JP5733250B2 - 位置検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流の励磁信号が位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調された被変調波を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する位置検出装置に関する。

この種の位置検出装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、レゾルバによって回転体の回転角度に応じて励磁信号が振幅変調された被変調波に基づき、回転角度情報をデジタルデータにて表現するレゾルバデジタル変換器が周知である。

特許第３４４２４１６号公報

ただし、上記位置検出装置を、たとえば動作速度が比較的遅いソフトウェア処理手段を用いて構成する場合、ノイズに対する耐性が顕著に低下することが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、交流の励磁信号を位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調した被変調波を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値によって前記位置情報を復調する新たな位置検出装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

本発明は、交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する復調手段（４０）を備え、前記復調手段は、前記入力された前記被変調波に基づき前記位置情報を復調するに際して、前記励磁信号を入力とし、前記被変調波から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段（６０）と、所定期間において前記位置情報の復調に用いられる前記励磁信号について、その符号が正のもののサンプリング回数と負のもののサンプリング回数との差が生じることを回避する不均衡回避手段と、を備えることを特徴とする。

位置情報の復調に用いられる前記励磁信号について、その符号が正のもののサンプリング回数と負のもののサンプリング回数とに差が生じることで、ノイズに対する耐性が低下することが発明者らによって見出された。上記発明では、この点に鑑み、不均衡回避手段を備えた。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態の解決原理を見出す過程で得られた実験データを示すタイムチャート。 同実施形態における励磁信号のサンプリングタイミングを示すタイムチャート。 第２の実施形態の解決課題を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるサンプリング周期の変更処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態の解決課題を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかる復調処理の変更手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる位置検出装置をレゾルバのデジタルコンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。インバータＩＮＶは、モータジェネレータ１０と図示しないバッテリとの間の電力の授受を仲介する。モータジェネレータ１０の回転子１０ａには、レゾルバ２０の１次側コイル２２が機械的に連結されている。

１次側コイル２２は、マイクロコンピュータ（マイコン４０）内蔵の発振器４２から出力される正弦波状の交流信号（励磁信号Ｓｃ）によって励磁される。詳しくは、励磁信号Ｓｃは、増幅回路３０に入力され、ここでその振幅値が増幅された後、１次側コイル２２に入力される。これにより、励磁信号Ｓｃによって１次側コイル２２に生じた磁束は、一対の２次側コイル２４，２６を鎖交する。ここで、２次側コイル２４，２６のそれぞれと１次側コイル２２との相互インダクタンスは、回転子１０ａの電気角（回転角度θ）に応じて周期的に変化するように構成されている。これにより、２次側コイル２４，２６を鎖交する磁束数は、周期的に変化する。特に、本実施形態では、２次側コイル２４，２６のそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるようになっている。これにより、２次側コイル２４，２６のそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。すなわち、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎωｔ」とすると、被変調波は、それぞれ「ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「ｃｏｓθｓｉｎωｔ」となる。

上記増幅回路３０の出力は、差動増幅回路３２によって電圧変換され、入力側励磁信号ＳＣとされる。一方、２次側コイル２４の出力電圧は、差動増幅回路３４によって電圧変換され、被変調波Ｓｉｎとされる。また、２次側コイル２６の出力電圧は、差動増幅回路３６によって電圧変換され、被変調波Ｃｏｓとされる。これら入力側励磁信号ＳＣと、被変調波Ｓｉｎと被変調波Ｃｏｓとのそれぞれは、マイコン４０に入力され、マイコン４０内のセレクタ４４によって、アナログデジタル変換器４６に時分割で入力される。

アナログデジタル変換器４６では、入力側励磁信号ＳＣが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（励磁信号Ｓｃをサンプリングする）。このデジタルデータがレファレンスＲＥＦである。また、被変調波Ｓｉｎが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｓｉｎをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＳＩＮである。また、被変調波Ｃｏｓが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｃｏｓをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＣＯＳである。

アナログデジタル変換器４６の出力信号は、中央処理装置（ＣＰＵ５０）に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。図では、ＣＰＵ５０によって行われるソフトウェア処理のうち、特に、回転角度θの算出処理等について、ブロック図で示してある。

すなわち、乗算器５２では、回転角度θの算出値（算出角度φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを、被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、乗算器５４では、算出角度φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを、被変調波ＣＯＳに乗算する。誤差相関量算出部５６では、乗算器５２の出力値から乗算器５４の出力値を減算することで、誤差相関量εを算出する。

