JPS61285073A - インバ−タ装置 - Google Patents
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- JPS61285073A JPS61285073A JP60122764A JP12276485A JPS61285073A JP S61285073 A JPS61285073 A JP S61285073A JP 60122764 A JP60122764 A JP 60122764A JP 12276485 A JP12276485 A JP 12276485A JP S61285073 A JPS61285073 A JP S61285073A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は例えば冷熱機器およびその他のインバータ応用
機器等における誘導電動機の可変速駆動に適用されるイ
ンバータ装置に関するものである。
機器等における誘導電動機の可変速駆動に適用されるイ
ンバータ装置に関するものである。
例えば誘動電動機の可変速駆動に使用さｎるインバータ
装置のうち、正弦波近似ＰＷＭ（，４ルス幅変調）方式
によるインバータ装置では、一般に第７図に示すような
構成が採用されている。第７図において、１は交流電源
、２は整流ブリッジ、３は平滑用コンデンサ、４はトラ
ンジスタ・ブリッジ、５は正弦波近似波形制御回路、６
は周波数指令信号入力端、７はインバータ装置内のトラ
ンジスタ・ブリッジ４の出力端である。
装置のうち、正弦波近似ＰＷＭ（，４ルス幅変調）方式
によるインバータ装置では、一般に第７図に示すような
構成が採用されている。第７図において、１は交流電源
、２は整流ブリッジ、３は平滑用コンデンサ、４はトラ
ンジスタ・ブリッジ、５は正弦波近似波形制御回路、６
は周波数指令信号入力端、７はインバータ装置内のトラ
ンジスタ・ブリッジ４の出力端である。
Ｉ！８図は第７図の正弦波近似波形制御回路５の１相分
及び周波数指令信号入力端６の詳細を示したものであり
、８は周波数指令設定器（第７図の周波数指令信号入力
端６に対応するもの）、９は電圧−周波数変換回路、１
０は三角ｔ＆変換回路、１１は正弦波変換回路、１２は
振稲制御回路、１３は搬送波（三角波）発生回路、１４
はコンパレータ、１５は直流電源を示す。
及び周波数指令信号入力端６の詳細を示したものであり
、８は周波数指令設定器（第７図の周波数指令信号入力
端６に対応するもの）、９は電圧−周波数変換回路、１
０は三角ｔ＆変換回路、１１は正弦波変換回路、１２は
振稲制御回路、１３は搬送波（三角波）発生回路、１４
はコンパレータ、１５は直流電源を示す。
上記従来のインバータ装置の作用ｔａ下に説明する。！
＠７図において、交流電源１から給電さｎる交流電圧は
、整流ブリッジ２によって直流に整流される。この整流
電圧は平滑用フンデン−９−３により平滑にされて、安
定した直流電圧になる。この直流電圧はトランジスタ・
ブリッジ４に供給される。
＠７図において、交流電源１から給電さｎる交流電圧は
、整流ブリッジ２によって直流に整流される。この整流
電圧は平滑用フンデン−９−３により平滑にされて、安
定した直流電圧になる。この直流電圧はトランジスタ・
ブリッジ４に供給される。
正弦波近似波形制御回路５はトランジスタ・ブリッジ４
の上下のトランジスタを交互にオン／オフさせることに
より、周波数指令信号入力端６に与えられる周波数指令
信号で指令される周波数の３相電圧が出力端７に出力さ
九る。
の上下のトランジスタを交互にオン／オフさせることに
より、周波数指令信号入力端６に与えられる周波数指令
信号で指令される周波数の３相電圧が出力端７に出力さ
九る。
上記、Ｗｃ７図に示すインバータ装置で、誘導電動８！
金町変速駆動する場合一般に第９図に示すように周波数
と電圧（インバータ出力電圧）の比を一定に制御するこ
とが多い。これは誘導電動ａｔ効率よく運転するためで
ある。
金町変速駆動する場合一般に第９図に示すように周波数
と電圧（インバータ出力電圧）の比を一定に制御するこ
とが多い。これは誘導電動ａｔ効率よく運転するためで
ある。
