JPH08285636A

JPH08285636A - 回転角度検出器

Info

Publication number: JPH08285636A
Application number: JP9390395A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Maeda; 豊前田
Original assignee: Shinko Electric Co Ltd
Current assignee: Shinko Electric Co Ltd
Priority date: 1995-04-19
Filing date: 1995-04-19
Publication date: 1996-11-01

Abstract

(57)【要約】【目的】励磁コイルから得られる波形の歪みの悪影響
を受けることなく、精度よく回転角度を検出する。【構成】ステータの内周面には一定ピッチで極歯が形
成され、これと対向するロータには複数の磁極が形成さ
れるとともに各磁極には一定ピッチで極歯が形成されて
いる。各磁極には励磁コイル１１ａ〜１１ｄが巻回され
ている。各励磁コイルには励磁回路１によってキャリア
信号が供給され、各励磁コイルに流れる電流の振幅の周
期的変化を表す角度信号ＰおよびＱが生成される。この
電流振幅の周期的変化の周波数の整数倍の周波数の高調
波信号が高調波信号発生回路１００によって生成され
る。そして、加算器２０１および２０２により、角度信
号から高調波信号が除去され、歪み補正が行われる。θ
演算回路６０は、このように歪み補正のなされた角度信
号に基づいてロータの回転角度を演算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、パルスモータのサー
ボ制御等に使用して好適な回転角度検出器に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルスモータのサーボ制御を行うには、
モータの磁極位置と同期させて、モータ電流を供給する
必要がある。そして、モータの磁極位置を知るために
は、モータの回転角度を検出する必要があり、そのため
の回転角度検出器がモータの回転軸等に取り付けられ
る。

【０００３】図３および図４はこの種の回転角度検出器
の一構成例を示すものであり、図３は電気的な構成を示
すブロック図、図４はこの回転角度検出器におけるロー
タ１０および固定子２０の構成を示す断面図である。

【０００４】まず、ロータ１０は、モータの回転軸に取
り付けられる部分であり、図４に例示するように、外周
部に例えば１６個の磁極Ａ₁〜Ｄ₁、Ａ₂〜Ｄ₂、Ａ₃〜Ｄ₃
およびＡ₄〜Ｄ₄が等間隔で形成されてなるものである。
これらの各磁極のうち磁極Ａ₁〜Ａ₄には励磁コイル１１
ａが、磁極Ｂ₁〜Ｂ₄には励磁コイル１１ｂが、磁極Ｃ₁
〜Ｃ₄には励磁コイル１１ｃが、磁極Ｄ₁〜Ｄ₄には励磁
コイル１１ｄが各々巻回されている。また、これらの各
磁極には一定ピッチで極歯が形成されている。また、ス
テータ２０は、その内周部に一定ピッチで極歯が形成さ
れている。

【０００５】ここで、ロータ１０の外周部の極歯とステ
ータ２０の内周部の極歯との位置関係は次のようになっ
ている。まず、相互に９０度回転した位置にある各磁
極、例えば磁極Ａ₁〜Ａ₄の各極歯に着目した場合、磁極
Ａ₁の極歯とこれに対向するステータ２０の内周部の極
歯との間の回転方向の相対的位置ずれ量、磁極Ａ₂の極
歯とステータ２０の内周部の極歯との間の回転方向の相
対的位置ずれ量、……は相互に等しくなっている。従っ
て、ロータ１０側の極歯とこれに対向するステータ２０
側の極歯との間の磁気抵抗も全磁極Ａ₁〜Ａ₄について相
等しくなっている。他の磁極Ｂ₁〜Ｂ₄、Ｃ₁〜Ｃ₄および
Ｄ₁〜Ｄ₄の各群についても同様である。

