JP2017151032A - 信号処理器及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コントローラのクロック周波数を上げることなく、また励磁信号の周波数を下げることなく、位相検出の分解能を向上させる信号処理器を提供する。
【解決手段】信号処理器１０は、レゾルバのロータ回転角で位相変調されたキャリア周波数信号と、ディザー信号とを比較するコンパレータ１１を備える。ディザー信号は周期的に振幅が変化する形状の波形であれば、三角波、正弦波、ノコギリ波等いずれでもよい。ディザー信号の振幅は位相変調信号の最大振幅値に基づいて決定される。
【選択図】図１

Description

本発明は信号処理器及び制御装置に関し、例えば、モータの制御に用いる信号処理器及び制御装置に関する。

回転角センサとして、ロータの回転による磁場の変動から回転角を検出するレゾルバが知られている。

特許文献１、２には、１相励磁で得られた２相のレゾルバ信号について、信号処理器により、一方の信号の位相を９０°シフトして、他方の信号と合成し、合成した信号からレゾルバの角度を検出する方法が記載されている。また、特許文献３には、レゾルバの角度において、角度検出に異常があるか否かを検出する装置が記載されている。

特開平８−２８７１７３号公報 特開平８−３５８５６号公報 特開２００４−３４７６１２号公報

これらの方法は、レゾルバのロータが回転すると、位相シフタによる位相シフトが９０°からずれてしまい、検出する角度に大きな誤差が発生する問題がある。

また、レゾルバ信号の位相をシフトする技術として、ＲＤコンバータ（Resolver Digital Converter）がある。ＲＤコンバータでは、２相出力のレゾルバ信号から合成した信号と、レゾルバを励磁するキャリア信号とを同期検波し、検波信号から位相のシフト量をフィードバックして、トラッキングを行っている。

しかしながら、レゾルバの角度を検出する従来の装置において、コントローラのクロック周波数を上げることなく、また励磁信号の周波数を下げることなく、位相検出の分解能を向上させる信号処理器は実現されていなかった。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、信号処理器がキャリア周波数をレゾルバのロータ回転角で位相変調された信号と、ディザー信号とを比較するコンパレータを備えるようにする。

コントローラのクロック周波数を上げることなく、また励磁信号の周波数を下げることなく、位相検出の分解能を向上させる信号処理器を提供することができる。

実施の形態の概要に係る信号処理器の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号処理器及び制御装置の構成を示すブロック図である。 キャリア信号と位相変調された信号の例を示すグラフである。 ロータの回転角と、キャリア周波数のクロック信号と、コンパレータの出力信号との関係を示す図である。 位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。 位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。 位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。 位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。 位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。 ロータの回転による位相差と、測定により得られる位相差との関係を示すグラフである。 相変調信号と、ディザー信号との比較の別の例を示す図である。 実施の形態２に係る信号処理器及び制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３に係る信号処理器及び制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３に係る信号処理器及び制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。

説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。
（実施形態の概要）

図１は、実施の形態の概要に係る信号処理器の構成を示すブロック図である。図１において、信号処理器１０は、コンパレータ１１を備える。

コンパレータ１１は、キャリア周波数をレゾルバのロータ回転角で位相変調された信号と、ディザー信号とを比較する。そして、コンパレータ１１は、比較結果の信号を出力する。

このように、実施形態の概要に係る信号処理器は、キャリア周波数をレゾルバのロータ回転角で位相変調された信号と、ディザー信号とを比較することにより、コントローラのクロック周波数を上げることなく、また励磁信号の周波数を下げることなく、位相検出の分解能を向上させることができる。
（実施の形態１）

実施の形態１では、実施の形態の概要で説明した信号処理器１０の詳細な構成及び信号処理器１０を用いたモータの制御装置について説明する。

最初に実施の形態１に係る信号処理器及び制御装置の各構成の機能について説明する。図２は、実施の形態１に係る制御装置の構成を示すブロック図である。後述する図２のＯＰアンプ３３０が、図１のコンパレータ１１と対応する構成である。

図２において、制御装置２００は、アナログ回路３００と、カウンタ回路４００と、マイコン制御器５００と、パワー回路６００とを備える。そして、制御装置２００は、レゾルバ２０１からの信号に基づいてモータ２０２の回転を制御する。レゾルバ２０１とモータ２０２は、ロータ部分が共に回転軸２０３に固定され、共に回転する。

レゾルバ２０１は、更に励磁コイル２０４と、検出コイル２０５と、検出コイル２０６とを備える。励磁コイル２０４は、入力された電気信号により磁場を発生するコイルである。検出コイル２０５及び２０６は、磁場の変動を検出して電気信号として出力するコイルである。

