JP4359422B2 - モータの回転制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、印刷機や、電子写真コピー機器、プリンタ等の画像形成装置に適したモータの回転制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータは、従来のブラシ付きモータと比較した場合、摩擦ロスが少ないことによる効率の改善や、ブラシの交換不要と云うメンテナンスフリーの観点から、事務機を始めとする、多くの分野で用いられている。ブラシレスＤＣモータの殆どは、回転子位置の検出にホール素子を用いているため、「ホールモータ」と呼ばれることも多い。最も高性能といわれる駆動方式は、三相全波駆動方式と呼ばれるものであり、トルクむらが少なく高効率であることから、高精度を必要とする事務機器の制御等に多用されている。
【０００３】
このように構成されたモータの従来例を図９〜１１に示す。図９は、従来から多く使われているブラシレスＤＣモータ（３相２極の場合）の構成である。モータ４１の速度可変は、信号分配回路４２に入力された指令電圧γ_Vに応じて、電力変換器４３のスイッチング素子Ｇa〜Ｇcのゲート電圧をＰＷＭ制御（パルス幅制御）することで行われる。ここで、ホール素子４４、４４、４４からの信号を利用して、各巻線４５、４５、４５に図１０のような大きさの電流Ｉ(A)を流すようにする。モータ４１は、図９に示したようにＹ結線で、永久磁石型回転子によるギャップ部の磁束密度分布Ｂ(θ)を正弦波状と仮定すると、発生トルクはＴ＝ＫＢ(θ)Ｉの形となる。例えば、図１０における▲１▼の区間（３０°≦θ≦６０°）では、ａ、ｂ巻線にＩ、−Ｉの電流が流れるので、
Ｔ＝ＫＩ{sinθ−sin(θ−120°)}＝√3・ＫＩsin(θ＋30°) [N・m]…（１）
となる。これを図示すると図１１のようになる。
【０００４】
従来方式における発生トルクＴは、図１１の実線部分で示したようになり、最大値Ｔm(＝√３・ＫＩ)とＴm・cos30°(＝√3/2・Ｔm)の間で回転角θに対して、基本的に脈動（1〜0.867）する特性であることがわかる。従って、コギングトルクや偏心トルクがない場合でも、従来の駆動方式では、発生トルクＴが角位置θに対して脈動する。このことは、モータ４１がＹ結線の場合で説明したが、Δ結線の場合も同様である。
【０００５】
このように、従来方式によるモータは、その構造上トルク定数が一定ではなく、回転角位置によって変動するという問題があった。また、永久磁石を用いているためのコギングトルクの存在及び偏心トルクの存在等により、無負荷時でも回転制御可能な最小速度が１０〜１００ｒｐｍ程度に限定されるという問題があった。そこで、低速度領域での安定な運転を行わせるには、速度フィードバック制御の技術が不可欠となる。しかし、従来の代表的な方式であるパルスエンコーダによる方法等は、低速度領域には情報の欠落が生じ、低速度領域を含める制御方式としては問題があった。
【０００６】
以下に、このように構成された従来方式のモータを実際の機器に適用する場合について述べる。
印刷機やコピー機器などの画像形成装置においては、原画像を印刷あるいは複写するための原版となる円筒状の版胴ドラムあるいは転写ドラム等を、低速から高速の範囲にわたり、その中で設定された任意の回転速度において定速で回転させる必要がある。特に、印刷機においては、製版時には低速、印刷時には高速の回転が必要とされ、低速から高速の範囲にわたって精度の高い回転体の制御が必要とされていた。これらの回転体の回転角あるいは回転数を測定する簡易な方法としては、磁気や光エンコーダなどのように、パルスをカウントする方式が用いられている。
【０００７】
このような画像形成装置における回転体の速度検出方式の従来例を図１２に示す。図１２においては、モータ（図示せず）の回転軸に取り付けた円盤５０上に矩形状の磁性媒体５１を設け、これと相対する位置に磁気センサ５２を置き、円盤５０の回転により、磁気センサ５２からの信号が円盤１上の矩形状の信号変化をパルスとして検出し、パルス信号５３が出力されるように構成されている。また、図１２においては、磁性媒体が矩形波状の場合で示したが、磁性媒体５１を正弦波状として検出素子としてホール素子を用いる場合もある。この場合は、検出した信号が正弦波状の信号となるが、ディジタル回路で制御するにはこの正弦波状の信号を後段の電気回路で矩形波状のパルス信号に整形している。