この誤差相関量εは、差動増幅回路３２，３４，３６や増幅回路３０のゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｃ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｃ１）
誤差相関量εは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなる。また、励磁信号Ｓｃの大きさの影響を除く場合、算出角度φと実際の回転角度θとの差に応じて絶対値が変化するものであって且つ、差が同一であれば、符号にかかわらず絶対値が同一となるものである。さらに、励磁信号Ｓｃの符号（ｓｉｎωｔの符号）の影響を除く場合、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量でもある。誤差相関量εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。

すなわち、レファレンスＲＥＦは、２値検波信号算出手段（検波信号生成部５８）に入力され、ここで、レファレンスＲＥＦの符号に応じて「１」または「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５８では、レファレンスＲＥＦがゼロ以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」として且つ、ゼロ未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。一方、同期検波部６０では、誤差相関量εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。

被検波量εｃは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなって且つ、その符号によって、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。

被検波量εｃは、角度算出部６２に入力される。角度算出部６２は、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に、２重積分要素と位相補償フィルタ「（ｂｓ＋１）／（ａｓ＋１）」とを備えるものを例示した。ここで、２重積分要素を用いたのは、回転角度θが一定速度で変化する場合に算出角度φに定常偏差が生じないことを狙ったものである。

上記算出角度φは、上記乗算器５２，５４に加えて、操作量算出処理部６４に入力される。操作量算出処理部６４では、モータジェネレータ１０を流れる電流を検出する図示しない電流センサの検出値や、算出角度φ等に基づき、インバータＩＮＶの操作信号を生成してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０の制御量（例えば出力トルク）がその指令値（例えば指令トルク）に制御される。

ところで、上記マイコン４０（おもにＣＰＵ５０）によって算出角度φの算出処理手段を構成すると、その動作速度を特に高速のものとしない場合には、次に示す不都合が生じることが発明者らによって見出された。

まず第１に、検波信号Ｒｄの符号が、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれる励磁信号Ｓｃの符号と相違する検波エラーである。これは、アナログデジタル変換器４６によって、入力側励磁信号ＳＣや被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓを時分割でサンプリングするために、レファレンスＲＥＦと被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳとのサンプリングタイミングにずれが生じることがその要因となるものである。

第２に、ノイズに対する耐性が非常に低いことである。これは、励磁信号Ｓｃの１周期におけるレファレンスＲＥＦのサンプリング回数のうち、レファレンスＲＥＦが正となるものと負となるものとが相違する不均衡に起因して生じる。すなわち、上記被検波量εｃは、差動増幅回路３２，３４，３６のゲイン等によって定まる比例定数Ｋ（＞０）を用いることで、「Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）」となるものである。このため、ノイズが混入しない限り、レファレンスＲＥＦが正となるもののサンプリング回数と負となるもののサンプリング回数との不均衡は算出角度φの算出になんら影響しない。しかし、たとえば差動増幅回路３６にノイズが混入する場合、このノイズをオフセット量δと表現すると、被検波量εｃは、以下の式（ｃ２）となる。

εｃ＝
Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）−ｓｉｎφ・δ・Ｒｄ／｜Ｒｄ｜ …（ｃ２）
上記の式（ｃ２）の右辺第２項は、検波信号Ｒｄに応じた符号を有する量となる。このため、ノイズの重畳期間において検波信号Ｒｄの符号が正のものと負のものとの数が等しいなら、上記右辺第２項の平均値は、ゼロとなる。しかし、正となるものと負となるものとの数に差が生じる場合には、右辺第２項の平均値がゼロとならないため、算出角度φの算出精度に影響しやすい。特に、本実施形態のように、角度算出部６２を２重積分要素を備えて構成する場合にあっては、上記正となるものと負となるものとの数に差が生じることで、その影響が増幅される。

ここでたとえば、算出角度φの算出周期（レファレンスＲＥＦ等のサンプリング周期）を固定する場合、検波信号Ｒｄのうち正となるものの数が負となるものの数よりも多くなる現象が生じると、しばらくして負となるものの数が正となるものの数よりも多くなる現象が生じる。このため、より長いタイムスケールにおいては正となるものの数と負となるものの数との間に不均衡が生じていないこととなる。このことは、不均衡を定義する上で算出角度φの算出精度に寄与するタイムスケールが存在することを意味する。ちなみに、このタイムスケールにおけるノイズを除去するように上記位相補償フィルタのローパスフィルタ成分の時定数を設定することも可能ではある。しかしこの場合には、応答性の低下が大きくなる。このため、特に車載用途のように、高い応答性が求められるものにあっては、その要求を満足する設計が極めて困難である。