【０００６】また、各磁極Ａ₁〜Ｄ₁、Ａ₂〜Ｄ₂、Ａ₃〜
Ｄ₃およびＡ₄〜Ｄ₄についてステータ２０側の極歯との
位置関係を順次見てゆくと次の通りである。まず、図４
に示す例において、磁極Ａ₁について見ると、磁極Ａ₁の
極歯とステータ２０側の極歯とは相互に約１／２ピッチ
ずれた状態にあり、各極歯間の磁気抵抗は最大になって
いる。次にすぐ隣の磁極Ｂ₁について見ると、この磁極
の極歯とステータ２０側の極歯とは相互に３／４ピッチ
ずれた状態にあり、ロータ側およびステータ側の各極歯
間の磁気抵抗は磁極Ａ₁の場合よりも低くなっている。
そして、磁極Ｃ₁について見ると、この磁極の各極歯と
ステータ２０側の各極歯とはほぼ同相になっており、ロ
ータ側およびステータ側の各極歯間の磁気抵抗は最小に
なっている。そして、その隣の磁極Ｄ₁について見る
と、この磁極の極歯とステータ２０側の極歯とは相互に
１／４ピッチずれた状態にあり、ロータ側およびステー
タ側の各極歯間の磁気抵抗は磁極Ｂ₁の場合と同じ抵抗
値になっている。以下、同様であり、各磁極における極
歯とこれに対向するステータ側の極歯との位置関係は、
順次１／４ピッチずつずれた状態となっている。

【０００７】次に図３を参照し、この回転角度検出器の
電気的構成について説明する。図４における各磁極に巻
回された各励磁コイル１１ａ〜１１ｄには各々同一抵抗
値Ｒを有するシャント抵抗１２ａ〜１２ｄが各々直列接
続されており、このようにして直列接続された四組の励
磁コイルおよびシャント抵抗が並列接続されている。１
は励磁回路であり、これらの４組の励磁コイルおよびシ
ャント抵抗に対し一定周波数の連続パルス（以下、キャ
リア信号という）を供給する。３１および３２は各々差
動増幅器であり、差動増幅器３１は励磁コイル１１ａお
よびシャント抵抗１２ａの接続点と励磁コイル１１ｃお
よびシャント抵抗１２ｃの接続点との間に生じる電圧を
増幅し、差動増幅器３２は励磁コイル１１ｂおよびシャ
ント抵抗１２ｂの接続点と励磁コイル１１ｄおよびシャ
ント抵抗１２ｄの接続点との間に生じる電圧を増幅して
出力する。４１および４２は各々同期整流回路であり、
励磁回路１がキャリア信号を構成する各パルスを発生す
るタイミングに同期して差動増幅器３１および３２の各
出力信号の整流を行う。５１および５２はローパスフィ
ルタであり、同期整流回路４１および４２の各出力信号
の高域周波数成分を除去する。６０はθ演算回路であ
り、ローパスフィルタ５１および５２を介して入力され
る各信号に基づきロータ１０の回転角度θを演算する。

【０００８】次にこの回転角度検出器の動作について説
明する。まず、図４において、ロータ１０が回転する
と、各磁極の極歯とこれと対向するステータ２０側の極
歯との間の磁気抵抗が周期的に変化することとなる。す
なわち、例えば磁極Ａ₁に着目すると、図４に例示する
状態ではこの磁極の極歯とステータ側の極歯との間の磁
気抵抗は最大になっているが、ロータ１０の回転によ
り、各極歯間の磁気抵抗は次第に低下してゆく。そし
て、ロータ１０がステータ２０側の極歯間ピッチの１／
２に対応した角度だけ回転すると、磁極Ａ₁の極歯とス
テータ側の極歯とで位相がほぼ一致し、各極歯間の磁気
抵抗は最小値に到達する。そして、ロータ１０がさらに
回転すると、ロータ１０の回転によって各極歯間の磁気
抵抗は次第に上昇してゆき、ロータ１０が図４の状態か
ら１ピッチ相当回転した状態になると、各極歯間の磁気
抵抗は再び最大値に達する。以下、ロータ１０の回転に
応じて、このような周期的な磁気抵抗の変化を繰り返
す。また、磁極Ａ₂、Ａ₃およびＡ₄についても、ステー
タ２０側の各極歯との間で磁極Ａ₁の場合と全く同様な
位置関係を形成しているので、各々の極歯とステータ２
０側の極歯との間の磁気抵抗は、上記の周期的変化と全
く同じ位相で変化することとなる。このように磁極Ａ₁
〜Ａ₄の各極歯とステータ２０側の各極歯との間の磁気
抵抗が周期的に変化する結果、磁極Ａ₁〜Ａ₄に巻回され
た励磁コイル１１ａのインピーダンスが周期的に変化す
る。

