｄ信号変換部３へ入力されている。
また、前記位相基準ωＲｔは前記位相変調信号ωＲｔ＋φが入力された第３減算器２０に入力されて減算処理され、デジタル角度出力φが得られるように構成されている。
また、前記位相基準ωＲｔは前記位相変調信号ωＲｔ＋φが入力された第３減算器２０に入力されて減算処理され、デジタル角度出力φが得られるように構成されている。
前述の図１のブロック図の構成は、具体的には図２のように構成されており、Ｒ／Ｄ信号変換部３は、第１〜第６乗算器３０〜３５、第１、第２減算器４０、４１、加算器５０、第１擬似正弦波発生部１３及び励磁成分抽出部６０とから構成されている。尚、擬似正弦波発生部は、Pseudo Sinusoid Generator の略でＰＳＧとも称する。
前記カウンタ７は、第３、第２カウンタ７Ａ，７Ｂで構成され，前記励磁信号発生部８は第３、第２擬似正弦波発生部８Ａ，８Ｂで構成されている。
前記位相変調信号ωＲｔ＋φは、前記各カウンタ７Ａ，７Ｂからの第２，第１位相変調信号ωｔ＝ωＲｔ＋φ，ωＴ＝ωＲｔ＋φ＋βよりなり、前記第３、第２擬似正弦波発生部８Ａ，８Ｂに入力され、第３擬似正弦波発生部８Ａからｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔがＲ／Ｄ信号変換部３へ入力されている。
前記位相変調信号ωＲｔ＋φは、前記各カウンタ７Ａ，７Ｂからの第２，第１位相変調信号ωｔ＝ωＲｔ＋φ，ωＴ＝ωＲｔ＋φ＋βよりなり、前記第３、第２擬似正弦波発生部８Ａ，８Ｂに入力され、第３擬似正弦波発生部８Ａからｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔがＲ／Ｄ信号変換部３へ入力されている。
前記励磁電源ｓｉｎωｔは、コンパレータ７０を経てデジタル信号である位相角度出力ωｔ（＝ωＲｔ＋φ）が得られるように構成され、この位相角度出力ωｔは前記第３カウンタ７Ａにも入力されるように構成されている。
前記第３減算器２０からはデジタル角度出力φが出力され、前記位相角度出力ωｔと同時に出力するように構成され、冗長系が構成されている。
前記第３減算器２０からはデジタル角度出力φが出力され、前記位相角度出力ωｔと同時に出力するように構成され、冗長系が構成されている。
本発明における回転検出器に適合するレゾルバ１は、１相励磁／２相出力タイプの振幅変調方式ブラシレスレゾルバ（ＢＲＸ）であり、本来一定の周波数を有する励磁電源（ｓｉｎωｔ）が搬送波（キャリア）として入力され、機械的な入力回転角度θに応じて振幅変調された二つの出力である第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））を出力する。但し、αは回転検出器（レゾルバ）自体及びセンサケーブル等により生じる位相ズレ（位相遅れ）を示す。然るに、本発明においては、励磁電源（ｓｉｎωｔ）の位相（周波数）は一定ではなく、回転検出器（レゾルバ）の回転角度（速度）に応じて変化する。
本発明は、前記第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））をＲ／Ｄ信号変換部３に導入し、得られる制御偏差（ε）に基づいて、閉ループ内に回転検出器（レゾルバ）をも含めた負帰還制御系１０であるＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成し、回転角度（速度）の振幅情報を位相（周波数）情報に変換し、前記励磁電源（ｓｉｎωｔ）としてフィードバックする過程で生じる位相変調信号（ωＲｔ＋φ）より、デジタル角度出力φを得ることが可能となるアナログ信号のデジタル変換方法である。
本発明は、前記第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））をＲ／Ｄ信号変換部３に導入し、得られる制御偏差（ε）に基づいて、閉ループ内に回転検出器（レゾルバ）をも含めた負帰還制御系１０であるＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成し、回転角度（速度）の振幅情報を位相（周波数）情報に変換し、前記励磁電源（ｓｉｎωｔ）としてフィードバックする過程で生じる位相変調信号（ωＲｔ＋φ）より、デジタル角度出力φを得ることが可能となるアナログ信号のデジタル変換方法である。