そこで正弦波近似波形制御回路５はトランジスタ・ブリ
ッジ４をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することにより、
近似正弦波の周波数と共に＠流電圧に対する電圧比率を
制御する。
ッジ４をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することにより、
近似正弦波の周波数と共に＠流電圧に対する電圧比率を
制御する。
ＰＷＭＫは、一般に第１０図で示すような三角波比較Ｐ
ＷＭと呼ばｎる三角波と正弦波の比較により出力電圧、
周波数全制御する方法が用いられる。
ＷＭと呼ばｎる三角波と正弦波の比較により出力電圧、
周波数全制御する方法が用いられる。
第１０図において参照波と搬送波の電圧比率（ｂ／ａ）
及び参照波の周波数を変化させる（搬送波の周波数は固
定）ことにより、点線で示すような近似正弦波が得られ
る。第８図は、このような方法を具体化するための一つ
の例として１相分を示したものである。
及び参照波の周波数を変化させる（搬送波の周波数は固
定）ことにより、点線で示すような近似正弦波が得られ
る。第８図は、このような方法を具体化するための一つ
の例として１相分を示したものである。
周波数指令設定器８は＠流電源１５より供給される電圧
ｖＳに対して、指令周波数に比例した電圧ＶＲｋ発生す
る。ボ社電圧−周波数変換回路９は指令周波数に比例し
た電圧ｖＲＩＣ比例した周波数ｆＲの矩形波を発生する
。この矩形弦波変換回路１１により三角波と同一周波数
ｆＲの正弦波に変換される。振幅制御回路１２は正弦ｔ
ＩＩｌ変換回路１ノで発生さｎた正弦波の振幅を指令周
波数に比例した電圧ＶＲに制御する。
ｖＳに対して、指令周波数に比例した電圧ＶＲｋ発生す
る。ボ社電圧−周波数変換回路９は指令周波数に比例し
た電圧ｖＲＩＣ比例した周波数ｆＲの矩形波を発生する
。この矩形弦波変換回路１１により三角波と同一周波数
ｆＲの正弦波に変換される。振幅制御回路１２は正弦ｔ
ＩＩｌ変換回路１ノで発生さｎた正弦波の振幅を指令周
波数に比例した電圧ＶＲに制御する。
また、三角波発生回路１３は電圧振幅Ｖｃ 一定（−Ｖ
ｓ）、周波数ｆｃ一定の三角波を発生する。コンパレー
タ１４は振幅制御回路１２から出力される正弦波と三角
波発生回路１３から出力される三角波の電圧比較を行な
うことにより、・平ルス列を発生する。
ｓ）、周波数ｆｃ一定の三角波を発生する。コンパレー
タ１４は振幅制御回路１２から出力される正弦波と三角
波発生回路１３から出力される三角波の電圧比較を行な
うことにより、・平ルス列を発生する。
上記従来の正弦波近似インバータ装置は原理上近似正弦
波の発生であり、実際に出力さｎる波形の中には参照波
以外に高調波成分が多く含まれている。
波の発生であり、実際に出力さｎる波形の中には参照波
以外に高調波成分が多く含まれている。
高調波成分のうち、とくに低周波数域の成分はモーダ効
率の低下、機械振動、騒音等の問題を誘起するため、こ
れをいかに低減させるかは大きな線層とされている。
率の低下、機械振動、騒音等の問題を誘起するため、こ
れをいかに低減させるかは大きな線層とされている。
第１１図（Ａ） （Ｂ）は電圧スペクトルの例として参
照波を１０Ｈｚ、参照波と搬送波の振幅比率（第１０図
のｂ／ａ）を０．１に採った場合を示す。第１１図（Ａ
）では搬送波周波数は２．０１０ Ｈｚであり、第１１
図（Ｂ） テｌｔｌ １７．９７０ Ｈｚである。
照波を１０Ｈｚ、参照波と搬送波の振幅比率（第１０図
のｂ／ａ）を０．１に採った場合を示す。第１１図（Ａ
）では搬送波周波数は２．０１０ Ｈｚであり、第１１
図（Ｂ） テｌｔｌ １７．９７０ Ｈｚである。
第１１図（Ａ） （Ｂ） ｋ比較すれば明らかなように
、搬送波周波数を高くすれば、低周波数域での高調波成
分は減少する。
、搬送波周波数を高くすれば、低周波数域での高調波成
分は減少する。
しかしながら、搬送波周波数を高くすることは出力の・
４ルス列の時間幅を短縮することになり（第１０図参照
）、第７図のトランジスタ・ブリッジ４１；’：の各ト
ランジスタのスイッチング時間を短かくするこ（！：ｔ
−意味する。
４ルス列の時間幅を短縮することになり（第１０図参照
