JP2000505638A - 直接トルク制御インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、電気機械の固定子磁束とトルクを同時に制御するインバータ装置に関する。本発明において、インバータ装置のインバータは、トルクと固定子磁束の誤差変数（Ｔ_err,Ψ_err）に基づいて画定された固定子電圧基準（ｕ_sref）に基づいて制御され，一方固定子電圧基準に基づいて固定子電圧の相電圧の基準値（ｕ_aref,ｕ_bref,ｕ_cref）が画定される。電気機械（Ｍ）に供給される固定子電圧の相電圧（ｕ_a，ｕ_b，ｕ_c）はフィードバック制御器（ＶＡＣ）により相電圧の画定された基準値（ｕ_aref,ｕ_bref,ｕ_cref）に対応するように制御される。

Description

【発明の詳細な説明】 直接トルク制御インバータ装置 本発明は、電気機械の固定子磁束とトルクを同時に制御するインバータ装置に 関する。インバータ装置は、直流電圧中間回路に接続されて前記電気機械の相数 と同じ相数の交流電圧を発生するインバータと、前記インバータにより発生され る交流電圧の瞬時値を制御する制御装置を備える。前記制御装置は、入力変数と して前記トルクと固定子磁束の基準値、および固定子電流と固定子電圧の測定値 またはそれに相当する変数を受け取る。また、前記入力変数に基づいてトルクお よび固定子磁束の前記基準値と実際の値との差である誤差値を画定するための手 段、およびそれら誤差値に基づいて前記インバータのスイッチを制御する手段と を備える。 上記形式の従来のＤＴＣ（直接トルク制御）インバータの基本的考え方は、電 気機械の固定子磁束とトルクを同時に制御して、機械に供給される瞬時電圧値を 、磁束とトルクを制御するのに必要な瞬時値に出来るだけ近い値となるようにす ることである。そのような従来のＤＴＣインバータのブロック図は、添付の図１ に示される通りであり、また、例えばTakahashiおよびNoguchiによる「誘導電動 機の新規の速応、高能率制御方法」工業応用に関するＩＥＥＥ会報１９８６、９ ／１０月、Ｖｏｌ．ＩＡ−２２，Ｎｏ．５にも開示されている。 制御に必要な磁束とトルクの実際の値は通常機械に供給される電圧と電流に基 いて測定される直流電圧Ｕ_DCおよびインバータＡＣに使用されているスイッチＳ Ｗ_a，ＳＷ_b，ＳＷ_cの位置Ｓ_a，Ｓ_b，Ｓ_cから計算され、一方電流ベクトルＴ_sは 測定される２つの相電流から求められる。 固定子電圧、電流は、機械の基本等式に基づいて固定子磁束ベクトルΨ_sを計 算する磁束計算ブロックＶＬに入力変数として与えられる。ブロックＲにおける 固定子磁束と電流のベクトル積の計算により瞬時トルク値Ｔが得られる。そのよ うにして得られたトルクの実際値を、ブロックＶ１のトルク基準値Ｔ_refから減 算して、トルク制御に用いる誤差変数Ｔ_errを求める。同様にして、ブロックＩ Ｔにおいて計算される磁束の実際値の絶対値Ψ_sは、ブロックＶ２おいて固定子 磁束の基準値Ψ_refから減算されて、トルク制御に用いる誤差変数Ψ_errが得られ る。誤差値が正の値のときは制御は実際値を増加する方向に作動し、誤差値が負 の場合はその逆である。誤差変数の計算に関連する手段は、図１において共通の 符号ＥＣで示される。 ＤＴＣインバータにおいてはまた、固定子磁束ベクトルが所与の瞬間において 何れのセクタ（円の６分割の１つ）に存在するかを知ることが必要である。セク タの番号ｎ（＝０，...５）は、別個に設けられ固定子磁束ベクトルが入力され るセクタ計算ブロックＳＬにおいて決められる。 磁束およびトルク制御のためのセクタ番号ｎと誤差変数Ψ_err、Ｔ_errとはスイ ッチ基準選択ブロックＫＶに入力変数として与えられる。スイッチ基準選択ブロ ックＫＶの機能は、トルクおよび磁束の実際値を所定の履歴限界内に維持するよ うに、スイッチ位置（すなわち、電圧ベクトル）を選択することである。添付図 面の図２に示されるゼロベクトルおよび６つの電圧ベクトルが用いられ、これら の中で現在の制御状態に最も適応したベクトルが選択される。基本的に必要なの は、磁束Ψ_sに関連する電圧ｕ_sの位相角度である。これは、添付図面の図３に示 される。もし、トルクが増加する（Ｔ_err＞０）ときは電圧ベクトルはそれの磁 束に垂直な成分ｕ_qが出来るだけ大きくなるように選択される。反対にもし、固 定子磁束が増加する（Ψ_err＞０）ときは電圧ベクトルはそれの磁束に平行な成 分ｕ_dが出来るだけ大きくなるように選択される。対応して、磁束またはトルク が減少するときは上記成分を負にしなければならない。もし、制御が不要であれ ば、ゼロベクトルが選択される。 ＤＴＣインバータの基本的問題は、スイッチの各切り替えを出来るだけ、磁束 およびトルクの実時間データに近くすることである。