次に、動作について述べる。
まず、回転検出器（レゾルバ）１出力である第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））は、第１〜第４乗算器３０〜３３に入力される。
第１乗算器３０において、第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と擬似正弦波発生部８Ａからの第３ＰＳＧ信号（ｓｉｎωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
sinθ・sin(ωt-α)×sinωt＝sinθ・sin(ωt-α)・sinωt ・・・・(１)
同様に第２乗算器３１において、第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と第３ＰＳＧ信号（ｓｉｎωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
cosθ・sin(ωt-α)×sinωt＝cosθ・sin(ωt-α)・sinωt ・・・・(２)
同様に第３乗算器３２において、第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と第３ＰＳＧ信号（ｃｏｓωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。 sinθ・sin(ωt-α)×cosωt＝sinθ・sin(ωt-α)・cosωt ・・・・(３)
同様に第４乗算器３３において、第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と第３ＰＳＧ信号（ｃｏｓωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。 cosθ・sin(ωt-α)×cosωt＝cosθ・sin(ωt-α)・cosωt ・・・・(４)
前記(１)式で示される第１乗算器３０出力と(４)式で示される第４乗算器３３出力は、加算器５０で加算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
(１)式＋(４)式＝sinθ・sin(ωt-α)・sinωt＋cosθ・sin(ωt-α)・cosωt
＝cos(ωt-θ)・sin(ωt-α) ・・・・・(５)
まず、回転検出器（レゾルバ）１出力である第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））は、第１〜第４乗算器３０〜３３に入力される。
第１乗算器３０において、第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と擬似正弦波発生部８Ａからの第３ＰＳＧ信号（ｓｉｎωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
sinθ・sin(ωt-α)×sinωt＝sinθ・sin(ωt-α)・sinωt ・・・・(１)
同様に第２乗算器３１において、第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と第３ＰＳＧ信号（ｓｉｎωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
cosθ・sin(ωt-α)×sinωt＝cosθ・sin(ωt-α)・sinωt ・・・・(２)
同様に第３乗算器３２において、第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と第３ＰＳＧ信号（ｃｏｓωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。 sinθ・sin(ωt-α)×cosωt＝sinθ・sin(ωt-α)・cosωt ・・・・(３)
同様に第４乗算器３３において、第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））と第３ＰＳＧ信号（ｃｏｓωｔ）とが乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。 cosθ・sin(ωt-α)×cosωt＝cosθ・sin(ωt-α)・cosωt ・・・・(４)