）、第７図のトランジスタ・ブリッジ４１；’：の各ト
ランジスタのスイッチング時間を短かくするこ（！：ｔ
−意味する。
一方、トランジスタはそのスイッチング時間を短かくす
ることに関しては制限があり、ターンオフ時間が特に問
題とさｎており、素子に固有の最小時間を厳守する必要
がある。
ることに関しては制限があり、ターンオフ時間が特に問
題とさｎており、素子に固有の最小時間を厳守する必要
がある。
また、上記のスイッチング時間は、搬送波周波数が一定
の場合には、参照波周波数が高くなるほど短かくなる。
の場合には、参照波周波数が高くなるほど短かくなる。
このため、従来の正−１ｉ波近似インバータ装置では、
誘導電動ｍを運転する最高周波数（最高参照波周波数）
において、トランジスタの最小スイッチング時間を確保
出来るように搬送波周波数を決める方法が採られており
、参照波周波Ｉ２（誘４電動機運転周波数）が低い場合
も搬送周波数はほぼ一定に保たれている。
誘導電動ｍを運転する最高周波数（最高参照波周波数）
において、トランジスタの最小スイッチング時間を確保
出来るように搬送波周波数を決める方法が採られており
、参照波周波Ｉ２（誘４電動機運転周波数）が低い場合
も搬送周波数はほぼ一定に保たれている。
このような方法では、トランジスタのスイッチング時間
は充分に保証される反面、誘導電動機運転周波数が低い
場合には、低周波数域での高調波の含有率が高くなって
効率低下、機械振動・騒音等の問題を誘起させ易くなる
欠点がある。
は充分に保証される反面、誘導電動機運転周波数が低い
場合には、低周波数域での高調波の含有率が高くなって
効率低下、機械振動・騒音等の問題を誘起させ易くなる
欠点がある。
本発明は上記従来の問題点を解消するために提案された
もので、正弦波近似ＰＷＭインバータの出力（−含まれ
る低次高調波の出現を極力減少させ、効率向上と騒音お
よび振動問題の解決を図り得るインバータ装置を提供す
ることを目的とするものである。
もので、正弦波近似ＰＷＭインバータの出力（−含まれ
る低次高調波の出現を極力減少させ、効率向上と騒音お
よび振動問題の解決を図り得るインバータ装置を提供す
ることを目的とするものである。
本発明によるインバータ装置は、搬送波として三角波、
参照波として正弦波を用い、両者の電圧を比較演算する
ことにより・ゼルス幅変調を行ない近似正弦波を得るイ
ンバータ装置において、各出力周波数における最小のパ
ルス幅（時間）をパワー半導体素子に固有の限界スイッ
チング時間を満足するほぼ一定の時間にする手段を備え
たことｔｌ−特徴とするものである。
参照波として正弦波を用い、両者の電圧を比較演算する
ことにより・ゼルス幅変調を行ない近似正弦波を得るイ
ンバータ装置において、各出力周波数における最小のパ
ルス幅（時間）をパワー半導体素子に固有の限界スイッ
チング時間を満足するほぼ一定の時間にする手段を備え
たことｔｌ−特徴とするものである。
Ｃ作用〕
本発明によれば、従来の搬送波周波数一定住の方法では
トランジスタのスイッチング時開け、インバータ周波数
が高い領域では限界近くとなるが、低い領域では限界に
対して余裕があるという点に着目したもので、インバー
タ周波数の全領域においてトランジスタのスイッチング
時間ｔ−限界近くに設定し、インバータ周波数が低くな
るに従い搬送周波数を高くする即ち最小スイッチング時
間一定住制＃町変搬送波周波数方式とすることにより、
前記従来の問題点を解消し得るようにしたものである。
トランジスタのスイッチング時開け、インバータ周波数
が高い領域では限界近くとなるが、低い領域では限界に
対して余裕があるという点に着目したもので、インバー
タ周波数の全領域においてトランジスタのスイッチング
時間ｔ−限界近くに設定し、インバータ周波数が低くな
るに従い搬送周波数を高くする即ち最小スイッチング時
間一定住制＃町変搬送波周波数方式とすることにより、
前記従来の問題点を解消し得るようにしたものである。
本発明の一実施例を添付図面を参照して詳細に説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
り、第７図に示す従来例の正弦波近似波形制御回路５お