この点から、スイッチは磁 束およびトルクの新しい予定値が入力されたときのみ切り替えることができるよ うにする。これは、平均のスイッチング周波数が十分に高くなるように、モータ の実際値の計算において高速の信号処理装置を使用することが必要となる。従っ て、最小パルス幅は、磁束およびトルクの制御サイクル−それは、最良の場合で １２マイクロセコンドまたはその倍数−に依存する。各電圧ベクトルは、少なく とも前記制御サイクルの継続する間有効であることが必要である。すなわち、取 られる制御手段の全てが、主要制御手段である。 制御の問題は、ゼロから変位する６つの電圧ベクトルのみが存在する、という 事実によりさらに悪くなる。通常、トルクと磁束の振幅の両者に正確に好ましい 形で影響するベクトルを選択することは不可能である。 ＤＴＣインバータの利点は、実際に機械の浮遊インダクタンスにより決められ るトルク増加割合が速いことである。低浮遊インダクタンスをもったある種のモ ータにおいて、トルクは単位制御サイクルの間に標準トルクから５０％以上立ち 上げることができるが、それは一方で好ましくないトルク振動、雑音の問題を起 こす。もし、トルク応答が急峻すぎると、それはもはや利点にはならない。実際 、５ｍｓの応答時間があれば充分である。 本発明の目的は、従来のＤＴＣインバータの前記問題が少なくとも実質的に解 消されたインバータ装置を提供することである。上記目的は本発明によるインバ ータ装置により達成することができる。本発明のインバータ装置の第ｌの実施例 は、インバータのスイッチを制御する手段が、トルクおよび固定子磁束の誤差変 数に基づいて固定子電圧の基準を発生する手段と、固定子電圧の相電圧について 画定された固定子電圧基準及び固定子電圧の共通モード電圧に与えられた基準値 に基づいて基準値を発生する手段と、電気機械に供給される固定子電圧の相電圧 が相電圧の前記画定された基準値に対応するように、前記相電圧を制御するフィ ードバック電圧制御器を備える、ことを特徴とする。 第ｌの実施例に用いられる固定子電圧の相−特定制御に代えて、固定子電圧の 主電圧を制御することができる。本発明のインバータ装置の第２の実施例は、イ ンバータのスイッチを制御する手段が、トルクおよび固定子磁束の誤差変数に基 づいて固定子電圧の基準を発生する手段と、固定子電圧の主電圧について画定さ れた固定子電圧基準に基づいて基準値を発生する手段と、電気機械に供給される 固定子電圧の主電圧が前記画定された主電圧の基準値に対応するように、前記主 電圧を制御するフィードバック電圧制御器を備える、ことを特徴とする。 従来のＤＴＣインバータ装置の問題が本発明のインバータ装置により解消され るのは、本発明においては図２に示されるよりも多くの電圧ベクトルを利用する ことができ、従ってスイッチの各切り替えを計算することが不必要となるからで ある。これは、制御を２つに分割してトルク制御がスイッチの位置ではなく、個 個の電圧制御器の相または主電圧基準を計算するようにしたことによる。各制御 器の機能は機械の相及び主電圧が与えられた電圧基準に等しくなるように制御す ることである。 好ましくは、トルク制御に含まれる固定子電圧基準を発生する装置は、固定子 磁束の誤差変数に基づいて固定子磁束に平行な固定子電圧基準の成分を発生する 磁束制御器と、トルクの誤差変数に基づいて固定子磁束に垂直な固定子電圧基準 の成分を発生するトルク制御器と、固定子磁束座標系における固定子電圧成分に より画定される固定子電圧基準を、固定子座標系における固定子電圧標準に変換 するため、座標系変換を実行する手段と、を備える。 本発明によるインバータ装置において電圧制御器はインバータの出力電圧を設 定するのに用いられるので、固定子電圧を別個に測定するのに代えて、同一目的 のため、画定された前記固定子電圧基準はトルク及び固定子磁束の誤差変数を画 定する手段への入力変数の１つとして用いることができる。これは、電圧制御器 が、それに基準として与えられる目標電圧によって充分な精度が得られるように 作動することができると考えられ、実際の測定電圧に代えて目標電圧を制御に用 いることができる、という事実に基づく。 もし、相−特定電圧制御を目的とするなら、ＬＣローパスフィルタと電圧フィ ードバックの設けられたパルス幅変調器と、インバータのスイッチング周波数を 制御する制御電圧を発生する発振回路を備えたフィードバック電圧制御器を用い ることができる。前記パルス幅変調器は固定子電圧の相電圧の測定値とそれら電 圧の基準値を、前記発振回路により発生される制御電圧と共に受け取り、それら の電圧に基づいてインバータのスイッチの制御信号を発生する。 