前記(１)式で示される第１乗算器３０出力と(４)式で示される第４乗算器３３出力は、加算器５０で加算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
(１)式＋(４)式＝sinθ・sin(ωt-α)・sinωt＋cosθ・sin(ωt-α)・cosωt
＝cos(ωt-θ)・sin(ωt-α) ・・・・・(５)
前記(２)式で示される第２乗算器３１出力と(３)式で示される第３乗算器３２出力は、第１減算器４０で減算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
(２)式−(３)式＝cosθ・sin(ωt-α)・sinωt-sinθ・sin(ωt-α)・cosωt
＝sin(ωt-θ)・sin(ωt-α) ・・・・・(６)
さらに、(５)式で示される加算器５０出力は、第５乗算器３４で第１擬似正弦波発生部１３からの第１ＰＳＧ信号(sinωRt)と乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
cos(ωt-θ)・sin(ωt-α)×sinωRt＝cos(ωt-θ)・sinωRt・sin(ωt-α)・・(７)
同様に(６)式で示される第１減算器４０出力は、第６乗算器３５で第１擬似正弦波発生部１３からの第１ＰＳＧ信号(cosωRt)と乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
sin(ωt-θ)・sin(ωt-α)×cosωRt＝sin(ωt-θ)・cosωRt・sin(ωt-α) ・・(８)
ここで、前記(８)式で示される第６乗算器３５出力は、第２減算器４１で(７)式で示される第５乗算器３４出力と減算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
(８)式−(７)式＝sin(ωt-θ)・cosωRt・sin(ωt-α)−cos(ωt-θ)・sinωRt・
sin(ωt-α)＝sin(ωt-ωRt-θ)・sin(ωt-α) ・・・(９)
以上の(１)式〜(９)式で示されるアナログ信号処理を経て、回転検出器（レゾルバ）１出力である第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））は、(９)式で示されるＲ／Ｄ変換制御系（ＰＬＬ）の制御偏差(ε)へと変換される。
本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法においては、周知のように、前記制御偏差(ε)が常に０（ゼロ）となるよう制御される。
(２)式−(３)式＝cosθ・sin(ωt-α)・sinωt-sinθ・sin(ωt-α)・cosωt
＝sin(ωt-θ)・sin(ωt-α) ・・・・・(６)
さらに、(５)式で示される加算器５０出力は、第５乗算器３４で第１擬似正弦波発生部１３からの第１ＰＳＧ信号(sinωRt)と乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
cos(ωt-θ)・sin(ωt-α)×sinωRt＝cos(ωt-θ)・sinωRt・sin(ωt-α)・・(７)
同様に(６)式で示される第１減算器４０出力は、第６乗算器３５で第１擬似正弦波発生部１３からの第１ＰＳＧ信号(cosωRt)と乗算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
sin(ωt-θ)・sin(ωt-α)×cosωRt＝sin(ωt-θ)・cosωRt・sin(ωt-α) ・・(８)
ここで、前記(８)式で示される第６乗算器３５出力は、第２減算器４１で(７)式で示される第５乗算器３４出力と減算され、下式に示すアナログ演算が実行される。
(８)式−(７)式＝sin(ωt-θ)・cosωRt・sin(ωt-α)−cos(ωt-θ)・sinωRt・
sin(ωt-α)＝sin(ωt-ωRt-θ)・sin(ωt-α) ・・・(９)