【０００８】
このように構成された従来における画像形成装置の速度検出方式では、回転体の回転角あるいは回転数を測定する方式として、磁気や光エンコーダなどから二相方形波を発生させ、パルスカウントと回転方向処理に基づきそれらを算出する方式が一般的である。この方式では、回転体が低速時にはセンサの信号のパルス間の間隔が必然的に広くなってしまうので、低速時にはパルスとパルスの間は無信号状態となり、回転数の検出が困難となる。そのため、制御信号が不安定となってしまい、結果として回転数の安定的な制御が行えなくなるという問題があった。
【０００９】
この対策として、低速時にも信号が検出できるようにパルスの数を多くすることが考えられた。しかし、この場合は逆に、高速回転時にはパルス間の間隔が非常に狭いものとなり、パルス間の信号分離が識別不可能となる限界点があり、やはり低速から高速にわたる広範囲の回転速度に対応する安定な制御が行えない欠点があった。さらに、精度を上げるためには、エンコーダ部を高密度に分割し、一回転当たりのパルス数を多くする必要があるが、高速時の速度計測は周波数が高くなりすぎるため困難となる。また、逆に分割数を粗くすると、高速領域の測定には向くが、低速領域ではパルス数の減少のため、即応性（速度応答性）の良い速度計測は困難となる。これは、回転角度情報をディジタル化するために生じる必然的な問題であった。
【００１０】
この問題を解決する技術的な手段としては、パルス数を多数取れる光エンコーダによる手段があった。しかし、光エンコーダの場合は、コストが非常に高くなり、通常の画像形成装置には使えないという問題があった。
また従来の大型の画像形成装置においては、モータによって駆動される回転体の回転を安定なものとするために、回転体にフライホールを取り付けることも考えられたが、重量、形状が大きくなるという問題があった。このため、これをフライホールレスとすることが試みられるが、やはり同様な要因により、回転ドラムの回転数を安定に制御できないという問題があった。
【００１１】
さらに、モータによって回転体を駆動するには、ベルトなどが用いられる。しかし、モータの回転数を安定に制御できたとしても、ベルトを含めた回転系では、ベルトを含めた不安定要素が多くなり、回転ドラムまでの安定な制御は行えなかった。これを改善するため、回転ドラム自体にセンサを取り付け、その速度を検出し制御する方法が取られた。しかし、この場合には、回転ドラムの形状が大きくなり、多数のセンサを必要とするので、非常に高価になるという問題があった。
【００１２】
そこで、この問題を解決する技術的な手段として、以下の公報に示すような２相正弦波のアナログ情報を用いた技術が開示されている。具体的には、特公平1-17355号公報に示すように、二相正弦波と乗算器を用いたアナログ位相比較方式を採用し、モータの速度制御系を実現しているものや、特公平6-67244号公報に示すように、ＰＬＬ（位相同期ループ）を利用して単相正弦波入力を用いて内部で余弦波を生成してモータの回転速度を算出するもの、特公平7-26858号公報に示すように、二相正弦波を用いたアナログ位相比較方式と数値演算方式による周波数逓倍方式とを併用したパルス逓倍器を用いて分解能を向上させたもの、特許第3035835号公報のように、アナログ位相比較器の後の信号をコンパレータにより二値信号変換し、パルス逓倍器を実現している例などがある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特公平1-17355号公報においては、制御プログラム信号によってモータの位置ぎめ制御を行うものであり、構造上トルク定数が一定ではなく、回転角位置によって変動するという問題があった。また特公平6-67244号公報においては、単相正弦波入力のみを用いるため、内部で余弦波を作る必要があることから構成が複雑でノイズが多くなり、複数のローパスフィルタを必要とする。さらに、余弦波を作る際、積分器とcosテーブルを用いるため長時間の使用には向かないという問題があった。また、特公平7-26858号公報および特許第3035835号公報は、パルス逓倍器の提案であり、低速度領域では情報の欠落が生じ、低速度領域を含める制御方式としては問題があった。