【０００９】一方、他の磁極に着目すると、例えば磁極
Ｂ₁〜Ｂ₄の各極歯とステータ２０側の各極歯との間の磁
気抵抗は磁極Ａ₁〜Ａ₄の場合と全く同じ周期で変化する
が、極歯ピッチの１／４だけ進んだ位相で変化すること
となる。このため、磁極Ｂ₁〜Ｂ₄に巻回された励磁コイ
ル１１ｂのインピーダンスは、励磁コイル１１ａのイン
ピーダンス変化よりも電気角で９０度だけ進んだ位相で
周期的変化をすることとなる。また、磁極Ｃ₁〜Ｃ₄の各
極歯とステータ２０側の極歯との間の磁気抵抗は磁極Ａ
₁〜Ａ₄の場合よりも１／２ピッチだけ進んだ位相で変化
し、磁極Ｄ₁〜Ｄ₄に関しては３／４ピッチだけ進んだ位
相で変化することとなる。このため、励磁コイル１１ｃ
および１１ｄのインピーダンスは、励磁コイル１１ａの
インピーダンス変化よりも電気角で各々１８０度および
２７０度だけ進んだ位相で周期的変化をすることとな
る。

【００１０】そして、ロータ１０の回転によって生じる
励磁コイル１１ａ〜１１ｄのインピーダンスの変化が図
３に示す構成によって検出され、その結果に基づいてロ
ータ１０の回転角度が求められる。すなわち、次の通り
である。

【００１１】まず、励磁回路１からキャリア信号が出力
されることにより、このキャリア信号に応じた電流が各
励磁コイル１１ａ〜１１ｄに流れる。ここで、各励磁コ
イル１１ａ〜１１ｄのインピーダンスは、ロータ１０が
回転することによって周期的に変化するため、各励磁コ
イル１１ａ〜１１ｄに流れる電流もロータ１０の回転に
伴って振幅変調された周期波形をなすこととなる。これ
らの各電流に比例したシャント電圧Ｖａ〜Ｖｄが励磁コ
イル１１ａ〜１１ｄとシャント抵抗１２ａ〜１２ｄとの
各接続点から取り出される。図５（ａ）および（ｂ）
は、このようにして取り出されるシャント電圧のうちシ
ャント電圧ＶａおよびＶｃの各波形を例示したものであ
る。同図に示すように各シャント電圧の包絡線波形は相
互に逆相関係となる。また、図示は略したが、残りのシ
ャント電圧ＶｂおよびＶｄの各波形も同様である。

【００１２】そして、相互に逆相関係にあるシャント電
圧ＶａおよびＶｃが差動増幅器３１によって差動増幅さ
れ、シャント電圧ＶｂおよびＶｄが差動増幅器３２によ
って差動増幅される。この結果、差動増幅器３１から図
５（ｃ）に例示するように直流分の相殺された出力信号
が得られる。一方、差動増幅器３２からも同様な出力信
号が得られるが（図示略）、この出力信号波形は差動増
幅器３１から得られる出力信号波形よりも９０度位相の
ずれたものとなる。

【００１３】差動増幅器３１および３２の各出力信号は
同期整流回路４１および４２に与えられる。ここで、同
期整流回路４１には、図５（ｄ）に例示するキャリア信
号が与えられており、キャリア信号がハイレベルの期間
は差動増幅器３１の出力信号をそのままのレベルで出力
し、キャリア信号がローレベルの期間は差動増幅器３１
の出力信号をレベル反転して出力する。このような同期
整流が行われることにより、図５（ｅ）に示すような滑
らかな正弦波の包絡線を有する出力信号が同期整流回路
４１から出力される。同期整流回路４２についても同様
である。