ここで、不均衡に起因してノイズに対する耐性が低下する現象は、算出角度φの算出周期（励磁信号Ｓｃ等のサンプリング周期）が長くなることで顕著となる。換言すれば、算出周期等が十分に短ければ、上記の式（ｃ２）の右辺第２項の影響が算出角度φに目だった影響を及ぼさない。すなわち、たとえば、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８回または９回となる。これに対し、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「０．６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８３回または８４回となる。いずれの場合であっても、レファレンスＲＥＦが正となるものの数と負となるもの数との間に生じうる差自体は、「１」である。しかし、この１回が算出角度φの算出に寄与する度合いは大きく相違するものとなる。

実際、上記不均衡現象自体は、従来のレゾルバデジタルエンコーダによっても生じていたものと考えられる。この不均衡によってノイズに対する耐性が低下するという課題は、本実施形態のように算出角度φの算出処理をソフトウェア処理とするなどすることで、上記算出周期を低周波（たとえば、２００ｋＨｚ以下）とすることで顕在化したものである。

ちなみに、上記課題は、算出周期等が低周波のレゾルバデジタルエンコーダのノイズに対する耐性を評価する際に見出されたものである。具体的には、回転子１０ａが停止した状態で、差動増幅回路３６の出力電圧にオフセット誤差を与えることで、図２に示すように算出角度φ（ここでは、１２ビットのデータとして示す）が突発的に変動する現象が見られた。この原因について仮説、検証を繰り返すことで、上記検波エラーのみならず、不均衡が原因であることが見出されたのである。

こうした課題を解決すべく、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングを図３に示すものとする。図示されるように、ここでは、サンプリングの周期Ｔｓを、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆに固定しつつ、その位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）の設定等によって、次の条件を満たすようにする。

条件１．入力側励磁信号ＳＣが正である期間と負である期間とでサンプリング回数が同一となる旨の条件。すなわち、正である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ１〜ＰＨ５におけるサンプリング）の回数と、負である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ６〜ＰＨ１０におけるサンプリング）の回数とを、同一とする。本実施形態では、この条件１を満足する設定によって、不均衡回避手段を構成する。

条件２．サンプリングされる入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下とならない旨の条件。これは、検波エラーを回避するための条件である。規定値ΔＳは、アナログデジタル変換器４６による入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングと、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのサンプリングタイミングとの時間差における入力側励磁信号ＳＣの変化量よりも大きい値に設定されている。これは、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆやサンプリング位相の設定によって、励磁信号Ｓｃの一周期毎にサンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相が等しくなる設定とすることで実現することができる。すなわち、この条件を満たさない場合には、時間の経過とともにサンプリング位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）が変化し、条件２を満たさなくなるおそれがある。この設定は、本実施形態において、復調禁止手段やタイミング設定手段を構成する。

なお、この条件２を満たす設定によって、上記不均衡を回避することや、不均衡以外の要因によるノイズに対する耐性を高めることもできる。すなわち、励磁信号Ｓｃがゼロの場合には上記検波信号Ｒｄが「１」となるため、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにサンプリングすることで不均衡が生じやすくなる。これに対し、上記条件２を満たす設定によれば、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにこれをサンプリングすることが禁止される。また、ノイズによってレファレンスＲＥＦの符号が励磁信号Ｓｃのものと逆となることも考えられるが、こうした事態は、入力側励磁信号ＳＣの値が大きいほど生じにくくなる。このため、上記条件２を満たす設定によれば、ノイズに対する耐性が向上する。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

先の図３に示したサンプリングの周期や位相の設定によれば、上記不均衡や検波エラー等を回避することができるものの、これら周期や位相を固定する場合には、図４に示すように励磁信号Ｓｃの周期が温度等に応じて変動することで、その狙いとする効果を得ることができなくなる。これは、サンプリングタイミングにおける入力側励磁信号ＳＣの位相が、先の図３に示したものから相違するようになるからである。本実施形態では、この課題を解決する。

図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材や処理と対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

２値信号生成回路７０は、差動増幅回路３２の出力（入力側励磁信号ＳＣ）を２値信号ＲＳに波形整形する。２値信号ＲＳは、マイコン４０に入力され、マイコン４０内のタイマ７２によってその立ち上がり時間Ｔｈが計時される。そして、タイマ７２によって計時された立ち上がり時間Ｔｈは、ＣＰＵ５０に入力される。これにより、同期補正部７４によって、アナログデジタル変換器４６のサンプリング周期が変更されることとなる。