【００１４】
本発明は、上述した従来技術の課題に着目してなされたもので、低速から高速にわたる広範囲の速度制御が必要とされる分野、特に画像形成装置におけるモータの制御方式において、低速から高速にわたる広範囲において安定で高精度、低コストのモータの回転制御装置を提供するものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に関し、モータの回転制御方式は、ＣＰＵから成り、モータの回転に基づき検出した多相の正弦波アナログ信号を前記モータの逆起電力と前記モータの相電流とが同位相となるように位相調整する回路と、前記位相調整する回路により位相調整された正弦波アナログ信号により前記モータをＰＷＭ制御する回路とを有することを特徴とする。
【００１６】
本発明に関し、モータの回転制御装置は、モータの回転を正弦波アナログ信号として検出する複数のセンサと、ＣＰＵから成り、前記複数のセンサにより検出された各正弦波アナログ信号を前記モータの逆起電力と前記モータの相電流とが同位相となるように位相調整する位相シフト演算回路と、前記位相シフト演算回路により位相調整された正弦波アナログ信号により前記モータをＰＷＭ制御する電力変換器とを有することを特徴とする。
【００１７】
本発明に関し、モータの回転制御方法は、モータの回転検出信号を多相の正弦波アナログ信号として検出し、各正弦波アナログ信号を前記モータの逆起電力と前記モータの相電流とが同位相となるようにＣＰＵにより位相調整し、位相調整した正弦波アナログ信号により前記モータをＰＷＭ制御することを特徴とする。
【００１８】
本発明に関し、モータの回転制御方式、回転制御装置および回転制御方法によれば、モータの回転に基づく多相の正弦波アナログ信号を、矩形状のパルス信号に変換することなく、そのままの正弦波アナログ信号としてＰＷＭ制御のための信号とするようにしている。このため、モータの各巻線に流す信号も正弦波状となり、いかなる速度範囲でもトルクむらのない加減速運転が可能となる。また、超低速領域である５rpm以下でのモータの回転制御が、ギアヘッドなどを用いることなく高精度に制御できる。さらに、高価なエンコーダや機構部品が不要となり、ダイレクトの制御による広範囲で、且つ高精度のモータ制御が低コストで行えるようになる。
【００１９】
演算シフトをソフトウェアをプログラムしたＣＰＵで行うため、モータ全体を制御するメイン制御用ＣＰＵの中で一括した制御が行える。このため、他のハードウェア電子回路で構成するよりも、高精度の超低速制御を低コストで実現できる。
【００２０】
本発明に係るモータの回転制御装置は、多相ブラシレスＤＣモータから成るモータの回転を正弦波アナログ信号として検出する複数のセンサと、ＣＰＵから成り、前記複数のセンサにより検出された各正弦波アナログ信号を前記モータの逆起電力と前記モータの相電流とが同位相となるように位相調整する位相シフト演算回路と、前記位相シフト演算回路により位相調整された正弦波アナログ信号により前記モータをＰＷＭ制御する電力変換器とを有し、さらに二相変換回路と乗算回路と加減算回路とＰＩ要素回路と電圧制御発振器とを有し、前記二相変換回路は各センサにより検出された各正弦波アナログ信号を正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号に変換し、前記乗算回路は前記二相変換回路により変換された各アナログ信号と、前記電圧制御発振器からの正弦波の９０度の位相差を持つ制御信号とを入力して各アナログ信号と位相差を持つ前記制御信号とをそれぞれ乗算し、前記加減算回路は前記乗算回路の各出力を加減算し、前記ＰＩ要素回路は前記加減算回路の出力をＰＩ制御して前記モータの回転制御用信号を前記電力変換器へ出力し、前記電圧制御発振器は前記ＰＩ要素回路から前記回転制御用信号を入力して前記乗算回路に前記制御信号を出力するように構成したことを、特徴とする。
【００２１】