よび周波数指令信号入力端６に対応する！成を示すもの
である。
り、第７図に示す従来例の正弦波近似波形制御回路５お
よび周波数指令信号入力端６に対応する！成を示すもの
である。
第１図において、Ｉ６は周波数指令設定器（第７図の周
波数指令信号入力端６に対応するもの）、１７は電圧−
周波数変換回路、１８は三角波変換回路、１９は正弦波
変換回路、２０は振幅制御回路、２１は関数発生回路、
２２は電圧−周波数変換回路、２３は三角波変換回路、
２４はコンノ母レーダ、２５は回路用の直流電源を示す
。
波数指令信号入力端６に対応するもの）、１７は電圧−
周波数変換回路、１８は三角波変換回路、１９は正弦波
変換回路、２０は振幅制御回路、２１は関数発生回路、
２２は電圧−周波数変換回路、２３は三角波変換回路、
２４はコンノ母レーダ、２５は回路用の直流電源を示す
。
上記本発明の一実施例の作用について説明する。
第１図に示す各部の構成を除くインバータ装置の回路構
成およびその作用は、第７図〜第１１図（Ａ） （Ｂ＋
について説明したものと同一であるから、ここでは第７
図に示す正弦波近似波形制御回路５及び周波数指令信号
入力端６に対応する第１図図示の各部の作用について説
明する。
成およびその作用は、第７図〜第１１図（Ａ） （Ｂ＋
について説明したものと同一であるから、ここでは第７
図に示す正弦波近似波形制御回路５及び周波数指令信号
入力端６に対応する第１図図示の各部の作用について説
明する。
既に述べたように、パルス幅変調（ＰＷＭ）で近似正弦
波を得る方法としては第１０図のような三角波比較ＰＷ
Ｍと呼ばれる制御方法が多く採用されている。
波を得る方法としては第１０図のような三角波比較ＰＷ
Ｍと呼ばれる制御方法が多く採用されている。
第１０図に示すように、参照波と搬送波の周波数及び参
照波と搬送波の振幅比率（ｂ／ａ ） ｆｃ段設定れば
、それに対応した近似正弦波が得られる。（図中点線で
示す。）。
照波と搬送波の振幅比率（ｂ／ａ ） ｆｃ段設定れば
、それに対応した近似正弦波が得られる。（図中点線で
示す。）。
インバータ装置で誘導電動機を可変速駆動する場合、誘
２Ｊ！動機効率の面から周波数と電圧（インバータ出力
電圧）との比を一定に制御することが多いが、このこと
は上記の参照波と搬送波の振幅比率をＭとし、参照波周
波数をｆＲとすればＭとｆＲを次式のように制御するこ
とにほかならない。（第２図） Ｍ＝Ａ ｒＲ・・・・・・・・・・・・（１）（１）式
においてＡは比例定数である。
２Ｊ！動機効率の面から周波数と電圧（インバータ出力
電圧）との比を一定に制御することが多いが、このこと
は上記の参照波と搬送波の振幅比率をＭとし、参照波周
波数をｆＲとすればＭとｆＲを次式のように制御するこ
とにほかならない。（第２図） Ｍ＝Ａ ｒＲ・・・・・・・・・・・・（１）（１）式
においてＡは比例定数である。
また、上記のようにＭは次式でも表わされる。
Ｍ −ｂ／ ａ ・・・・・・・・・・・・（２）上
述のような正弦波近似インバータ装置は原理上、近似正
弦波の発生であり、実際に出力さｎる波形の中には参照
波以外に高：Ａ波成分が多く含まれるがこれに関しては
第１１図（Ａ） （Ｂ）で示したように、搬送波周波数
を高くするほど低周波数域での高調波成分は減少するこ
とが知られている。
述のような正弦波近似インバータ装置は原理上、近似正
弦波の発生であり、実際に出力さｎる波形の中には参照
波以外に高：Ａ波成分が多く含まれるがこれに関しては
第１１図（Ａ） （Ｂ）で示したように、搬送波周波数
を高くするほど低周波数域での高調波成分は減少するこ
とが知られている。
搬送波周波数を高くすることはｉ第１０図から明らかな
ように出力のパルス列の時間幅を短縮することになり、
第７図のトランジスタ・ブリッジ４の各トランジスタの
スイッチング時間を短かくすることを意味している。
ように出力のパルス列の時間幅を短縮することになり、
第７図のトランジスタ・ブリッジ４の各トランジスタの
スイッチング時間を短かくすることを意味している。
ところが、トランジスタはそのスイッチング時間を短か
くすることに関しては制限があり、特にター／オフ時間
が問題となって、素子固有の最小スイッチング時間を厳