レゾルバ２０１では、励磁コイル２０４、検出コイル２０５及び検出コイル２０６がステータ部分に配置され、ロータ部分の回転により磁場の変動が検出される。レゾルバ２０１は、ロータの回転による磁場の変動を少なくとも２相以上の電気信号として検出できるものであれば良く、例えば、ロータ部分に励磁コイル２０４が配置され、検出コイル２０５及び検出コイル２０６がステータ部分に配置され、ロータ部分の回転による磁場の変動が検出されてもよい。

そして、検出コイル２０５と検出コイル２０６は、互いに所定の角度で配置されることにより、検出コイル２０５と検出コイル２０６は、磁場の変動を互いに異なる相の信号として検出する。例えば、検出コイル２０５と検出コイル２０６とが９０°の角度で配置されることにより、検出コイル２０５で正弦波が検出され、検出コイル２０６で余弦波が検出される。

次にアナログ回路３００の構成について説明する。アナログ回路３００は、励磁回路３０１と、位相シフタ１０１と、位相シフタ１０２と、バンドパスフィルタ３２９と、ＯＰアンプＯＰ３０２、ＯＰ３１５、ＯＰ３２０、ＯＰ３２７及びＯＰ３３０と、ディザー信号生成器３３１と、Ａ／Ｄ変換器３３２と、ピーク演算器３３３と、ディザー振幅計算器３３４と、トランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４と、ダイオードＤ３０５及びＤ３０６と、抵抗Ｒ３１１、Ｒ３１２、Ｒ３１３、Ｒ３１４、Ｒ３１６、Ｒ３１７、Ｒ３１８、Ｒ３１９、Ｒ３２５、Ｒ３２６及びＲ３２８を備える。

励磁回路３０１は、基準クロック信号を分周した周波数ｆｃで正弦波のキャリア信号を生成し、キャリア信号をＯＰアンプＯＰ３０２に出力する。

ＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４、ダイオードＤ３０５及びＤ３０６は、キャリア信号を増幅し、増幅後のキャリア信号をレゾルバ２０１の励磁コイル２０４に出力する。

ＯＰアンプＯＰ３１５及び抵抗Ｒ３１１、Ｒ３１２、Ｒ３１３及びＲ３１４は、差動アンプを構成し、検出コイル２０５において検出された信号を増幅して位相シフタ１０１に出力する。同様にＯＰアンプＯＰ３２０及び抵抗Ｒ３１６、Ｒ３１７、Ｒ３１８、Ｒ３１９は、差動アンプを構成し、検出コイル２０６において検出された信号を増幅して位相シフタ１０２に出力する。

第１位相シフタ１０１は、キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトし、位相をシフトした第１位相信号を合成器１０３に出力する。第１位相シフタ１０１は、ＯＰアンプで構成されることが好適である。

第２位相シフタ１０２は、キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトし、位相をシフトした第２位相信号を合成器１０３に出力する。第２位相シフタ１０２は、第１位相シフタ１０１は、ＯＰアンプで構成されることが好適である。

例えば、キャリア周波数ｆｃと、位相シフタ１０１の極の周波数ｆ１と、位相シフタ１０２の極の周波数ｆ２とは、ｆ１＝ｆｃ／ｎ且つｆ２＝ｆｃ×ｎ（ｎは任意の正の実数）を満たすことにより位相シフタ１０１の位相シフトと位相シフタ１０２位相シフトの差を略９０°とすることができる。

位相シフタ１０１の出力と位相シフタ１０２の出力が、それぞれ抵抗Ｒ３２５、Ｒ３２６を介して接続することにより、キャリア周波数をロータ回転角で位相変調された信号が得られる。

ＯＰアンプＯＰ３２７及び抵抗Ｒ３２８は反転増幅回路を構成し、キャリア周波数をロータ回転角で位相変調された信号を増幅して、バンドパスフィルタ３２９に出力する。これら抵抗Ｒ３２５、Ｒ３２６、Ｒ３２８及びＯＰアンプＯＰ３２７が、合成器１０３を構成している。

バンドパスフィルタ３２９は、位相変調信号の所定の周波数範囲以外を減衰し、ＯＰアンプＯＰ３３０及びＡ／Ｄ変換器３３２に出力する。例えば、所定の周波数範囲は、キャリア周波数がロータの回転速度により変化しうる範囲である。

ＯＰアンプＯＰ３３０は、バンドパスフィルタ３２９から出力された位相変調信号と、ディザー信号生成器３３１から出力されたディザー信号とを比較するコンパレータを構成する。このディザー信号は、周期的に振幅が変化する信号である。周期的な振幅の変化は位相のずれに相当するので、位相変調信号は、ＯＰアンプＯＰ３３０により、位相方向にディザリングされることになる。そしてＯＰアンプＯＰ３３０は、比較結果の信号（すなわち位相方向にディザリングされた位相変調信号）をＣＬＫ同期回路４０３に出力する。