上記構成によれば、モータの回転信号をパルス信号として取り出すのではなく、９０度の位相差を有する正弦波状の２つのアナログ信号として検出し、これらの２つの入力信号を用いて乗算回路と加減算回路で演算する。これにより、従来のＰＬＬ（位相同期ループ）におけるＰＤ（位相比較器）と同様の動作を行わせる構成とする。さらに、乗算回路、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、ＰＩ要素回路との組み合わせにより、ＰＬＬ回路と同等の動作が可能となる。このため、低速から高速にわたっての広範囲での安定な高精度のセンス信号を得ることができ、モータの安定な制御が行えるセンス信号を得ることが可能となる。しかも、この制御方式によれば、回転が殆ど停止するほど遅くなったとしても、信号が無い状態が発生することがないので、低速の信号を検出することが可能である。また、高速の信号も検出可能であり、広範囲の回転数の制御が安定して行える検出信号とすることができる。
【００２２】
また、ＶＣＯからの出力を乗算した後、加減算回路の出力信号と合成するようにしたので、加減算回路の出力信号の高調波成分を打ち消すことができる。従来のＰＬＬ方式におけるようなＬＦ（ループフィルタ）で高域信号をカットする必要がないので、出力信号が低域から高域にわたって得られる。このため、ＰＬＬの重要な基本特性である、応答特性、プルインレンジ、ロックインレンジの特性を大幅に改善できる。このように、モータの速度に拘わらず、安定なセンス信号を得ることができるので、モータの低速から高速にわたる広い範囲での安定な制御を高速応答で行うことが可能となる。
【００２３】
このように、本発明に係るモータの回転制御装置において、二相変換回路と乗算回路と加減算回路とＰＩ要素回路と電圧制御発振器とを有する上記の構成では、超低速領域での回転信号の検知がノイズの妨害等がなく、高精度に、且つ低コストでできる。このため、トルクむらのない超低速度フィードバック制御の運転が、高精度、低コストで行えるようになる。
【００２４】
本発明に係るモータの回転制御装置では、前記センサはホール素子から成ることが好ましい。上記構成によれば、回転検知信号として用いるホール素子の信号をそのまま正弦波アナログ信号として利用できる。このため、新たな回転検知信号素子を設ける必要がないので、超低速速度制御が低コストで可能となる。
【００２５】
本発明に係るモータの回転制御装置は、前記位相シフト演算回路の前段に、各センサにより検出された各正弦波アナログ信号を正弦波の波形に補正する正弦波波形補正回路を有することが好ましい。上記構成によれば、モータの特性及びホール素子の特性により、各センサにより検出されたアナログ信号が正弦波からずれた歪みを持つような波形であっても、この波形を同期させ、正弦波に近づけることができるため、より高精度の超低速領域での速度制御を行うことができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に、図１乃至図８を参照して、本発明の実施の形態について説明する。なお、図１乃至図４は特許請求の範囲の請求項１、２に関連し、図５乃至図７は特許請求の範囲の請求項１に対応し、図８は特許請求の範囲の請求項３に対応するものである。
【００２７】
図１乃至図４は、本発明の第1の実施の形態を示している。
図１に示すように、モータの回転制御装置１０は、それぞれホール素子から成る３つのセンサ１１と、位相シフト演算回路１２と、トルク乗算回路１３と、電力変換器１４とを有する。モータ１５は、多相ブラシレスＤＣモータから成る。
【００２８】
図１に示すモータの回転制御装置１０は、各センサ１１からの位相の異なる３つの信号を、ha(θ)、hb(θ)、hc(θ)の正弦波アナログ信号として検出する。これらの信号を位相シフト演算回路１２に入力させて、モータ１５のインダクタンス等によって発生する逆起電力とモータ１５の相電流とが同位相となるように位相遅れ分（図１における位相β）を補正する。その後、それぞれの信号とトルク指令信号r_Ｔとをトルク乗算回路１３でそれぞれ乗算して、モータをＰＷＭ制御する電力変換器１４の制御信号となるように構成している。
【００２９】
図２は、図１におけるホール素子から成る各センサ１１からの出力電圧である。各センサ１１からの信号は、永久磁石回転子によって作られる磁束分布がほぼ正弦波状とみなせるので、本来は図２のような波形が得られる。
【００３０】