以上の(１)式〜(９)式で示されるアナログ信号処理を経て、回転検出器（レゾルバ）１出力である第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））は、(９)式で示されるＲ／Ｄ変換制御系（ＰＬＬ）の制御偏差(ε)へと変換される。
本発明によるアナログ信号のデジタル変換方法においては、周知のように、前記制御偏差(ε)が常に０（ゼロ）となるよう制御される。
前記(9)式で示される制御偏差(ε)ｓｉｎ（ωｔ−ωRt-θ)・ｓｉｎωtは同期検波部４へ導入され、励磁成分であるｓｉｎ（ωｔ−α）が絶対値化され、下式となる。
前記同期検波部４へ入力される励磁成分抽出部６０からの一方の励磁位相基準（ωｔ−α）は、第１振幅変調信号（ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））及び第２振幅変調信号（ｃｏｓθ・ｓｉｎ（ωｔ−α））より励磁成分抽出部６０において励磁成分のみを抽出したものであり、従って同期検波部４における位相ズレ（同期ズレ）を回避することが可能となっており、高精度なアナログ信号のデジタル変換（Ｒ／Ｄ変換）に寄与するものである。なお、(１０)式で示される制御偏差(ε)は、次段のLoop Compensatorとしてのループ補償器５に導入され、等価的に下式に示す信号と見なすことができる。
ε＝sin(ωt-ωRt-θ) ・・・(１１)
ここで、前述の如く、本発明によるＲ／Ｄ変換器の負帰還制御系１０（ＰＬＬ）は、(１１)式で示される制御偏差(ε)が常に０（ゼロ）となるよう制御されるため、以下となる。
ε＝sin(ωt-ωRt-θ) ・・・(１１)
ここで、前述の如く、本発明によるＲ／Ｄ変換器の負帰還制御系１０（ＰＬＬ）は、(１１)式で示される制御偏差(ε)が常に０（ゼロ）となるよう制御されるため、以下となる。
次に、(１１)式で示される制御偏差(ε)は、ＶＣＯ（電圧制御発振器６）にて入力電圧に応じたデジタルパルス列に変換され、次段の第２、第３カウンタ７Ｂ，７Ａに導入される。第２、第３カウンタ７Ｂ，７Ａにおいては、入力のデジタルパルス列を積分してパラレル信号に変換しており、その出力は各々第１位相変調信号（ωT＝ωRt＋φ＋β）、第２位相変調信号（ωt＝ωRt＋φ）となる。ここで、φは最終的に求めるデジタル角度出力であり、βは励磁信号増幅部等において発生する位相ズレ分に相当する。
次に、前記第１位相変調信号（ωT＝ωRt＋φ＋β）はパラレルなデジタル信号であり、第２擬似正弦波発生部８Ｂを経てアナログ正弦波信号に変換された後、励磁信号増幅部９に導入され励磁電源（ｓｉｎωt）として回転検出器（レゾルバ）１を励磁しているが、これにより回転検出器（レゾルバ）１をも含めた大きい負帰還制御ループ（ＰＬＬ）からなる負帰還制御系１０を構成することになる。なお、励磁信号増幅部９は，単なる電圧アンプでも良いが、回転検出器（レゾルバ）１の温度特性補償に効果の高い電流制御型アンプが有効である。但し、回転検出器（レゾルバ）１が基本的にはＬ（インダクタンス）負荷であるため、入出力の位相ズレを回避し難いものであり、第２擬似正弦波発生部８Ｂをも含めてこの位相ズレ(β)如何に吸収するかが、Ｒ／Ｄ変換上の精度向上に関するひとつの大きな鍵である。
また、励磁電源（ｓｉｎωt）は回転検出器（レゾルバ）１を励磁する一方で、コンパレータ７０に導入されてデジタル化され、位相角度出力（ωt(＝ωRt＋φ)）として出力されている一方、第３カウンタ７Ａの同期化に利用されており、これにより第３カウンタ７Ａの出力である第２位相変調信号（ωt＝ωRt＋φ）は第１位相変調信号（ωt＝ωRt＋φ＋β）が有する位相ズレ(β)を排除することが可能となっており、第３減算器２０により位相基準(ωRt)を減算することで正確なデジタル角度出力(φ)を得ることが可能となる。
一方、第２位相変調信号（ωt＝ωRt＋φ）は第３擬似正弦波発生部８Ａに導入されており、前記第１〜第４乗算器３０〜３３への第３ＰＳＧ信号（ｓｉｎωt）及び第３ＰＳＧ信号（ｃｏｓωt）として帰還されている。
一方、第２位相変調信号（ωt＝ωRt＋φ）は第３擬似正弦波発生部８Ａに導入されており、前記第１〜第４乗算器３０〜３３への第３ＰＳＧ信号（ｓｉｎωt）及び第３ＰＳＧ信号（ｃｏｓωt）として帰還されている。