【００１４】そして、各同期整流回路４１および４２の
出力信号はローパスフィルタ５１および５２を通過する
ことにより、キャリア信号を含む高域成分が除去され
る。この結果、相互に９０度の位相差を有しロータ１０
の回転角度θに応じて正弦波状に変化する２相の角度信
号、例えばＰ＝ｓｉｎθおよびＱ＝ｃｏｓθがローパス
フィルタ５１および５２から出力される。ただし、この
場合のθはロータ１０が１ピッチ相当回転したときの角
度を２πとして表した角度である。なお、ロータ１０の
回転方向が逆になると、角度信号としてＰ＝−ｓｉｎθ
およびＱ＝ｃｏｓθが得られる。従って、各角度信号Ｐ
およびＱの位相関係に基づいてロータ１０の回転方向を
判別することが可能である。θ演算回路６０はこれらの
角度信号ＰおよびＱに基づいてロータ１０の回転角度θ
を演算する。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の回転角度検出器は、ローパスフィルタ５１および５
２から歪みのない理想的な正弦波が得られることを前提
としてθ演算回路６０による回転角度の演算が行われ
る。従って、演算精度を高めるためには、波形歪みのな
い完全な正弦波が各励磁コイル１１ａ〜１１ｄから得ら
れるようにしなければならない。ここで、波形歪みを低
減するための手段として、斜めスキュー、すなわち、板
状鉄心を積層してロータ１０を形成する際に斜め積みを
して極歯にスキューをもたせる方法等が考えられる。し
かし、一般にこの種の回転角度検出器はロータを厚くす
ることが困難であるので、かかる手段は効果的な手段と
はいえない。また、斜めスキューではなく、いわゆる等
価スキューを採用することにより波形歪みを改善するこ
とも考えられるが、等価スキューでは歪みを完全に除去
することができない。さらにロータの極歯とステータの
極歯との間のギャップを広げることにより歪み成分を鈍
らせて波形を正弦波状にするという方法も考えられる。
しかし、このような方法を採った場合、得られる検出信
号は極めて微小信号をなってしまうため、信号対雑音比
が悪化してしまうという問題がある。

【００１６】この発明は上述した事情に鑑みてなされた
ものであり、励磁コイルから得られる波形の歪みの悪影
響を受けることなく、精度よく回転角度を検出すること
ができる回転角度検出器を提供することを目的としてい
る。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明は、微小空隙を
隔てて対向する固定子と回転子であって、その一方には
極歯が連続的に形成されるとともに、他方には一定の間
隔で磁極が形成されたものと、前記磁極に巻回された励
磁コイルと、前記励磁コイルにキャリア信号を供給する
信号発生手段と、前記励磁コイルに流れる電流を検出
し、該電流の振幅の周期的変化を表す角度信号を生成す
る回路と、前記電流の振幅の周期的変化の周波数の整数
倍の周波数の高調波信号を生成する高調波信号発生手段
と、前記角度信号から前記高調波信号を減ずることによ
り該角度信号の歪み補正を行う歪み補正手段と前記歪み
補正のなされた角度信号に基づいて前記固定子と回転子
との相対的な回転角度を演算する角度演算回路とを具備
することを特徴とする回転角度検出器を要旨とする。

【００１８】

【作用】上記発明によれば、信号処理回路により、励磁
コイルに流れる電流が検出され、この電流の振幅値の回
転子の回転に伴った周期的変化を表す角度信号が出力さ
れる。また、この角度信号の周期的変化の周波数の整数
倍の高調波信号が高調波信号発生手段によって発生され
る。上記角度信号は、一般的には波形が歪んでいるが、
高調波信号発生手段によって発生された高調波信号が減
じられることにより歪みの補正がなされる。そして、こ
のようにして歪みの除去された正弦波状の角度信号に基
づいて回転子の回転角度が演算される。