次に、図１に示すモータの回転制御装置１０について、図３に示す正弦波電流を各巻線に流す場合を考える。図３に示す正弦波電流は、図２に示すホール素子の各センサ１１からの出力電圧に比例している。正弦波電流を流す際、電流波形は各相の巻線インダクタンス等により発生する逆起電力のため、印加電圧波形より位相がβ遅れる。そこで、印加電圧波形をβだけ進めておくことにより、電流波形ｉ(θ)が磁束密度波形B(θ)と同相の場合を考える。発生トルクＴ(θ)はＴ(θ)＝Ｋｉ(θ)Ｂ(θ)となるので、磁束および電流の最大値をそれぞれ、Ｂm、Ｉmとすると、
Ｔ(θ)＝ＫＩm・Ｂm｛sin^２θ+sin^２(θ-120°)+sin^２(θ-240°)｝
＝(３／２)ＫＩm・Ｂm …（２）
となる。式（２）より、図１の構成では、トルク脈動のないブラシレスモータの駆動が可能であることが分かる。さらに、式（２）より、Ｉmを変化させれば、発生トルクＴを制御できることが明らかであり、ＫT＝(3/2)・ＫＢm(トルク定数)とおくと、
Ｔ＝ＫTＩm …（３）
と表すことができる。
【００３１】
なお、図２の信号から図３のような正弦波電流波形を流すには、図９に示すような３相ＰＷＭインバータ回路（ＩＰＭ(Intelligent Power Module)等により構成されている）を有する電力変換器１４によって実現できる。
【００３２】
以上の式（２）、式（３）は、図１において、電流波形が磁束密度波形から位相遅れのない場合である。ここで、もし両者の間にβだけの位相差がある場合は、式（２）の発生トルクＴ(θ)は、
Ｔ(θ)＝（3/2）ＫＩmＢmcosβ …（２）’
と変更される。また、トルク定数も ＫT＝(3/2)・ＫＢmcosβ に変更される。しかし、一般にβはそれ程大きな位相差とはならず、更に上記のように位相シフト演算回路１２を用いる場合は、cosβ≒１なので、式（２）、式（３）は実用上、そのまま成立すると考えて良いといえる。
【００３３】
図１に示す位相シフト演算回路１２としては、種々の方法により構成することが可能であり、例えばＣＲ位相推移回路のようなハードウェア電子回路で構成することができる。しかし、可変速運転するモータでは、可変周波数となるため、構成は複雑となり実用的ではない。そこで、次に、ＣＰＵを用いたディジタル演算による方法によって構成する場合について説明する。
【００３４】
ホール素子からの信号をｈ_ａ＝Ｈsinθ、ｈ_ｂ＝Ｈsin(θ−120°)、ｈ_ｃ＝Ｈsin(θ−240°)とすると、これらの信号をそれぞれβだけ位相シフトすると、それぞれ以下のようになる。
ｈ_ａ(θ+β)＝Ｈsin(θ+β)＝Ｈsinθcosβ+Ｈcosθsinβ …（４）
ｈ_ｂ(θ+β)＝Ｈsin(θ−120°+β)
＝Ｈsin(θ−120°)cosβ+Ｈcos(θ−120°)sinθ …（５）
ｈ_ｃ(θ+β)＝Ｈsin(θ−240°+β)
＝Ｈsin(θ−240°)cosβ+Ｈcos(θ−240°)sinθ …（６）
式（４）〜（６）からわかるように、各波形ｈ_ａ、ｈ_ｂ、ｈ_ｃをβだけ位相シフトするには、sinβ、cosβの他に、新たにＨcosθ、Ｈcos(θ−120°)、Ｈcos(θ−240°)の情報が必要になる。
【００３５】
図４を参照すれば、例えば、ｈ_ｃ−ｈ_ｂ＝√3・Ｈcosθの関係より、
Ｈcosθ＝(ｈ_ｃ−ｈ_ｂ)/√3 …（７）
となる。同様に、
Ｈcos(θ−120°)＝(ｈ_ａ−ｈ_ｃ)/√3 …（８）
Ｈcos(θ−240°)＝(ｈ_ｂ−ｈ_ａ)/√3 …（９）
と求められる。従って、βだけ位相シフトするにはsinβ、cosβと式（７）〜（９）を用いると、式（４）〜（６）は、
ｈ_ａ(θ+β)＝ｈ_ａ(θ)cosβ+｛[ｈ_ｃ(θ)−ｈ_ｂ(θ)]/√3｝sinβ
ｈ_ｂ(θ+β)＝ｈ_ｂ(θ)cosβ+｛[ｈ_ａ(θ)−ｈ_ｃ(θ)]/√3｝sinβ…（１０）
ｈ_ｃ(θ+β)＝ｈ_ｃ(θ)cosβ+｛[ｈ_ｂ(θ)−ｈ_ａ(θ)]/√3｝sinβ
となる。式（１０）より、位相シフトした信号は、ホール素子の各センサ１１からの出力と位相シフト量βを与えれば容易に演算できることがわかる。
【００３６】
以上のことは、位相シフト演算回路１２は、ハード回路を用いることなくＣＰＵ内のディジタル演算で全てを実現することができることを意味している。すなわち、ハードウェア電子回路を用いることなく、ソフトウェアをプログラムしたＣＰＵのみで位相シフト演算回路１２を実現する構成とすることができる。