図６に、上記サンプリング周期Ｔｓの変更処理の手順を示す。この処理は、ＣＰＵ５０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、この処理は、本実施形態において、周期変更手段を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、励磁信号Ｓｃの基準励磁周期Ｔｐｒｅｆと、立ち上がり時間Ｔｈの２倍との差の絶対値が規定時間差ΔＴｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、励磁信号Ｓｃの周期（励磁周期）の変動の有無を判断するためのものである。ここで、基準励磁周期Ｔｐｒｅｆは、励磁信号Ｓｃの想定角速度（基準角速度ωｒｅｆ）によって定義される。

そして、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２において、サンプリング周期Ｔｓを、以下の式（ｃ３）によって変更する。

Ｔｓ＝Ｔｓｒｅｆ・２・Ｔｈ／Ｔｐｒｅｆ …（ｃ３）
ここで、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆは、励磁信号Ｓｃの周期が基準励磁周期Ｔｐｒｅｆであった場合に適切な周期である。

ステップＳ１２の処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、励磁信号Ｓｃの周期が変動する場合であっても、不均衡が生じる事態等を好適に回避することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

先の図３に示したサンプリングの周期や位相の設定によれば、上記不均衡や検波エラー等を回避することができるものの、励磁信号Ｓｃの位相が何らかの要因で図７に示すように変動する場合には、その狙いとする効果を得ることができなくなる。これは、サンプリングタイミングにおける入力側励磁信号ＳＣの位相が、先の図３に示したものから相違するようになるからである。本実施形態では、この課題を解決する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材や処理と対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

２値信号生成回路７０は、差動増幅回路３２の出力（入力側励磁信号ＳＣ）を２値信号ＲＳに波形整形する。２値信号ＲＳは、マイコン４０に入力され、ＣＰＵ５０内の位相補正部７６によってその立ち上がりエッジが検出される。そして、位相補正部７６では、立ち上がりエッジの検出タイミングに基づき、アナログデジタル変換器４６のサンプリング位相を変更する。詳しくは、立ち上がりエッジの位相ＰＨ０を変更することで、位相ＰＨ０から基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆの整数倍の時間が経過するタイミングを、位相ＰＨ１，ＰＨ２，ＰＨ３，…に対応するサンプリングタイミングとする。

なお、位相補正部７６は、本実施形態において、位相変更手段を構成する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、励磁信号Ｓｃの２周期において、レファレンスＲＥＦの符号が正となるものの数と負となるものの数とを同一とすることを考える。ここでは、励磁信号Ｓｃの１周期における不均衡によっては、算出角度φに生じる誤差が許容範囲を超えることがないシステムを想定している。詳しくは、励磁信号Ｓｃの２周期を１組として、第１番目の周期において、正となるものの数と負となるものの数とに差が生じる場合、次の周期において、復調処理の間隔を変更する。これは、上記第２、第３の実施形態の代替手段である。

図９に、本実施形態にかかる復調処理の間隔の変更処理の手順を示す。この処理は、ＣＰＵ５０によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図９に示す処理は、本実施形態において、間隔変更手段を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、レファレンスＲＥＦが負である旨を示すフラグＦが「１」であるか否かを判断する。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合、ステップＳ２２において、レファレンスＲＥＦが正から負に反転したか否かを判断する。そして、反転していないと判断される場合、ステップＳ２４において、レファレンスＲＥＦが正であるもののサンプリング回数をカウントするカウンタＣｐをインクリメントする。

続くステップＳ２６においては、カウンタＣｐが、基準回数Ｃｔｈに所定値を加算したものよりも大きいか否かを判断する。この処理は、復調処理を禁止するか否かを判断するためのものである。ここで、所定値は、補正量ΔＣとゼロとのうち大きい方である。なお、補正量ΔＣは、後述の処理によって、上述したように励磁信号Ｓｃの２周期を１組とした場合の第２番目の周期に限ってゼロ以外の数となりうるように設定される。そして、ステップＳ２６において肯定判断される場合、ステップＳ２８において、今回のレファレンスＲＥＦを用いた復調処理を禁止する。これは、角度算出部６２の内部パラメータの更新を禁止する処理となる。なお、この場合、次の周期において、角度算出部６２における積分要素は、前回の更新タイミングからの経過時間が１サンプリング周期Ｔｓであったものとして、積分処理を行なう。