ディザー信号生成器３３１は、ディザー信号を生成してコンパレータ１１に出力する。具体的には、ディザー信号生成器３３１は、後述する基準ＣＬＫ回路４０１が生成する基準クロック信号の周波数より低い周波数の信号を生成する。なお、ディザー信号生成器３３１が生成する信号は、周期的に振幅が変化する形状の波形であれば、三角波、正弦波、ノコギリ波等いずれでもよい。また、ディザー信号生成器３３１は、後述するディザー振幅計算器３３４に指示された最大振幅値で、ディザー信号を生成する。

Ａ／Ｄ変換器３３２は、バンドパスフィルタ３２９から出力された位相変調信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル化された位相変調信号をピーク演算器３３３に出力する。

ピーク演算器３３３は、デジタル化された位相変調信号の最大振幅値を算出し、位相変調信号の最大振幅値をディザー振幅計算器３３４に出力する。

ディザー振幅計算器３３４は、位相変調信号の最大振幅値に基づいてディザー信号の振幅値を計算し、ディザー信号の振幅値をディザー信号生成器３３１に指示する。例えば、位相変調信号の最大振幅値をＶｍ、周波数をｆ、位相のずれをΔｔとすると、ディザー信号の振幅値はＶｍ×ｓｉｎ（２πｆ×Δｔ）で求められる。

次にカウンタ回路４００の構成について説明する。カウンタ回路４００は、基準ＣＬＫ回路４０１と、励磁ＣＬＫ回路４０２と、位相差カウンタ４０４と、ＣＬＫ同期回路４０３とを備える。

基準ＣＬＫ回路４０１は、基準周波数の信号を生成し、生成した基準クロック信号を励磁ＣＬＫ回路４０２、位相差カウンタ４０４及びＣＬＫ同期回路４０３に出力する。

励磁ＣＬＫ回路４０２は、基準ＣＬＫ回路４０１において生成された基準クロック信号を分周し、分周により得られたキャリア周波数のクロック信号を励磁回路３０１及び位相差カウンタ４０４に出力する。

ＣＬＫ同期回路４０３は、整形された位相変調信号と整形されたキャリア信号とを同期検波し、検波信号を位相差カウンタ４０４及び位置演算器５０１に出力する。

位相差カウンタ４０４は、同期検波により得られた位相差を基準周波数の分解能で計数し、計数結果を位置演算器５０１及び三相変換器５０９に出力する。

次に、マイコン制御器５００の構成について説明する。マイコン制御器５００は、位置演算器５０１と、シリアル通信器５０２と、減算器５０３と、位置ゲイン演算器５０４と、微分処理器５０５と、減算器５０６と、速度ゲイン演算器５０７と、トルク演算器５０８と、三相変換器５０９と、乗算器５１０、５１１及び５１２とを備える。

位置演算器５０１は、検波信号と位相差の計数結果とから位置検出値を算出し、減算器５０３及び微分処理器５０５に出力する。

シリアル通信器５０２は、外部からの位置指示信号を受信し、位置指令値を減算器５０３に出力する。減算器５０３は、位置検出値から位置指令値を減算し、得られた位置偏差を位置ゲイン演算器５０４に出力する。

位置ゲイン演算器５０４は、位置偏差に所定の位置ゲインを乗じて、モータ２０２の目標速度を算出する。微分処理器５０５は、回転位置を表す検出信号を微分して、モータ２０２の回転速度を算出する。減算器５０６は、目標速度から速度検出値を減算し、得られた速度偏差を速度ゲイン演算器５０７に出力する。

速度ゲイン演算器５０７は、速度偏差に速度ゲインを乗じて、トルク指令値を算出する。トルク演算器５０８は、トルク指令値からモータ２０２の各相に流す電流指令値を算出する。三相変換器５０９は、位相差の計数結果から三相信号を生成し、三相信号を乗算器５１０、５１１及び５１２にそれぞれ出力する。

乗算器５１０、５１１及び５１２は、それぞれ電流指令値に三相信号を乗算して、三相の制御信号を生成し、三相の制御信号をパワー回路６００に出力する。パワー回路６００は、三相の制御信号に基づいてモータ２０２を三相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するインバータである。