守する必要がある。
くすることに関しては制限があり、特にター／オフ時間
が問題となって、素子固有の最小スイッチング時間を厳
守する必要がある。
そこで、以下く三角波比較ＰＷＭにおける搬送波周波数
ｆｃと最小スイッチング時間ＴＭＩＮの関係を明らかに
する。
ｆｃと最小スイッチング時間ＴＭＩＮの関係を明らかに
する。
第１０図から明らかなように参照波の一周期の、中でス
イッチング時間が最も短かくなるのは参照波のπ／２及
び８π／２の近傍である。
イッチング時間が最も短かくなるのは参照波のπ／２及
び８π／２の近傍である。
第３図（Ａ） （Ｂｌは第１０図のπ／２近傍について
横軸を拡大したものである。（８π／２近傍については
π／２近傍と同様であるため省略する）０第３図（Ａ）
の参照波の波形は搬送波周波数ｆｃが参照波周波数ｆＲ
に対して充分に高い場合には第３図（句のように直線で
近似することが可能である。第３図（Ｂｌで示したＴｃ
は搬送波周期であり、搬送波周波数とは次の関係がある
。
横軸を拡大したものである。（８π／２近傍については
π／２近傍と同様であるため省略する）０第３図（Ａ）
の参照波の波形は搬送波周波数ｆｃが参照波周波数ｆＲ
に対して充分に高い場合には第３図（句のように直線で
近似することが可能である。第３図（Ｂｌで示したＴｃ
は搬送波周期であり、搬送波周波数とは次の関係がある
。
ＴＣｗｍｌ／（ｃ＜ ・・・・・・・・・・・・（３
）また、第３図（Ｂｌにおいて、三角形ＰＫＢと三角形
ＰＱＴの関係より次式が成立つ。
）また、第３図（Ｂｌにおいて、三角形ＰＫＢと三角形
ＰＱＴの関係より次式が成立つ。
式（４）でＫ ｆ３− ＭＸＮ／！、 Ｑ’ｌ’ −
Ｔｃ／４． ｐ ｆ３−ａ−ｂ。
Ｔｃ／４． ｐ ｆ３−ａ−ｂ。
ＦＴ−ａｆ代入すると次式が成立つ。
式（５）に式（１） 、 ＋２）及び（３）を代入して
整理すると１−ＡｆＲ・・・・・・・・・（６） ２ Ｔ ＭＩＮ 式（６）ｉＴＭＸＮをトランジスタの素子に固有な最小
スイッチング時間に合わせｎは、参照波周波数ｆｎ
（インバータ出力周波数）に対して、限界の搬送波周波
数ｆｃが求められることを意味する。第４図はｆｃとｆ
Ｒの関係を示したものである。
整理すると１−ＡｆＲ・・・・・・・・・（６） ２ Ｔ ＭＩＮ 式（６）ｉＴＭＸＮをトランジスタの素子に固有な最小
スイッチング時間に合わせｎは、参照波周波数ｆｎ
（インバータ出力周波数）に対して、限界の搬送波周波
数ｆｃが求められることを意味する。第４図はｆｃとｆ
Ｒの関係を示したものである。
第１図は、上記の考察を具現化するための一例金示し念
ものである。第１図の周波数指令設定器１６は、第７図
の周波数指令入力端６に対応し、直流電源２５より供給
される電圧Ｖｓに比例した電圧ｖＲ，Ｍｖ、（Ｍは定数
）ｆｔ発生する。ここで、周波数設定目盛は、リニアに
取られているため、電圧ｖＲは周波数ｆＲに比例してい
る。（ＶＲ−ＡｆＲ；Ａは前述と同じ定数）電圧−周波
数変換回路１２は、上記のｖＲに比例した周波数ｆ′Ｒ
の矩形波パルス列を発生する。（ｆ ’ Ｒ−Ｂ Ｖ
Ｈ： Ｂは定数）。
ものである。第１図の周波数指令設定器１６は、第７図
の周波数指令入力端６に対応し、直流電源２５より供給
される電圧Ｖｓに比例した電圧ｖＲ，Ｍｖ、（Ｍは定数
）ｆｔ発生する。ここで、周波数設定目盛は、リニアに
取られているため、電圧ｖＲは周波数ｆＲに比例してい
る。（ＶＲ−ＡｆＲ；Ａは前述と同じ定数）電圧−周波
数変換回路１２は、上記のｖＲに比例した周波数ｆ′Ｒ
の矩形波パルス列を発生する。（ｆ ’ Ｒ−Ｂ Ｖ
Ｈ： Ｂは定数）。
この足形波パルス列は次に、三角波変換回路１８により
（／Ｒに比例した周波数ｆＲの三角波に変換さｎｌさら
に正弦波変換回路１９により三角波と同一の周波数の正
弦波に変換さｎる。
（／Ｒに比例した周波数ｆＲの三角波に変換さｎｌさら
に正弦波変換回路１９により三角波と同一の周波数の正
弦波に変換さｎる。
（ｆＲ−ｍｃｆ’Ｈ−ＢＣＶＨ； Ｃｕ定数）。振幅制
御回路２０は正弦波変換回路１９で発生さｎる正弦波の
振幅を指令周波数に比例した電圧ＶＲに制御する。
御回路２０は正弦波変換回路１９で発生さｎる正弦波の