【００１９】

【実施例】以下、図面を参照しこの発明の実施例を説明
する。図１はこの発明の一実施例による回転角度検出器
の電気的構成を示すブロック図である。本実施例は、前
掲図３に示した構成に対し、高調波信号発生回路１００
および補正手段たる加算器２０１，２０２の加えたもの
であり、残りの部分については何等変更を加えていな
い。従って、これらの新規な構成要素のみについて説明
し、残りの部分については図３で使用したものと共通の
符号を使用することにより説明を省略する。

【００２０】図示の通り、高調波信号発生回路１００
は、逓倍回路１０１と、アップダウンカウンタ１０２
と、ＲＯＭ１０３および１０４と、Ｄ／Ａ変換器１０５
および１０６と、アンプ１０７および１０８とにより構
成されている。

【００２１】このような構成において、逓倍回路１０１
にはＡ相信号およびＢ相信号が供給される。これらはい
ずれもθ演算回路６０によって出力される矩形信号であ
り、Ａ相信号は角度信号Ｐ＝ｓｉｎθに位相同期してお
り、Ｂ相信号は角度信号Ｑ＝ｃｏｓθに位相同期してい
る。逓倍回路１０１は、Ａ相信号およびＢ相信号の整数
倍の周波数のクロック信号を発生する。また、逓倍回路
１０１は、Ａ相信号の立ち上がり時にＢ相信号がハイレ
ベルであるかローレベルであるかによってロータ１０の
回転方向を判別し、時計廻りである場合には上記クロッ
ク信号をアップカウント用クロック信号ＣＫ_Uとしてア
ップダウンカウンタ１０２へ供給し、反時計廻りである
場合にはダウンカウント用クロック信号ＣＫ_Dとしてア
ップダウンカウンタ１０２へ供給する。

【００２２】アップダウンカウンタ１０２はクロック信
号ＣＫ_UまたはＣＫ_Dのカウントを行う。また、アップダ
ウンカウンタ１０２は、θ演算回路６０からＺ信号が供
給されることにより、カウント値がリセットされるよう
になっている。このＺ信号は角度信号Ｐの周期の切り換
わり目（すなわち、零クロス点）において発生されるパ
ルスである。アップダウンカウンタ１０２のカウント値
はアドレスデータとしてＲＯＭ１０３および１０４へ供
給される。これらのＲＯＭ１０３および１０４は、各々
正弦波および余弦波の各角度での各瞬時値を各々記憶し
ており、順次増加するアドレスデータが与えられること
により、正弦波状に変化する時系列デジタルデータおよ
び余弦波状に変化する時系列デジタルデータを各々出力
する。

【００２３】本実施例においては、角度信号から除去す
べき高調波信号の次数をｎとした場合、上記角度信号Ｐ
およびＱが１周期分の変化をする間にＲＯＭ１０３およ
び１０４からｎ周期分の正弦波および余弦波が読み出さ
れるように、逓倍回路１０１の逓倍比が選定されてい
る。また、上述した通り、角度信号Ｐが周期の切り換わ
り目を迎える毎にＺ信号によってアップダウンカウンタ
１０２のリセットが行われるため、ＲＯＭ１０３（ある
いはＲＯＭ１０４）から読み出されるｎ波の正弦波のう
ちの一波の零クロス点のタイミングと角度信号Ｐの零ク
ロス点のタイミングとが一致することとなる。従って、
角度信号としてＰ＝ｓｉｎθおよびＱ＝ｃｏｓθがロー
パスフィルタ５１および５２から出力される場合、ＲＯ
Ｍ１０３および１０４からｓｉｎ（ｎθ）およびｃｏｓ
（ｎθ）に相当する時系列デジタルデータが各々読み出
される。