以上の構成により、信号処理器１０を用いたモータの制御装置は、レゾルバのロータ回転角を検出して、モータを制御する。

次に、信号処理について説明する。まず、信号処理器１０に入力される信号、すなわちキャリア周波数をレゾルバのロータ回転角で位相変調された信号について説明する。励磁回路３０１において生成されたキャリア信号は、ＯＰアンプＯＰ３０２、トランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４において増幅され、励磁コイル２０４に入力される。

励磁コイル２０４で発生した磁場は、レゾルバ２０１のロータ部分の回転により変動が生じる。そして、この磁気の変動が検出コイル２０５及び２０６において検出される。

例えば、正弦波ｓｉｎωｔのキャリア信号で励磁コイル２０４を１相励磁し、検出コイル２０５及び２０６において検出された２相出力信号を増幅すると、増幅後の２相出力信号Ｘ１、Ｘ２は、それぞれ
Ｘ１＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎωｔ
Ｘ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎωｔ
で定義される。ここで、ωはキャリア信号の角運動量、ｔは時間、θmはレゾルバ２０１のロータの回転角、ＫはＯＰアンプＯＰ３１５及びＯＰアンプ３１７のゲインを示す。

ここで位相シフタ１０１における位相シフトφ１、位相シフタ１０２における位相シフトφ２とし、位相シフタ１０１及び１０２にオールパスフィルタを用いると、φ１−φ２＝−９０°に設計できる。例えば、キャリア周波数ｆｃ＝４．８８ｋＨｚに対して、位相シフタ１０１の極の周波数を１．９９Ｈｚ、位相シフタ１０２の極の周波数を１１．８ｋＨｚとすることにより、φ１−φ２＝−９０°とすることができる。

そして位相シフタ１０１及び１０２におけるフィルタ後の信号は、
Ｘ１＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ１）
Ｘ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ２）
で定義される。
ここで、−φ２＝−φ１−９０°の関係より以下の関係式が導き出される。
Ｘ２＝Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ１−９０°）
＝−Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｃｏｓ（ωｔ−φ１）

合成器１０３において、位相シフタ１０２及び１０３における位相シフト後の信号Ｘ１とＸ２が合成される。ここで、Ｘ１とＸ２を加算すると、以下の関係式が導き出される。
Ｙ＝Ｘ１＋Ｘ２
＝Ｋ・ｓｉｎθｍ×ｓｉｎ（ωｔ−φ１）−Ｋ・ｃｏｓθｍ×ｃｏｓ（ωｔ−φ１）
＝−Ｋ・ｃｏｓ（ωｔ−φ１＋θｍ）

すなわち、キャリア周波数（角周波数）ωがロータ回転角θｍで位相変調された信号が得られる。図３は、キャリア信号と位相変調された信号の例を示すグラフである。図３において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図３に示すように、キャリア信号と位相変調された信号とは、周波数が同じで位相が異なる信号である。したがって、キャリア信号と位相変調された信号との位相差により、ロータの回転角を算出することができる。

実施の形態１では、それぞれ矩形波に整形した信号同士の位相差からロータの回転角を算出する。すなわち、キャリア周波数のクロック信号と、コンパレータ１１（図２のＯＰアンプＯＰ３３０に対応）の出力信号との位相差により、ロータの回転角を算出する。

仮に、コンパレータの出力信号にディザー信号による位相のずれを考慮しない場合、キャリア周波数のクロック信号とコンパレータの出力信号との位相差は、ロータの回転角に対応する。まず、ディザー信号により位相のずれを考慮しない場合の例を、図４を用いて説明する。図４は、ロータの回転角と、キャリア周波数のクロック信号と、コンパレータの出力信号との関係を示す図である。図４において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。

図４の最上段は、ロータの回転角が０度である例である。この例では、キャリア周波数のクロック信号とコンパレータの出力信号との位相差は０度である。図４の上から二段目は、ロータの回転角が９０度である例である。この例では、キャリア周波数のクロック信号とコンパレータの出力信号との位相差は９０度である。同様に図４の上から三段目は、ロータの回転角が１８０度である例である。この例でも同様に、キャリア周波数のクロック信号とコンパレータの出力信号との位相差は１８０度である。更に、図４の最下段は、ロータの回転角が２７０度である例である。この例でも同様に、キャリア周波数のクロック信号とコンパレータの出力信号との位相差は２７０度である。

このように、キャリア周波数のクロック信号とコンパレータの出力信号との位相差は、ロータの回転角に対応する。

コンパレータの出力信号にディザー信号による位相のずれを発生させる場合、位相変調信号の振幅とディザー信号の周期的に変化する振幅とを比較することにより、コンパレータの出力信号に、ディザー信号の振幅の変化に対応する位相のずれが反映される。図５は、位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。図５において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。