振幅を指令周波数に比例した電圧ＶＲに制御する。
関数発生回路２１は周波数指令設定器１６からの入力ｖ
Ｒに対して電圧ｖｃ−丁「・１−ＡＢＣＶＲ−を発生す
る。（ここで、＾、Ｂ、Ｃ。
Ｒに対して電圧ｖｃ−丁「・１−ＡＢＣＶＲ−を発生す
る。（ここで、＾、Ｂ、Ｃ。
ＴＭＸＭ
ＴＭＩＮは前述の定数である）。次に、電圧−周波数変
換器２２はＶｃに比例した周波数（ｆｃの矩形波パルス
列を発生する。（ｆ’、、 Ｂ Ｖｃ；ＢＦｉ前樺と同
じ定数）。
換器２２はＶｃに比例した周波数（ｆｃの矩形波パルス
列を発生する。（ｆ’、、 Ｂ Ｖｃ；ＢＦｉ前樺と同
じ定数）。
この矩形波パルス列は三角波変換回路２３により振幅が
Ｖ、（一定）周波数が１／ｃに比例した周波数ｆｃの三
角波に変換される。（ｒ。
Ｖ、（一定）周波数が１／ｃに比例した周波数ｆｃの三
角波に変換される。（ｒ。
Ｃｆ’（−Ｂ ＣＶ ｃｗｍニーＡＢＣＶ、、）ＴＭＩ
Ｎ コンパレータ２４は振幅制御回路２０より出力サレル電
圧ｖ、ｍＭｖ、、周波数ｆＲ＝ Ｂｅ ＶＲの正弦波と
三角波変換回路２３より出力される１−ＡＢＣＶＲ 電圧Ｖｓ（−足）、周波数 ２ＴＭＩＨの三角波とを
電圧比較することによりパルス列全発生する。
Ｎ コンパレータ２４は振幅制御回路２０より出力サレル電
圧ｖ、ｍＭｖ、、周波数ｆＲ＝ Ｂｅ ＶＲの正弦波と
三角波変換回路２３より出力される１−ＡＢＣＶＲ 電圧Ｖｓ（−足）、周波数 ２ＴＭＩＨの三角波とを
電圧比較することによりパルス列全発生する。
なおコン−４レータ２４に入力される三角波の周波数ｆ
ｃと正弦波の周波数ｆＲとの関係は（６）式を満足して
おり、第４図図示の関係を実現している。
ｃと正弦波の周波数ｆＲとの関係は（６）式を満足して
おり、第４図図示の関係を実現している。
なお上記本発明の一実施例では、第７図の正弦波近似波
形発生回路５として第１図のように搬送波と参照波の比
較演算を直接実施する方式であるが、この演算を予め実
施して、演算結果を記憶装置に記憶させておき、周波数
指令に応じてこれを順次読み出す方式としてもよい。ま
た上記の一実施例では最小パルス幅の演算を第３図（Ｂ
）のように直巌近似して求めたが、正確に演算して求め
る方式としてもよい。さらに上記一実施例ではインバー
タ出力の電圧と周波数の関係を第９図のような＠線を想
定しているが、誘導電動機の要求特性がこのような＠線
でなくてもよい。さらにまた上記一実施例ではスイッチ
ング素子としては第７図のようにトランジスタを用いる
場合について述べたが、他のスイッチング素子でも構わ
ない。（例サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ等）。
形発生回路５として第１図のように搬送波と参照波の比
較演算を直接実施する方式であるが、この演算を予め実
施して、演算結果を記憶装置に記憶させておき、周波数
指令に応じてこれを順次読み出す方式としてもよい。ま
た上記の一実施例では最小パルス幅の演算を第３図（Ｂ
）のように直巌近似して求めたが、正確に演算して求め
る方式としてもよい。さらに上記一実施例ではインバー
タ出力の電圧と周波数の関係を第９図のような＠線を想
定しているが、誘導電動機の要求特性がこのような＠線
でなくてもよい。さらにまた上記一実施例ではスイッチ
ング素子としては第７図のようにトランジスタを用いる
場合について述べたが、他のスイッチング素子でも構わ
ない。（例サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ等）。
以上に述べたように本発明によるインバータ装置は、搬
送波周波数をトランジスタの素子固有のスイッチング時
間の限界まで引き上げるものであるが、これによる効果
を下記仕様を満足するインバータ装置を事例にして、従
来の方法との比較により述べる。
送波周波数をトランジスタの素子固有のスイッチング時
間の限界まで引き上げるものであるが、これによる効果
を下記仕様を満足するインバータ装置を事例にして、従
来の方法との比較により述べる。
（１） インバータ出力周波数として、１０〜９０
。
。
１０ ス１ツブで可変としインバータ出力電圧と周波数
の関係は第５図のような振幅比率と参照波周波数の関係