【００２４】このようにして出力された時系列デジタル
データは、Ｄ／Ａ変換器１０５および１０６によってア
ナログ信号に各々変換された後、アンプ１０７および１
０８に供給される。そして、角度信号ＰおよびＱに含ま
れる高調波信号のレベルに対応した適当なレベルに増幅
され、加算器２０１および２０２に供給され、角度信号
ＰおよびＱに足し込まれる。この結果、角度信号Ｐおよ
びＱに含まれる高調波信号とアンプ１０７および１０８
経由で入力された高調波信号とが相殺し合うこととな
り、歪みの補正された角度信号ＰおよびＱが得られる。
θ演算回路６０はこのようにして歪み補正のなされた角
度信号ＰおよびＱに基づいてロータ１０の回転角度θを
演算する。

【００２５】図２は本実施例の効果を示すグラフであ
る。同図において、（ａ）〜（ｄ）は各々θ演算回路６
０によって演算されたθと実際のθとの間の角度誤差を
各θについて表したものであり、縦軸が角度誤差
（秒）、横軸は角度θである。また、（ａ）および
（ｃ）は高調波信号発生回路１００を使用した歪み補正
を行った場合の角度誤差を表しており、（ａ）はロータ
回転角度が０〜１８０度の範囲についての測定結果、
（ｃ）はロータ回転角度を７．２度の区間に分割し、各
区間について測定した角度誤差を重ね書きしたものであ
る。これに対し、（ｂ）および（ｄ）は歪み補正を行わ
なかった場合の角度誤差を表しており、（ｂ）は０〜１
８０度の範囲での測定結果、（ｄ）は７．２度の各区間
について測定した角度誤差を重ね書きしたものである。
これらのグラフより、本実施例によれば、角度信号に含
まれる高調波信号が疑似的に発生した高調波信号によっ
て相殺され、角度誤差が改善されるのが分かる。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、微小空隙を隔てて対向する固定子と回転子であっ
て、その一方には極歯が連続的に形成されるとともに、
他方には一定の間隔で磁極が形成されたものと、前記磁
極に巻回された励磁コイルと、前記励磁コイルにキャリ
ア信号を供給する信号発生手段と、前記励磁コイルに流
れる電流を検出し、該電流の振幅の周期的変化を表す角
度信号を生成する回路と、前記電流の振幅の周期的変化
の周波数の整数倍の周波数の高調波信号を生成する高調
波信号発生手段と、前記角度信号から前記高調波信号を
減ずることにより該角度信号の歪み補正を行う歪み補正
手段と、前記歪み補正のなされた角度信号に基づいて前
記固定子と回転子との相対的な回転角度を演算する角度
演算回路とを設けたので、励磁コイルから得られる波形
の歪みの悪影響を受けることなく、精度よく回転角度を
検出することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例による回転角度検出器の
構成を示すブロック図である。

【図２】同実施例の効果を示すグラフである。

【図３】従来の回転角度検出器の構成を示すブロック
図である。

【図４】同回転角度検出器のロータおよびステータを
示す図である。

【図５】同回転角度検出器の動作を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１１ａ〜１１ｄ……励磁コイル６０……θ演算回路１００……高調波信号発生回路２０１，２０２……加算器（補正手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】微小空隙を隔てて対向する固定子と回転
子であって、その一方には極歯が連続的に形成されると
ともに、他方には一定の間隔で磁極が形成されたもの
と、前記磁極に巻回された励磁コイルと、前記励磁コイルにキャリア信号を供給する信号発生手段
と、前記励磁コイルに流れる電流を検出し、該電流の振幅の
周期的変化を表す角度信号を生成する回路と、前記電流の振幅の周期的変化の周波数の整数倍の周波数
の高調波信号を生成する高調波信号発生手段と、前記角度信号から前記高調波信号を減ずることにより該
角度信号の歪み補正を行う歪み補正手段と前記歪み補正
のなされた角度信号に基づいて前記固定子と回転子との
相対的な回転角度を演算する角度演算回路とを具備する
ことを特徴とする回転角度検出器。