本発明のアナログ信号のデジタル変換（Ｒ／Ｄ変換）動作は、発振部１１で発振される基準クロックに基づいてシーケンシャルに実行されるものであり、各デジタル信号処理部へ同期クロックとして提供されている一方、第１カウンタ１２においてパラレル変換され、時間経過とともにリニアに増加する位相基準(ωRt)を提供している。この位相基準(ωRt)は、前記位相角度出力（ωt(＝ωRt＋φ)）のタイミング基準として出力されている一方、第１擬似正弦波発生部１３に導入されており、前記第５、第６乗算器３４，３５への第１ＰＳＧ信号(ｓｉｎωＲt)及び第１ＰＳＧ信号（ｃｏｓωＲt）として帰還されている。
従って、前記励磁電源ｓｉｎωtは、その位相成分に検出角度情報を含んでおり、外部にて抽出することにより、本発明により直接得られるデジタル角度出力(φ)と等価な出力を得ることができ、角度出力の冗長性を確保することができる。
また、励磁電源ｓｉｎωtは、その位相成分に検出角度情報を含んでおり、回転検出器（レゾルバ）の回転速度は、励磁電源の位相変化（周波数）として得ることができる。
そのため、回転検出器（レゾルバ）１をも含めた負帰還制御系（ＰＬＬ）の制御周波数は、例えば回転検出器（レゾルバ）１の最高回転速度が±６０，０００rpmの場合、±１，０００Hzの周波数変化に相当し、励磁電源周波数を１０kHzとすれば±１０％の周波数変化を制御すれば良いこととなるため、閉ループ制御には好都合である。
また、励磁電源ｓｉｎωtは、その位相成分に検出角度情報を含んでおり、回転検出器（レゾルバ）の回転速度は、励磁電源の位相変化（周波数）として得ることができる。
そのため、回転検出器（レゾルバ）１をも含めた負帰還制御系（ＰＬＬ）の制御周波数は、例えば回転検出器（レゾルバ）１の最高回転速度が±６０，０００rpmの場合、±１，０００Hzの周波数変化に相当し、励磁電源周波数を１０kHzとすれば±１０％の周波数変化を制御すれば良いこととなるため、閉ループ制御には好都合である。
さらに、前述の動作をまとめると、次の通りである。
レゾルバ１から出力され励磁成分を有して振幅変調された２相振幅変調信号(ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ，ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ)からなる２相正弦波信号をＲ／Ｄ信号変換部へ入力し、入力回転角度(θ)をデジタル角度出力(φ)に変換するようにしたアナログ信号のデジタル変換方法において、
閉ループ内に前記レゾルバ１を含めた負帰還制御系１０を用いて前記デジタル角度出力(φ)を得ることであり、
レゾルバ１から出力され励磁成分を有して振幅変調された２相振幅変調信号(ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ，ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ)からなる２相正弦波信号をＲ／Ｄ信号変換部へ入力し、入力回転角度(θ)をデジタル角度出力(φ)に変換するようにしたアナログ信号のデジタル変換方法において、
閉ループ内に前記レゾルバ１を含めた負帰還制御系１０を用いて前記デジタル角度出力(φ)を得ることであり、
また、前記２相正弦波信号２を前記Ｒ／Ｄ信号変換部３の少なくともアナログ乗算及びアナログ加減算を用いた信号変換により得られる制御偏差(ε)を用いたＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）方式の前記負帰還制御系１０からの位相変調信号(ωRt＋φ)を、前記レゾルバ１の励磁電源(ｓｉｎωt)として帰還することであり、
少なくとも、前記Ｒ／Ｄ信号変換部３からの制御偏差(ε)が入力される同期検波部４と、前記同期検波部４に接続されるループ補償器５と、前記ループ補償器５に接続される電圧制御発振器６と、前記電圧制御発振器６に接続されるカウンタ７とをデジタル回路で構成して用い
前記位相変調信号(ωRt＋φ)と予め設定された位相基準(ωRt)とを減算することにより、前記位相変調信号(ωRt＋φ)の位相情報として含まれる回転角度情報を、絶対値デジタル角度出力(φ)として、リアルタイム状態で出力することであり、