これに対し、上記ステップＳ２２において肯定判断される場合、ステップＳ３０に移行し、フラグＦを「１」とし、カウンタＣｐ０の値をカウンタＣｐの値とし、カウンタＣｐをゼロとする。

そして、ステップＳ３０の処理が完了する場合や、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ３２においてレファレンスＲＥＦが負であるもののサンプリング回数をカウントするカウンタＣｎをインクリメントする。続くステップＳ３４においては、カウンタＣｎが基準回数Ｃｔｈから所定値を減算した値よりも大きいか否かを判断する。この処理は、復調処理を禁止するか否かを判断するためのものである。ここで、所定値は、補正量ΔＣとゼロとのうち小さい方である。なお、補正量ΔＣは、上述したように、励磁信号Ｓｃの２周期を１組とした場合の第２番目の周期に限ってゼロ以外の数となりうるように設定される。そして、ステップＳ３４において肯定判断される場合、ステップＳ３６において、上記ステップＳ２８と同様、今回のレファレンスＲＥＦを用いた復調処理を禁止する。

ステップＳ３６の処理が完了する場合や、ステップＳ３４において否定判断される場合には、ステップＳ３８において、レファレンスＲＥＦが負から正に反転したか否かを判断する。そして反転したと判断される場合、ステップＳ４０に移行する。ステップＳ４０においては、カウンタＣｎ０の値をカウンタＣｎの値とし、カウンタＣｎとフラグＦとをゼロとし、カウンタＣｐをインクリメントする。そして、励磁信号Ｓｃが第２番目の周期である場合、補正量ΔＣを、カウンタＣｎ０からカウンタＣｐ０を減算した値とする。なお、励磁信号Ｓｃが第１番目の周期の場合、補正量ΔＣはゼロとされる。

なお、ステップＳ４０，Ｓ２８の処理が完了する場合や、ステップＳ３８，Ｓ２６において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「２値検波信号算出手段（５８）について」
励磁信号Ｓｃ（レファレンスＲＥＦ）が０以上であるか否かに応じて２値の検波信号Ｒｄを算出するものに限らない。たとえば、０よりも大きいか否かに応じて２値の検波信号Ｒｄを算出するものであってもよい。

「検波手段について」
２値検波信号算出手段によって検波信号Ｒｄを生成するものに限らない。たとえば、レファレンスＲＥＦを誤差相関量εに乗算したものを被検波量εｃとし、これを誤差相関量εから励磁信号Ｓｃの符号の影響を除去する除去処理とするものであってもよい。

「周期変更手段（７４）について」
上記第２の実施形態（図５）では、タイマ７２による計測結果（立ち上がり時間Ｔｈ）に基づき、サンプリング周期Ｔｓを補正したが、これに限らない。たとえば、立ち下がり時間の計測結果に基づき、サンプリング周期Ｔｓを変更してもよく、これら立ち上がり時間および立ち下がり時間の合計値に基づき、サンプリング周期Ｔｓを変更してもよい。

周期変更手段としては、ＣＰＵ５０を用いたソフトウェア処理を含むものに限らず、ハードウェア処理によって、アナログデジタル変換器４６のサンプリング周期を変更する手段を構成することで実現してもよい。

「位相変更手段（７６）について」
位相変更手段としては、ＣＰＵ５０を用いたソフトウェア処理を含むものに限らず、ハードウェア処理によって、アナログデジタル変換器４６のサンプリング位相を変更する手段を構成することで実現してもよい。

「予測回避手段について」
上記第２の実施形態（図５）において、周期が変動する場合、サンプリング位相ＰＨｉ自体も変動前のものからずれることとなる。このため、サンプリング周期Ｔｓとともに、サンプリング位相を併せ変更することが望ましい。すなわち、周期変更手段と位相変更手段とをともに備える構成であることが望ましい。

「復調禁止手段について」
入力側励磁信号ＳＣのサンプリング周期やサンプリング位相を先の図３に示した態様にて固定することによって、入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下となるときのサンプリングを禁止するものに限らない。たとえば、励磁信号Ｓｃの周期や位相が変動した場合にあっては、先の図３に示した位相ＰＨ４に対応するサンプリングタイミングにおけるレファレンスＲＥＦの値が変動中心の値に近づくこともある。そしてこの場合にあっては、次回のサンプリングまでの時間間隔を変更することで、入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下となるときのサンプリングを禁止する手段としてもよい。