コンパレータの出力信号にディザー信号による位相のずれを考慮しない場合、位相変調信号と接地電位０Ｖとを比較するので、位相変調信号の振幅が正である場合（すなわち図５のｔ１からｔ４の間）、コンパレータの出力信号は正となり、位相変調信号の振幅が負である場合（すなわち図５のｔ４からｔ５の間）、コンパレータの出力信号は負となる。

一方、図５に示すように、位相変調信号の振幅とディザー信号の周期的に変化する振幅とを比較する場合、ｔ１からｔ２の間では、位相変調信号の振幅とディザー信号の振幅より小さいので、コンパレータの出力信号は負となる。また、ｔ２からｔ３の間では、位相変調信号の振幅とディザー信号の振幅より大きいので、コンパレータの出力信号は正となる。そして、ｔ３からｔ５の間では、位相変調信号の振幅とディザー信号の振幅より小さいので、コンパレータの出力信号は負となる。

すなわち、ディザー信号により、コンパレータの出力信号の位相がｔ１からｔ２までの分、ずれることになる。ディザー信号は周期的に振幅が変化する信号であるので、コンパレータの出力信号は、キャリア信号の一周期毎に異なる位相のずれを有することになる。周期毎の異なる位相のずれについて図６を用いて説明する。図６は、位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。図６において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図６では、ディザー信号がノコギリ波であり、一周期の間、時間の経過とともに振幅値が増加する波形である。図６に示すように、周期毎にディザー信号の振幅値が異なるので、周期毎にコンパレータの出力信号の位相のずれも対応して異なっている。そして、複数の周期でのコンパレータの出力信号のカウント値を平均化することにより、分解能がディザー信号により向上する。

図７Ａ−Ｃは、位相変調信号と、ディザー信号との比較の例を示す図である。図７Ａ−Ｃにおいて、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。また、図７Ａ−Ｃでは、上から順にキャリア周波数のクロック信号、コンパレータの出力信号、基準クロック信号、位相差カウンタ４０４のカウント値（ディザーなし）、位相差カウンタ４０４のカウント値（ディザーあり）を示している。

図７Ａ−Ｃでは基準クロック信号の周波数を５０ＭＨｚとした。１カウントを０．０２μsecとなり、１カウント当たりの回転角度は、０．０２μsec／２００μsec×３６０°＝０．０３６°となる。そして、キャリア周波数のクロック信号とコンパレータの出力信号とは、位相差カウンタ４０４において、基準クロック信号の一周期単位でカウントされる。

ここで、コンパレータの出力信号にディザー信号による位相のずれが含まれていない場合、四段目に示すように、各周期のカウント値は１０、１０、１０、１０、１０、１０、１０、１０、１０、１０となり、十周期でのカウント値の合計は１００となる。したがって、一周期あたりのカウント値の平均は１０となり、ロータの回転角度は０．３６°と測定される。

一方、コンパレータの出力信号にディザー信号による位相のずれが含まれている場合、五段目に示すように、各周期のカウント値は９、９、９、１０、１０、１０、１０、１０、１０、１０となり、十周期でのカウント値の合計は９７となる。したがって、一周期あたりのカウント値の平均は９．７となり、ロータの回転角度は０．３４９２°と測定される。

このように、振幅の変化するディザー信号によりコンパレータの出力信号は、周期毎に異なる位相のずれを有し、コンパレータの出力信号を基準クロック信号単位でカウントした値を平均化することにより、コントローラのクロック周波数を上げることなく、また励磁信号の周波数を下げることなく、位相検出の分解能を向上させることができる。

分解能の向上した結果を以下の表１、及び図８に示す。

図８は、ロータの回転による位相差と、測定により得られる位相差との関係を示すグラフである。図８において、縦軸は測定により得られる位相差を示し、横軸はロータの回転による位相差を示す。そして図８は表１の結果をグラフに示したものである。

図８に示すように、ディザーなしのコンパレータ出力では、測定により得られた位相差が０．１４０μsecと０．１６０μsecとの間で離散している。すなわち、位相差の分解能が０．０２μsecである。

一方、ディザーありのコンパレータ出力では、測定により得られた位相差が０．１４４μsec、０．１４８μsec、０．１５２μsec、０．１５８μsec、０．１６０μsec、０．１６４μsecとなっている。ディザーありのコンパレータ出力では、位相差の分解能が０．０２μsecより小さくなっている（すなわち分解能が向上している）。

このように、実施の形態１の信号処理器によれば、コンパレータにおいて、キャリア周波数をレゾルバのロータ回転角で位相変調された信号と、周期的に振幅が変化するディザー信号とを比較することにより、コンパレータの出力信号にディザー信号による位相のずれが生じ、位相変調された信号が位相についてディザリングされるので、コントローラのクロック周波数を上げることなく、また励磁信号の周波数を下げることなく、位相検出の分解能を向上させることができる。