を満足すること。
の関係は第５図のような振幅比率と参照波周波数の関係
を満足すること。
（２）トランジスタのスイッチング時間の限界は約２５
μｓとする。
μｓとする。
（３）搬送波と参照波の周波数比率Ｋｆｉ３倍調波の高
調波の出現を防止するため、一般的に採用されている次
の関係を満足すること。
調波の出現を防止するため、一般的に採用されている次
の関係を満足すること。
Ｋ−ｆｃ／ｆＲ−６に−３（ｋ；整数）第６図（Ａｌ
（Ｂｌはこのような仕様を満足するインバータ装置の例
として各インバータ周波数に対するＫの値、搬送波周波
数及び最小スイッチング時間を示したもので、第６図（
Ｎは本発明によるものであり、第６図（同は従来の方法
（インバータ周波数に依らず搬送波周波数をほぼ一定に
する方法）ｆ：示す。第６図（Ｂ）は、インバータ周波
数が低くなるに従い、最小スイッチング時間のスイッチ
ング素子の限界に対する余裕が大きくなることを示して
いる。
（Ｂｌはこのような仕様を満足するインバータ装置の例
として各インバータ周波数に対するＫの値、搬送波周波
数及び最小スイッチング時間を示したもので、第６図（
Ｎは本発明によるものであり、第６図（同は従来の方法
（インバータ周波数に依らず搬送波周波数をほぼ一定に
する方法）ｆ：示す。第６図（Ｂ）は、インバータ周波
数が低くなるに従い、最小スイッチング時間のスイッチ
ング素子の限界に対する余裕が大きくなることを示して
いる。
以上述べたことは具体的な効果としては第１１図（ＡＪ
（Ｂｌに示す電圧スパクトルにより明らかになる。第
１１図（Ａ） （Ｂ）共上記仕様例のうち、インバータ
周波数が１０ の場合を示す。
（Ｂｌに示す電圧スパクトルにより明らかになる。第
１１図（Ａ） （Ｂ）共上記仕様例のうち、インバータ
周波数が１０ の場合を示す。
従来の方法では第１１図（Ａ）のように数ＫＨｚ〜数十
ＫＨｚの間に高調波成分が多く見らｎるが、本発明によ
ｎば第１１図（Ｂｌのように低次の高調波成分の出現は
少なくなるため（１０”以外でも同じ傾向にあるため他
は省略する）効率が高く、機械振動・騒音の発生の少な
いインバータ装置の実現が可能となる等の優れた効果が
奏せられるものである。
ＫＨｚの間に高調波成分が多く見らｎるが、本発明によ
ｎば第１１図（Ｂｌのように低次の高調波成分の出現は
少なくなるため（１０”以外でも同じ傾向にあるため他
は省略する）効率が高く、機械振動・騒音の発生の少な
いインバータ装置の実現が可能となる等の優れた効果が
奏せられるものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図〜第６図（Ａ） （Ｂ）はそれぞれ本発明の一実施
例の作用を説明するための図、第７図〜第１１図（Ａｌ
（Ｂｌはそれぞれ従来例ｔ−説明するための図である
。 １６・・・周波数指令設定器、１７．２２・・・電圧−
周波数変換回路、１８．２３・・・三角波変換回路、１
９・・：正弦波変換回路、２０・・・振幅制御回路、２
１・・・関数発生回路、２４・・・コンパレータ。 出願人復代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第２図 □参四波周湊敦 ｆＲ 第Ｓ図 渓照遺卵皮杖 ＣＨｘ）− 第３図 （Ａ） （Ｂ） 第９因 一波数 第１０図
２図〜第６図（Ａ） （Ｂ）はそれぞれ本発明の一実施
例の作用を説明するための図、第７図〜第１１図（Ａｌ
（Ｂｌはそれぞれ従来例ｔ−説明するための図である
。 １６・・・周波数指令設定器、１７．２２・・・電圧−
周波数変換回路、１８．２３・・・三角波変換回路、１
９・・：正弦波変換回路、２０・・・振幅制御回路、２
１・・・関数発生回路、２４・・・コンパレータ。 出願人復代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第２図 □参四波周湊敦 ｆＲ 第Ｓ図 渓照遺卵皮杖 ＣＨｘ）− 第３図 （Ａ） （Ｂ） 第９因 一波数 第１０図
Claims (1)
- 搬送波として三角波、参照波として正弦波を用い、両者
の電圧を比較演算することによりパルス幅変調を行ない
近似正弦波を得るインバータ装置において、各出力周波