【００３７】
図５乃至図７は、本発明の第２の実施の形態を示している。
図５に示すように、モータの回転制御装置２０は、それぞれホール素子から成る３つのセンサ１１と、位相シフト演算回路１２と、トルク乗算回路１３と、電力変換器１４と、二相変換回路２１と、乗算回路２２ａと、加減算回路２２ｂと、ＰＩ要素回路２３と、電圧制御発振器２４と、速度アンプ２５とを有する。モータ１５は、多相ブラシレスＤＣモータから成る。
なお、モータの回転制御装置２０のセンサ１１、位相シフト演算回路１２、トルク乗算回路１３、電力変換器１４等の構成は、本発明の第１の実施の形態の構成と同様であり、同一の部材には同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００３８】
図５に示すモータの回転制御装置２０は、モータ１５の速度のフィードバック制御を以下のように行っている。すなわち、二相変換回路２１により各センサ１１からの３相の信号を正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号に変換する。乗算回路２２ａで、電圧制御発信器（ＶＣＯ）２４で発生する制御信号と、各アナログ信号とをそれぞれ乗算する。その出力を加減算回路２２ｂで加算した後、ＰＩ要素回路２３に入力し、ＰＩ制御してモータ１５の回転制御用信号を出力する。その出力を積分要素を通し、速度指令信号ω*mと演算した後、速度アンプ２５を通し、電力変換器１４のトルク指令信号rTとしている。なお、電圧制御発信器（ＶＣＯ）２４の出力信号は、９０度位相のことなる２つの正弦波であり、電圧制御発信器（ＶＣＯ）２４の入力信号は、ＰＩ要素回路２３の出力信号としている。
【００３９】
この場合の３相の各センサ１１の信号を２相に変換した後の、ＶＣＯ２４と組み合わせて回転速度検知する部分の構成（図５における破線部）を、図６に示す。図６に示す構成の動作原理としては、従来の位相同期ループ（ＰＬＬ）方式に基づくものである。しかし、一般にＰＬＬで用いられているローパスフィルタを用いる方式は、信号周波数の２倍波成分の影響が大きく、低速度領域の計測には不向きであった。本実施の形態に示すモータの回転制御装置２０は、外乱成分を位相比較の段階で打ち消し、高精度化を図るよう、従来のＰＬＬ方式の原理を改良した方式である。
【００４０】
図６に示す構成の動作原理を以下に説明する。図６においては、２つのセンス信号v_Ｉｓ、v_Ｉｃが、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４からの９０度の位相差を有する２つの信号とそれぞれ乗算回路２２ａで積算された後、加減算回路２２ｂで加算されて、ＰＩ要素回路２３を通した後、回転体の回転センス信号とするような構成としている。また、ＶＣＯ２４の入力信号は、ＰＩ要素回路２３の出力信号とするような構成としている。これを式で表すと下記のようになる。
【００４１】
すなわち、図６において、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４からの信号ｖos、ｖocを次式（１１）に示すように、Bsinθ_O、Bcosθ_Oとすると、
ｖ_os ＝ Ｂsinθ_O 、 ｖ_oc ＝ Ｂcosθ_O
θ_O ＝ ω_Oｔ＋φ_O ・・・（１１）
となる。ここで、ω_O はＶＣＯ２４の発振周波数、φ_O は初期角位相である。
【００４２】
従って、乗算回路２２ａの入力信号は、式（１２）、（１３）で表される。
v_Ｉｓ・ｖ_os ＝A・Bsinθ_Ｉ・cosθ_O ・・・（１２）
v_Ｉｃ・ｖ_oc ＝A・Bcosθ_Ｉ・sinθ_O ・・・（１３）
以上から乗算回路２２ａの出力は、式（１２）と式（１３）の和なので式（１４）となる。
A・Bsinθ_Ｉ・cosθ_０+A・Bcosθ_Ｉ・sinθ_０ ・・・（１４）
【００４３】
また、式（１４）は、三角関数の公式より、
A・Bsinθ_Ｉ・cosθ_０＝(A・B/2)｛sin(θ_Ｉ+θ_０)+sin(θ_Ｉ-θ_０)｝…（１５）