また、先の図３に示したように、入力側励磁信号ＳＣをレファレンスＲＥＦに変換する処理（サンプリング処理）自体を禁止するものに限らず、たとえば被検波量εｃを算出角度φの更新に用いることを禁止するものであってもよい。

「間隔変更手段について」
上記第４の実施形態（図９）では、励磁信号Ｓｃの第１番目の周期において、レファレンスＲＥＦが正のものの数と、負のものの数とに差が生じる場合、第２番目の周期において、その差を補償するように、サンプリング回数を制限したが、これに限らない。たとえば、第１番目および２番目の周期において、レファレンスＲＥＦが正のものの数と、負のものの数とに差が生じる場合、第３番目の周期において、その差を補償するように、サンプリング回数を制限するものであってもよい。ただし、この場合、励磁信号Ｓｃの２周期に渡る不均衡によっては、算出角度φに許容範囲を超える誤差が生じることはないシステムに適用することが望ましい。

また、たとえば、励磁信号Ｓｃの符号がサンプリング回数が多い方の符号となる場合にサンプリング回数を制限する代わりに、少ない方の符号となる場合にサンプリング回数を増加させてもよい。

さらに、たとえば、励磁信号Ｓｃの１周期の間で差が生じると予測される場合にサンプリング回数を制限するものであってもよい。これは、たとえば励磁信号Ｓｃが正となる期間と負となる期間とのそれぞれにおいて、５回ずつのサンプリング回数を予定していたものが、正となる期間において４回しかサンプリングできなかった場合に、負となる期間のサンプリング回数を４回に制限し、５回目のサンプリングタイミングでのサンプリング処理自体を禁止したり、その復調処理への利用を禁止したりすればよい。

「不均衡回避手段について」
サンプリング周期を単一の値（基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆ）とするものに限らない。たとえば、励磁信号Ｓｃの一周期の間でサンプリングタイミング間の時間間隔を変化させるものであってもよい。この場合、励磁信号Ｓｃの絶対値が大きい領域においてサンプリング頻度を上昇させてもよい。また、たとえば上記規定値ΔＳが大きくなる場合にあっては、励磁信号Ｓｃがゼロに近づくにつれてサンプリング頻度が低下する事態を回避すべく、規定値ΔＳを超える領域において値が小さいほどサンプリング頻度が上昇するようにしてもよい。

また、励磁信号Ｓｃの１周期において、正となるもののサンプリング回数と負となるもののサンプリング回数とが等しくなる設定に限らず、所定期間におけるサンプリング回数が等しくなるものであってもよい。すなわち、この場合であっても、所定期間を、算出角度φの精度の要求に応じて設定することで、算出角度φの算出誤差を、要求に合ったものとすることはできる。この際、所定期間は、１周期の整数倍の期間に限らない。

なお、サンプリング周期を単一の値（基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆ）として励磁信号Ｓｃの１周期よりも長い所定期間での不均衡を回避する設定の場合、所定期間毎に、サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相が等しくなる設定とすることが望ましい。なぜなら、これにより、所定期間におけるサンプリングタイミングのそれぞれに対応する励磁信号Ｓｃの位相が特定され、ひいてはいずれのサンプリングタイミングにおいても、入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下となることを回避することができるからである。

もっとも、入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下となるサンプリングタイミングにおけるサンプリングを回避する設定自体必須ではない。すなわち、入力側励磁信号ＳＣが正に切り替わる直前にサンプリングした後、これと同期した被変調波ＳＩＮや被変調波ＣＯＳに含まれる励磁信号Ｓｃの符号が正である場合であっても、サンプリングタイミングの設定によっては、入力側励磁信号ＳＣが負に切り替わる直前のタイミングと同期した被変調波ＳＩＮや被変調波ＣＯＳに含まれる励磁信号Ｓｃの符号が負となることで、検波エラーの影響を排除することができる可能性がある。

「アナログデジタル変換器について」
被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳおよび入力側励磁信号ＳＣをデジタルデータに変換する手段としては、単一のアナログデジタル変換器４６に限らない。たとえば、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳと、入力側励磁信号ＳＣとで各別の変換器を備えてもよく、またたとえば、被変調波ＳＩＮ，被変調波ＣＯＳ、および入力側励磁信号ＳＣのそれぞれで、各別の変換器を備えてもよい。換言すれば、励磁信号サンプリング手段と被変調波サンプリング手段とで、アナログデジタル変換器を各別としてもよい。