数における最小のパルス幅（時間）をパワー半導体素子
に固有の限界スイッチング時間を満足するほぼ一定の時
間にする手段を備えたことを特徴とするインバータ装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60122764A JPS61285073A (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60122764A JPS61285073A (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | インバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61285073A true JPS61285073A (ja) | 1986-12-15 |
Family
ID=14844034
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60122764A Pending JPS61285073A (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61285073A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017037941A1 (ja) * | 2015-09-04 | 2017-03-09 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびヒートポンプ装置 |
-
1985
- 1985-06-07 JP JP60122764A patent/JPS61285073A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017037941A1 (ja) * | 2015-09-04 | 2017-03-09 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびヒートポンプ装置 |
| KR20180021141A (ko) * | 2015-09-04 | 2018-02-28 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 및 히트펌프 장치 |
| JPWO2017037941A1 (ja) * | 2015-09-04 | 2018-03-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびヒートポンプ装置 |
| CN108093670A (zh) * | 2015-09-04 | 2018-05-29 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及热泵装置 |
| GB2556585A (en) * | 2015-09-04 | 2018-05-30 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter and heat pump device |
| US10581365B2 (en) | 2015-09-04 | 2020-03-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converting apparatus and heat pump apparatus |
| CN108093670B (zh) * | 2015-09-04 | 2020-12-01 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及热泵装置 |
| GB2556585B (en) * | 2015-09-04 | 2021-10-20 | Mitsubishi Electric Corp | Power converting apparatus and heat pump apparatus |
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