A・Bcosθ_Ｉ・sinθ_０＝(A・B/2)｛sin(θ_Ｉ+θ_０)-sin(θ_Ｉ-θ_０)｝…（１６）
となる。
【００４４】
位相比較は、図６に示すように、ｖ_Isとｖ_Oc 、ｖ_Icとｖ_Osを用いて行い、その差をｅとすると、
ｅ＝ ｖ_Is・ｖ_Oc −ｖ_Ic・ｖ_Os
＝ＡＢ（sinθ_I cosθ_O−cosθ_I sinθ_O）
＝ＡＢsin（θ_I−θ_O） ・・・（１７）
が得られる。ここで、θ_Iとθ_Oの差が、ＰＩ要素回路２３によって微少な値に制御されている場合には、式（１７）が
ｅ≒ＡＢ（θ_I−θ_O） ・・・（１８）
となって、高調波ノイズのない厳密な意味での位相比較が行えることが分かる。すなわち、信号の周波数に依存せず、常に入力信号とＶＣＯ２４からの制御信号の間の位相差が得られることを意味している。
【００４５】
したがって、この位相差信号ｅがＰＩ要素回路２３を通過すると、その出力ｖoutは、ＶＣＯ２４の入力となっていることから、ほぼ、入力の角周波数 dθ_I/dｔに等しくなる。このことを明確にするために示したのが、図７である。ＶＣＯ２４は、電圧ｖoutによって発振角周波数ω_Oを制御できる機能を持っており、また、ω_Oとθ_Oの関係は式（１１）のようになるので、その機能は図７のように積分器２６によって表すことができる。図７におけるＫ_Oは、電圧から角周波数への変換倍率である。図７は、制御対象が積分器２６であり、それをＰＩ制御している制御システムとみなすことができる。
【００４６】
また、この制御系は、２形の制御系（原点に極を２個有している）であるため、入力θ_Iがランプ状（dθ_I/dｔが一定）の入力に対して、θ_Oは定常偏差が零という性質を有している。したがって、出力電圧ｖoutは図７より、
ｖout ＝ ω_O／Ｋ_O ≒ dθ_I/dｔ／Ｋ_O ＝ ｐω_R／Ｋ_O ・・・（１９）
となり、入力角速度ω_R を検出できることが分かる。
ここで、（１８）式は、それぞれ位相同期ループ（以下、ＰＬＬ）回路における入力位相信号、及び位相出力に相当し、（１８）式はθ_Ｉを入力位相とするＰＬＬ回路における位相比較器の出力に他ならない。このような構成は、乗算回路２２ａと、加減算回路２２ｂをＰＬＬにおける、位相比較回路（ＰＤ）ブロックとみなしたＰＬＬ回路と同等の構成となる。
【００４７】
本実施の形態に示すモータの回転制御装置２０は、ＶＣＯ２４の出力を乗算し、加減算回路２２ｂの出力と合成するような構成としている。乗算した出力は、式（１５）、（１６）から明らかなように、高調波信号sin(θ_Ｉ+θ_０)を含んだものとなっている。これを反転加算した信号は、出力成分の高調波成分のみを打ち消すような動作をさせる構成となっている。従来のＰＬＬ回路において、ＰＩ制御の１要素として用いられるループフィルタ（以下ＬＦ）は、ＰＤの出力に含まれる不要な高調波成分やノイズを除去するために必須の回路ブロックである。このＬＦは、通常ローパスフィルタで構成されており、ＰＬＬ回路における重要な基本特性である、応答特性、定常位相誤差、プルインレンジ、ロックインレンジ等の性能限界が決定される重要な回路ブロックである。
【００４８】
しかしながら、これをローパスフィルタで構成した場合には、その遮断周波数以上の信号を全てフィルタリングしてしまう。このため、ノイズ成分ばかりでなく、上記の特性を決定する重要な情報も同時に失われてしまい、その結果安定な制御ができないものであった。本実施の形態に示すモータの回転制御装置２０では、上記のような、ＰＤの出力の高調波成分をキャンセルする構成としており、ＬＦとしては、ローパスフィルタの機能ではなく、ＰＩ制御の機能を持つ構成としている。このため、上述の肝心の情報を失うことのないような構成としている。
【００４９】
図８は、本発明の第３の実施の形態を示している。
図８に示すように、モータの回転制御装置３０は、それぞれホール素子から成る３つのセンサ１１と、位相シフト演算回路１２と、トルク乗算回路１３と、電力変換器１４と、正弦波波形補正回路３１とを有する。モータ１５は、多相ブラシレスＤＣモータから成る。
なお、モータの回転制御装置３０の正弦波波形補正回路３１以外の構成は、本発明の第１の実施の形態の構成と同様であり、同一の部材には同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００５０】