「復調手段について」
ａ）誤差相関量εについて
励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量としては、上記第１の実施形態（図１）において例示した誤差相関量εに限らない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／２）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／２）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／２）」に比例した量となり、励磁信号ｓｉｎωｔの符号の影響を除くことで、回転角度θに対して算出角度φが進角している場合に正、遅角している場合に負となる。

もっとも、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、誤差相関量ε自体が回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量であることは必須ではない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／４）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／４）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／４）」に比例した量となり、誤差相関量εから励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いたとしても、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量とはならない。しかし、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いた被検波量εｃと「Ｋ／√２：Ｋは、差動増幅回路３４等のゲインによって定まる被変調波の振幅」との差を制御誤差とするなら、制御誤差は、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。このため、これをゼロにフィードバック制御するための操作量として算出角度φを算出することができる。そしてこの場合であっても、ノイズに対する耐性を高める上では、不均衡回避手段を適用することが有効である。

ただし、これは誤差相関量εの定義の仕方の問題に過ぎない。すなわち、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」を誤差相関量と定義するなら、これは、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。ちなみに、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」から励磁信号Ｓｃの絶対値の影響を除いたものは、回転角度θと算出角度φとの差に応じた値を有するとはいえ、算出角度φのずれが進角側であるか遅角側であるかに応じて、上記差が同一であっても絶対値が相違する。このため、進角側と遅角側とで算出角度φのフィードバック制御のゲインに差が生じるため、この差を許容できるシステムに適用することが望ましい。

ｂ）算出角度φの算出処理
被検波量εｃを入力とし、算出角度φを算出する処理としては、上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば積分要素を３つ（３重積分）以上有するものであってもよい。

また、積分要素を１つのみ有するものであってもよい。この場合であっても、たとえば、励磁信号Ｓｃのある周期で、その正となる期間におけるサンプリング回数と負となる期間におけるサンプリング回数との間に差が生じる場合、ノイズの影響はサンプリング頻度が低いほど大きくなる。なぜなら、サンプリング頻度が低いほど積分間隔が長くなるため、ノイズが算出角度φに及ぼす影響の度合い（ノイズに対する算出角度φのゲイン）が大きくなるからである。

ｃ）構成について
ソフトウェア処理手段として構成されるものに限らない。ハードウェア処理手段であっても、復調に用いられる入力側励磁信号ＳＣ等のサンプリング頻度が低くなるにつれて、励磁信号Ｓｃの符号が正のもののサンプリング回数と負のもののサンプリング回数との差が、ノイズに対する耐性を低下させる事情についてはなんら変わりがないと考えられる。

「位置検出対象について」
回転機の回転子に限らない。要は、位置情報に応じて励磁信号を振幅変調可能なものであるなら、本発明の適用は有効である。

１０ａ…回転子（位置検出対象の一実施形態）、２０…レゾルバ、４０…マイコン、５０…ＣＰＵ。

Claims (13)