なお、上記実施の形態１では、図６に示すようにディザー信号にノコギリ波を用いた例で説明しているが、ディザー信号は、振幅の変化する周期的な信号であればいずれも適用できる。図９は、相変調信号と、ディザー信号との比較の別の例を示す図である。図９において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図９では、ディザー信号が正弦波であり、一周期の間、時間の経過とともに振幅値が増減する波形である。図９に示すように、周期毎にディザー信号の振幅値が異なるので、周期毎にコンパレータの出力信号の位相のずれも対応して異なっている。そして、上記実施の形態と同様に複数の周期でのコンパレータの出力信号のカウント値を平均化することにより、分解能がディザー信号により向上する。
（実施の形態２）

実施の形態２では、レゾルバに４相コイルを用いる例について説明する。図１０は、実施の形態２に係る信号処理器及び制御装置の構成を示すブロック図である。

図１０において、図２と同一の構成については、同一の番号を付し、説明を省略する。図１０において、制御装置８００は、コイル８０１、８０２、８０３及び８０４と、抵抗Ｒ８１１、Ｒ８１２、Ｒ８１３、Ｒ８１４とを備える。

励磁回路３０１は、基準クロック信号を分周した周波数ｆｃで正弦波のキャリア信号を生成し、キャリア信号をＯＰアンプＯＰ３０２に出力する。ＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４、ダイオードＤ３０５及びＤ３０６は、キャリア信号を増幅し、増幅後のキャリア信号をレゾルバ２０１のコイル８０１、８０２、８０３及び８０４に出力する。

コイル８０１は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３１５の反転入力端子に接続される。

また、コイル８０３は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３１５の非反転入力端子に接続する。

ＯＰアンプＯＰ３１５は、０相のコイル８０１と１８０相のコイル８０３の出力を差動増幅する差動アンプを構成する。

同様に、コイル８０２は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３２０の反転入力端子に接続される。

また、コイル８０４は、一方をＯＰアンプＯＰ３０２、プッシュプル接続されたトランジスタＴＲ３０３及びＴＲ３０４から構成される増幅回路の出力に接続され、他方をＯＰアンプＯＰ３２０の非反転入力端子に接続する。

ＯＰアンプＯＰ３２０は、９０相のコイル８０２と２７０相のコイル８０４の出力を差動増幅する差動アンプを構成する。

このように、実施の形態２の信号処理器及び制御装置は、レゾルバに４相コイルを用いてロータの回転角度を精度良く検出することができる。
（実施の形態３）

レゾルバに巻き線バラツキがあると、位相変調信号に固定位相のキャリア信号がキヤリア誤差成分として残ってしまい、位置誤差の大きな要因となる。実施の形態３では、このキャリア信号に起因するノイズを除去する例について説明する。

レゾルバの２相信号を合成したＸ１＋Ｘ２にキャリア成分が含まれていない場合は、速度は一定になる。レゾルバの巻線誤差等によりキャリア成分が含まれていると、速度には交流の変動成分が重畳する。これを速度リップルＶｒと呼ぶ。

図１１は、実施の形態３に係る信号処理器及び制御装置の構成を示すブロック図である。図１１において、図２と同一の構成については、同一の番号を付し、説明を省略する。図１１において、制御装置９００は、速度リップル演算器９０１と、キャリア振幅位相補正器９０２と、Ｄ／Ａ変換器９０３と、抵抗Ｒ９０４とを備える。

速度リップル演算器９０１は、微分処理器５０５において算出された、回転位置を表す検出信号の微分値から、リップル成分を算出し、キャリア振幅位相補正器９０２に出力する。

キャリア振幅位相補正器９０２は、補正信号を生成して、Ｄ／Ａ変換器９０３に出力する。またキャリア振幅位相補正器９０２は、リップル成分が最小となるように補正信号の位相と振幅を任意に変更する。位相と振幅の変更動作については後述する。

Ｄ／Ａ変換器９０３は、補正信号をデジタル／アナログ変換し、変換後の補正信号を、抵抗Ｒ９０４を介してＯＰアンプＯＰ３２７の反転入力端子に出力する。

ＯＰアンプＯＰ３２７の反転入力端子には、位相シフタ１０１の出力と、位相シフタ１０２の出力と、Ｄ／Ａ変換器９０３の出力とが重畳された信号が入力される。

次に実施の形態３に係る信号処理器及び制御装置の動作について説明する。図１２は、実施の形態３に係る信号処理器及び制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。