前記位相変調信号(ωRt＋φ)及び位相基準(ωRt)をアナログ信号に変換するために擬似正弦波発生装置１３，８Ａ、８Ｂを用い、前記位相変調信号(ωRt＋φ)の位相ズレ及び前記２相振幅変調信号(ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ，ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ)の励磁成分位相ズレを自動補正することである。
尚、図示していないが、レゾルバ１及びＲ／Ｄ信号変換部３等に各種の異常を検出する回路や機能等を設け、自己診断機能を備え、正常動作か否かを常時検出する構成とすることもできる。
尚、図示していないが、レゾルバ１及びＲ／Ｄ信号変換部３等に各種の異常を検出する回路や機能等を設け、自己診断機能を備え、正常動作か否かを常時検出する構成とすることもできる。
本発明は、レゾルバに限らずシンクロ等への適用も可能である。
１ レゾルバ
２ ２相正弦波信号
３ Ｒ／Ｄ信号変換部
５ ループ補償器
６ 電圧制御発振器
７ カウンタ
１０ 負帰還制御系
１３，８Ａ，８Ｂ 擬似正弦波発生装置
(sinθ・sinωt,cosθ・sinωt) ２相振幅変調信号
(θ) 入力回転角度
(φ) デジタル角度出力
(ε) 制御偏差
(ωRt＋φ) 位相変調信号
(sinωt) 励磁電源
(ωRt) 位相基準
(ωt) 位相角度出力
２ ２相正弦波信号
３ Ｒ／Ｄ信号変換部
５ ループ補償器
６ 電圧制御発振器
７ カウンタ
１０ 負帰還制御系
１３，８Ａ，８Ｂ 擬似正弦波発生装置
(sinθ・sinωt,cosθ・sinωt) ２相振幅変調信号
(θ) 入力回転角度
(φ) デジタル角度出力
(ε) 制御偏差
(ωRt＋φ) 位相変調信号
(sinωt) 励磁電源
(ωRt) 位相基準
(ωt) 位相角度出力
Claims (7)
- レゾルバ(1)から出力され励磁成分を有して振幅変調された２相振幅変調信号(sinθ・sinωt，cosθ・sinωt)からなる２相正弦波信号(2)をＲ／Ｄ信号変換部(3)へ入力し、入力回転角度(θ)をデジタル角度出力(φ)に変換するようにしたアナログ信号のデジタル変換方法において、
閉ループ内に前記レゾルバ(1)を含めた負帰還制御系(10)を用いて前記デジタル角度出力(φ)を得ることを特徴とするアナログ信号のデジタル変換方法。 - 前記２相正弦波信号(2)を前記Ｒ／Ｄ信号変換部(3)の少なくともアナログ乗算及びアナログ加減算を用いた信号変換により得られる制御偏差(ε)を用いたＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）方式の前記負帰還制御系(10)からの位相変調信号(ωRt＋φ)を、前記レゾルバ(1)の励磁電源(sinωt)として帰還することを特徴とする請求項１記載のアナログ信号のデジタル変換方法。
- 少なくとも前記Ｒ／Ｄ信号変換部(3)からの制御偏差(ε)が入力される同期検波部(4)と、前記同期検波部(4)に接続されるループ補償器(5)と、前記ループ補償器(5)に接続される電圧制御発振器(6)と、前記電圧制御発振器(6)に接続されるカウンタ(7)とをデジタル回路で構成したことを特徴とする請求項１又は２記載のアナログ信号のデジタル変換方法。
- 前記位相変調信号(ωRt＋φ)と予め設定された位相基準(ωRt)とを減算することにより、前記位相変調信号(ωRt＋φ)の位相情報として含まれる回転角度情報を、絶対値デジタル角度出力(φ)として、リアルタイム状態で出力することを特徴とする請求項２又は３記載のアナログ信号のデジタル変換方法。
- 前記位相変調信号(ωRt＋φ)及び位相基準(ωRt)をアナログ信号に変換するための擬似正弦波発生装置(13,8A,8B)を用いることを特徴とする請求項４記載のアナログ信号のデジタル変換方法。
- 前記位相変調信号(ωRt＋φ)の位相ズレ、前記２相振幅変調信号(sinθ・sinωt，cosθ・sinωt)の励磁成分位相ズレを自動補正することを特徴とする請求項２ないし５の何れかに記載のアナログ信号のデジタル変換方法。
- 前記励磁電源(sinωt)から位相角度出力(ωt)を得ることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のアナログ信号のデジタル変換方法。
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