1. 交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報に応じて振幅変調された一対の被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する復調手段（４０）を備え、
   前記一対の被変調波のうち一方の被変調波は、前記位置情報を独立変数とする変調波であって、正弦関数又は余弦関数である変調波によって前記励磁信号を変調したものであり、他方の被変調波は、前記位置情報を独立変数とする変調波であって、前記一方の被変調波を変調する変調波の位相が「π／２」だけずれた変調波によって前記励磁信号を変調したものであり、
   前記復調手段は、
   前記位置情報の算出値（φ）を独立変数とする余弦関数を前記一方の被変調波に乗算した値と、前記位置情報の算出値を独立変数とする正弦関数を前記他方の被変調波に乗算した値との差に応じた値を誤差相関量（ε）として算出する誤差相関量算出手段と、
   前記励磁信号を入力とし、前記誤差相関量から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段（６０）と、
   前記除去処理によって符号の影響が除去された誤差相関量に基づき、前記算出値を出力する角度算出手段と、
   所定期間において前記除去処理に用いられる前記励磁信号について、その符号が正のもののサンプリング回数と負のもののサンプリング回数との差が生じることを回避する不均衡回避手段と、
   を備え、
   前記不均衡回避手段は、所定期間において前記位置情報の復調に用いられる前記励磁信号について、その符号が正のもののサンプリング回数と負のもののサンプリング回数との差が生じると予測される場合、前記差が生じることを回避する予測回避手段（５０）を備えることを特徴とする位置検出装置。
2. 前記検波手段は、前記励磁信号を周期的にサンプリングする励磁信号サンプリング手段（４６）を備え、
   前記不均衡回避手段は、前記励磁信号が正である期間と負である期間とで前記所定期間におけるサンプリング回数が等しくなるように、前記サンプリングの周期と位相とを設定するものであり、
   前記予測回避手段は、前記励磁信号を入力とし、その周期の変動に応じて前記励磁信号サンプリング手段による前記サンプリングの周期を変更する周期変更手段（７４）を備えることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
3. 前記検波手段は、前記励磁信号を周期的にサンプリングする励磁信号サンプリング手段（４６）を備え、
   前記不均衡回避手段は、前記励磁信号が正である期間と負である期間とで前記所定期間におけるサンプリング回数が等しくなるように、前記サンプリングの周期と位相とを設定するものであり、
   前記予測回避手段は、前記励磁信号を入力とし、その位相の変動に応じて前記励磁信号サンプリング手段による前記サンプリングの位相を変更する位相変更手段（７６）を備えることを特徴とする請求項１または２記載の位置検出装置。
4. 前記検波手段は、
   前記励磁信号をサンプリングする励磁信号サンプリング手段（４６）と、
   前記励磁信号が０以上であるか否かに応じて、または０よりも大きいか否かに応じて、２値の検波信号を算出する２値検波信号算出手段（５８）と、を備え、
   該２値検波信号算出手段によって算出された検波信号を用いて前記除去処理を行なうものであり、
   前記予測回避手段は、前記励磁信号の値が０である場合に、該励磁信号のサンプリングに基づく復調処理を禁止する復調禁止手段を備えることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
5. 前記検波手段は、前記励磁信号をサンプリングする励磁信号サンプリング手段（４６）を備え、
   前記予測回避手段は、所定期間において前記位置情報の復調に用いられる前記励磁信号について、その符号が正のもののサンプリング回数と負のもののサンプリング回数との差が生じると予測される場合、前記復調手段に復調処理の間隔を変更させる間隔変更手段を備えることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
6. 前記間隔変更手段は、前記所定期間よりも短い規定期間において前記位置情報の復調に用いられる前記励磁信号について、その符号が正のもののサンプリング回数と負のもののサンプリング回数との差が生じると判断される場合、前記励磁信号が前記サンプリング回数の多い方の符号となるときにおける前記復調処理の回数を制限する処理、または前記励磁信号が前記サンプリング回数の少ない方の符号となるときにおける前記復調処理の回数を増加させる処理を行なうことを特徴とする請求項５記載の位置検出装置。
7. 前記検波手段は、前記励磁信号をサンプリングする励磁信号サンプリング手段（４６）を備え、
   前記不均衡回避手段は、前記励磁信号の１周期における前記サンプリングの回数が、前記励磁信号が正の値となる期間と前記励磁信号が負の値となる期間とで互いに等しくなるように、前記励磁信号サンプリング手段による前記サンプリングのタイミングを設定するタイミング設定手段を備えることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
8. 前記励磁信号サンプリング手段は、前記サンプリングを周期的に行なうものであることを特徴とする請求項２，３または７のいずれか１項に記載の位置検出装置。
9. 前記不均衡回避手段は、前記励磁信号の値の絶対値が規定値以下となるタイミングがサンプリングタイミングとならないように、前記サンプリングの位相を設定することを特徴とする請求項２，３，７または８のいずれか１項に記載の位置検出装置。
10. 前記検波手段は、前記励磁信号をサンプリングする励磁信号サンプリング手段（４６）を備え、
    前記励磁信号の値の絶対値が規定値以下である場合、該励磁信号のサンプリング値を用いた復調処理を禁止する復調禁止手段を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の位置検出装置。
11. 前記復調手段は、ソフトウェア処理手段であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の位置検出装置。
12. 前記復調手段は、
    前記励磁信号をサンプリングする励磁信号サンプリング手段と、
    前記被変調波をサンプリングする被変調波サンプリング手段とを備え、
    前記励磁信号サンプリング手段と前記被変調波サンプリング手段とは、単一のアナログデジタル変換器（４６）を共有して構成されており、
    前記アナログデジタル変換器は、前記被変調波と前記励磁信号とを時分割でデジタルデータに変換することを特徴とする請求項１１記載の位置検出装置。
13. 前記検波手段は、前記励磁信号が正であるか負であるかに応じた２値の検波信号を算出する２値検波信号算出手段（５８）を備えて且つ、該検波信号に基づき前記除去処理を行なうものであることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の位置検出装置。

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