まずステップＳ１００１において、モータ２０２を一定速度で連続回転させ、ステップＳ１００２に進む。

ステップＳ１００２において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εと位相Δの初期値が設定され、ステップＳ１００３に進む。

ステップＳ１００３において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εと位相Δでキャリア補正信号が生成され、ステップＳ１００４に進む。

ステップＳ１００４において、速度リップル演算器９０１において、位相Δに対して速度リップルＶｒが最小であるか否か判断される。位相Δに対して速度リップルＶｒが最小でない場合には、ステップＳ１００５に進み、位相Δに対して速度リップルＶｒが最小である場合には、ステップＳ１００６に進む。

ステップＳ１００５において、キャリア振幅位相補正器９０２において、位相Δが変化され、ステップＳ１００３に戻る。

ステップＳ１００６において、速度リップル演算器９０１において、振幅εに対して速度リップルＶｒが最小であるか否か判断される。振幅εに対して速度リップルＶｒが最小でない場合には、ステップＳ１００７に進み、振幅εに対して速度リップルＶｒが最小である場合には、ステップＳ１００９に進む。

ステップＳ１００７において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εが変化され、ステップＳ１００８に進む。

ステップＳ１００８において、キャリア振幅位相補正器９０２において、振幅εと位相Δでキャリア補正信号が生成され、ステップＳ１００６に戻る。

ステップＳ１００９において、速度リップル演算器９０１において、位相Δ及び振幅εを固定してキャリア補正信号が生成され、振幅εと位相Δの設定処理が終了する。

この動作は出荷時の校正動作で、一度だけ実行すれば良い。したがって、位相Δ及び振幅εの設定した値は、マイコン制御器５００内の不揮発メモリに格納しても良い。また、この動作が出荷後に行われても良い。例えば、この動作が電源投入時などに行う初期化動作時に行われても良い。

このように実施の形態３の信号処理器及び制御装置は、レゾルバのキャリア信号に起因するリップル成分をキャンセルする補正信号を生成し、リップル成分が最小となる補正信号の位相と振幅をサーチして、補正信号を位相変調信号に重畳することにより、キャリア信号に起因するノイズを除去することができる。

なお、上記各実施の形態において、カウンタ回路４００及びマイコン制御器５００は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等のハードウェアまたはソフトウェアで実施できる。また、処理の一部をソフトウェアで実施し、それ以外をハードウェアで実施することとしても良い。ソフトウェアで実施する際には、マイクロプロセッサ等の１つあるいは複数のＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を有するコンピュータシステムに機能ブロックの処理に関するプログラムを実行させればよい。

また、上述したプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（ｎｏｎ−ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（ｔａｎｇｉｂｌｅ ｓｔｏｒａｇｅ ｍｅｄｉｕｍ）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）ＣＤ−Ｒ、ＣＤ−Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ ＰＲＯＭ）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（ｔｒａｎｓｉｔｏｒｙ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｒｅａｄａｂｌｅ ｍｅｄｉｕｍ）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

たとえば、キャリア周波数及び位相シフトは、いずれも上記実施の形態の数値に限定されるものではない。

１０ 信号処理器
１１ コンパレータ
１０１、１０２ 位相シフタ
１０３ 合成器
２００、８００、９００ 制御装置
２０１ レゾルバ
２０２ モータ
２０３ 回転軸
２０４ 励磁コイル
２０５、２０６ 検出コイル
３００ アナログ回路
３０１ 励磁回路
ＯＰ３０２、ＯＰ３１５、ＯＰ３２０、ＯＰ３２７、ＯＰ３３０、ＯＰ７０１ ＯＰアンプ
３２９ バンドパスフィルタ
３３１ ディザー信号生成器
３３２ Ａ／Ｄ変換器
３３３ ピーク演算器
３３４ ディザー振幅計算器
４００ カウンタ回路
４０１ 基準ＣＬＫ回路
４０２ 励磁ＣＬＫ回路
４０３ ＣＬＫ同期回路
４０４ 位相差カウンタ
５０１ 位置演算器
５００ マイコン制御器
５０１ 位置演算器
５０２ シリアル通信器
５０３、５０６ 減算器
５０４ 位置ゲイン演算器
５０５ 微分処理器
５０７ 速度ゲイン演算器
５０８ トルク演算器
５０９ 三相変換器
５１０、５１１、５１２ 乗算器
６００ パワー回路
８０１、８０２、８０３、８０４ コイル
９０１ 速度リップル演算器
９０２ キャリア振幅位相補正器
９０３ Ｄ／Ａ変換器

Claims (16)