各センサ１１の波形をそのまま用いた場合、各センサ１１の特性や、モータ１５固有の特性によっては、本案の制御に必要とされるような正弦波に近い正弦波が得られない場合がある。しかし、モータ１５からの検知波形が、できるだけ正弦波に近い方が精度の良い制御が行える。このため、各センサ１１からの波形が正弦波からずれるような波形の場合には、図８に示すように、各センサ１１からの回転検出信号をより正弦波に近づけるための正弦波波形補正回路３１を位相シフト演算回路１２の前段に挿入する。
【００５１】
この場合の正弦波波形補正回路３１は、どのようなものであっても良いが、例えば、各センサ１１からの信号をＰＬＬ回路に入力することで、位相、周波数を各センサ１１からの信号に同期させることで実現できる。また、波形補正用の関数をマイクロコンピュータに用意しておき、それを通すことで正弦波波形に成形する方法などが考えられる。
【００５２】
【発明の効果】
本発明によれば、低速から高速にわたる広範囲において安定で高精度、低コストのモータの回転制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態の、モータの回路制御装置を示すブロック図である。
【図２】 図１に示すモータの回路制御装置のホール素子からの出力電圧波形図である。
【図３】 図１に示すモータの回路制御装置の各巻線に流す電流波形図である。
【図４】 図２に示すホール素子の出力電圧波形の位置関係を示すベクトル図である。
【図５】 本発明の第２の実施の形態の、モータの回路制御装置を示すブロック図である。
【図６】 図５に示すモータの回路制御装置の破線包囲個所を示すブロック図である。
【図７】 図６に示すＰＩ要素回路を用いた位相同期化の原理図である。
【図８】 本発明の第３の実施の形態の、モータの回路制御装置を示すブロック図である。
【図９】 従来例のモータの回路制御装置のブロック回路図である。
【図１０】 従来例のモータの回路制御装置の各巻線に流す電流波形図である。
【図１１】 従来例のモータの回路制御装置のモータの回転角と発生トルクとの関係図である。
【図１２】 従来例の画像形成装置の速度検出方式を示す原理図である。
【符号の説明】
１０ モータの回路制御装置
１１ センサ
１２ 位相シフト演算回路
１３ トルク乗算回路
１４ 電力変換器
１５ モータ
２１ 二相変換回路
２２ａ 乗算回路
２２ｂ 加減算回路
２３ ＰＩ要素回路
２４ 電圧制御発振器
２５ 速度アンプ
３１ 正弦波波形補正回路

Claims (3)

1. 多相ブラシレスＤＣモータから成るモータの回転を正弦波アナログ信号として検出する複数のセンサと、
   ＣＰＵから成り、前記複数のセンサにより検出された各正弦波アナログ信号を前記モータの逆起電力と前記モータの相電流とが同位相となるように位相調整する位相シフト演算回路と、
   前記位相シフト演算回路により位相調整された正弦波アナログ信号により前記モータをＰＷＭ制御する電力変換器とを有し、
   さらに二相変換回路と乗算回路と加減算回路とＰＩ要素回路と電圧制御発振器とを有し、
   前記二相変換回路は各センサにより検出された各正弦波アナログ信号を正弦波の９０度の位相差を有する２つのアナログ信号に変換し、
   前記乗算回路は前記二相変換回路により変換された各アナログ信号と、前記電圧制御発振器からの正弦波の９０度の位相差を持つ制御信号とを入力して各アナログ信号と位相差を持つ前記制御信号とをそれぞれ乗算し、
   前記加減算回路は前記乗算回路の各出力を加減算し、
   前記ＰＩ要素回路は前記加減算回路の出力をＰＩ制御して前記モータの回転制御用信号を前記電力変換器へ出力し、
   前記電圧制御発振器は前記ＰＩ要素回路から前記回転制御用信号を入力して前記乗算回路に前記制御信号を出力するように構成したことを、
   特徴とするモータの回転制御装置。
2. 前記センサはホール素子から成ることを、特徴とする請求項１記載のモータの回転制御装置。
3. 前記位相シフト演算回路の前段に、各センサにより検出された各正弦波アナログ信号を正弦波の波形に補正する正弦波波形補正回路を有することを、特徴とする請求項１または２記載のモータの回転制御装置。

Images