1. キャリア周波数をレゾルバのロータ回転角で位相変調された信号と、ディザー信号とを比較するコンパレータを備える信号処理器。
2. 前記ディザー信号を生成する生成器を備え、
   前記コンパレータは、キャリア周波数をレゾルバのロータ回転角で位相変調された信号と、前記生成器が生成したディザー信号とを比較する請求項１に記載の信号処理器。
3. 前記位相変調された信号の最大振幅値を算出するピーク演算器と、
   位相変調信号の最大振幅値に基づいてディザー信号の振幅値を計算するディザー振幅計算器と、を備え、
   前記生成器は、前記ディザー振幅計算器が計算した最大振幅値のディザー信号を生成する、請求項２に記載の信号処理器。
4. 基準周波数の基準信号を生成する基準クロック回路と、
   前記コンパレータにおける比較結果と前記基準信号との位相差を、前記基準周波数の分解能で計数する位相差カウンタと、を備える請求項１に記載の信号処理器。
5. 前記ディザー信号の周波数は、前記基準周波数より低い請求項３に記載の信号処理器。
6. キャリア周波数ｆｃのキャリア信号で励磁されたレゾルバから検出された、少なくとも二相以上の信号に対して、
   前記キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトする第１位相シフタと、
   前記キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトする第２位相シフタと、
   位相をシフトした前記第１位相信号と、位相をシフトした前記第２位相信号とを合成して、前記キャリア信号が前記レゾルバのロータの回転角で変調された位相変調信号とする合成器とを備え、
   前記コンパレータは、前記合成器において合成された位相変調信号と、前記ディザー信号とを比較する請求項１に記載の信号処理器。
7. 第１位相シフタ及び第２位相シフタは、ＯＰアンプを備えるオールパスフィルタである請求項６に記載の信号処理器。
8. ｆ１＝ｆｃ／ｎ且つｆ２＝ｆｃ×ｎ（ｎは任意の正の実数）を満たす請求項６に記載の信号処理器。
9. 第１位相シフタによる位相シフトφ１と第２位相シフタによる位相シフトφ２との差は略９０°である請求項６に記載の信号処理器。
10. 前記位相変調信号に対して、キャリア周波数ｆｃを中心とした所定の周波数範囲以外を減衰するバンドパスフィルタを備える請求項６に記載の信号処理器。
11. キャリア周波数ｆｃで励磁されたレゾルバから検出された、互いに位相が略９０°異なる四相の信号に対して、
    前記第１位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第１位相信号と第３位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトし、
    前記第２位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第２位相信号と第４位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトする請求項６に記載の信号処理器。
12. レゾルバのキャリア信号に起因するリップル成分をキャンセルする補正信号を生成する信号生成器をそなえ、
    前記合成器は、前記位相変調信号に前記補正信号を重畳する請求項６に記載の信号処理器。
13. 前記位相変調信号を前記キャリア周波数ｆｃで同期検波する同期回路と、
    同期検波された信号の微分値に基づいてリップル成分を算出する速度リップル演算器と、
    前記リップル成分が最小となる位相と振幅で補正信号を生成するキャリア振幅位相補正器とを備え、
    前記合成器は、前記位相変調信号に前記補正信号を重畳する請求項６に記載の信号処理器。
14. キャリア周波数ｆｃのキャリア信号で励磁されたレゾルバから検出された、少なくとも二相以上の信号に対して、
    前記キャリア周波数ｆｃより低い周波数ｆ１の極で、レゾルバの第１位相信号の位相をシフトする第１位相シフタと、
    前記キャリア周波数ｆｃより高い周波数ｆ２の極で、レゾルバの第２位相信号の位相をシフトする第２位相シフタと、
    位相をシフトした前記第１位相信号と、位相をシフトした前記第２位相信号とを合成して、前記キャリア信号が前記レゾルバのロータの回転角で変調された位相変調信号とする合成器と、
    前記位相変調信号と、ディザー信号とを比較するコンパレータと、
    前記コンパレータの比較結果の信号を前記キャリア周波数ｆｃで同期検波する同期回路と、
    同期検波された信号に基づいてモータを制御する制御器と、
    を備える制御装置。
15. キャリア周波数ｆｃで励磁されたレゾルバから検出された、互いに位相が略９０°異なる四相の出力に対して、
    前記第１位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第１位相信号と第３位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトし、
    前記第２位相シフタは、互いに位相が略１８０°異なるレゾルバの第２位相信号と第４位相信号とを合成した信号に対して、位相をシフトする請求項１４に記載の制御装置。
16. レゾルバのキャリア信号に起因するリップル成分をキャンセルする補正信号を生成する信号生成器をそなえ、
    前記合成器は、前記位相変調信号に前記補正信号を重畳する請求項１４に記載の制御装置。

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