制御されるのが主電圧のときは、キャパシタが相電圧の間に接続されたＬＣロ ーパスフィルタと、相電圧から主電圧の実際値を求める手段と、固定子電圧の主 電圧の実際値とその基準値の両者を受け取って、それら電圧に基づいてインバー タのスイッチの制御信号を発生する変調器とを含むフィードバック電圧制御器を 用いることができる。 あるいは、主電圧制御を用いる場合は、スター共通点にキャパシタが接続され 、スター共通点がキャパシタを介して直流電圧中間回路の負極に接続されている ＬＣローパスフィルタと、相電圧から主電圧の実際値を求める手段と、固定子電 圧の主電圧の実際値とその基準値の両者を受け取って、それら電圧に基づいてイ ンバータのスイッチの制御信号を発生する変調器とを含むフィードバック電圧制 御器を用いることができる。この解決方法においては、電圧制御器は共通モード 電圧フィルタシステムが設けられる。 以下、添付図面を参照して本発明によるインバータ装置について詳細に説明す る。添付図面は下記を含む。 図ｌは、従来のＤＴＣインバータのブロック図面である。 図２は、従来のＤＴＣ制御における２−レベルインバータの電圧ベクトルを示 す図面である。 図３は、固定子磁束に関する固定子電圧の成分を示す図面である。 図４は、本発明によるインバータ装置の第ｌの実施例に使用するに適した電圧 制御器のブロック図面である。 図５は、本発明によるインバータ装置の第ｌの実施例を示すブロック図面であ る。 図６は、本発明によるインバータ装置に使用できる電圧ベクトルを示す。 図７は、本発明によるインバータ装置の第２の実施例に使用するに適した電圧 制御器の第ｌの実施例を示すブロック図面である。 図８は、本発明によるインバータ装置の第２の実施例に使用するに適した電圧 制御器の第２の実施例を示すブロック図面である。 図９は、本発明によるインバータ装置の第２の実施例を示すブロック図面であ る。 本発明によるインバータ装置の基本的考え方は、制御を２つに分割してトルク 制御は、スイッチの位置ではなく、別の電圧制御器の相及び主電圧基準を計算す るようにし、電圧制御器が、機械の相及び主電圧を制御して、それらが付与され た電圧基準に等しくなるようにする機能をもつようにしたことである。 もし、相−電圧−特定制御を目的とするなら、例えばＵＰＳ施設におけるよう に、フィードバックとＬＣローパスフィルタを備えたＰＷＭ変調器を用いること ができる。そのようなＰＷＭ変調器は、例えばＥＰ特許第４３９、６４２号に開 示され、それを詳細に示すブロック図が図４に示される。 図４に示される電圧制御器において、チョークコイルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃはイン バータＡＣのスイッチＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃに直列に接続される。チョークコ イルと共にＬＣローパスフィルタを形成するキャパシタＣａ，Ｃｂ，Ｃｃは、ス ター接続され、その結果スター点Ｔは直流電圧中間回路ＤＣの低電位点ＯＶに接 続される。電圧制御器に対するフィードバックはチョーク後の相電圧から得られ る。フィードバック電圧ｕ_a，ｕ_b，ｕ_cはパルス幅変調器ＰＷＭに与えられる。 パルス幅変調器ＰＷＭの作動周波数は発振回路ＯＣにより決められる。ＬＣフィ ルタに供給される相電圧は直流電圧中間回路の直流電圧Ｕ_DCと同じオーダのパル スであり、その周波数は発振回路ＯＣにより決められる。パルス幅変調器のパル ス幅を変更することにより、各相の電圧を、その基準値に等しくなるように、例 えばｕ_a＝ｕ_aref，ｕb＝ｕ_bref，ｕ_c＝ｕ_crefに制御することができる。フィル タの機能は、相電圧からスイッチング周波数をフィルタすることである。スイッ チング周波数はＬＣフィルタの共振周波数より著しく高く、ＬＣフィルタの共振 周波数は機械に供給される基本波の最大周波数より高い。そのためフィルタの結 果として、標準速度で回転している機械の電圧は殆ど正弦波である。 図４に示されるような形式の電圧制御器を用いることによる磁束及びトルク制 御の原理は図５に示される。図１に示す従来のＤＴＣ制御と比較すると、固定子 電圧計算とスイッチ基準選択ブロックが消えている。実際電圧は常にそれの基準 電圧に等しくなるので、充分に正確に機能する電圧制御器に依存することが可能 であり、固定子電圧計算ブロックは最早必要でない。その結果、磁束計算ブロッ クＶＬへの入力変数として、測定された電圧値に代えて、電圧基準を用いること が可能である。スイッチ基準選択ブロック及びセクタ計算ブロックは、磁束およ びトルクの誤差変数に基づいて相−特定電圧基準を計算する制御システムに置き 換えられる。磁束及びトルクの誤差変数は、図１の従来の制御におけると同様な 方法で決められるので、誤差変数の計算と関連するブロックＶＬ，ＩＴ，Ｒ，Ｖ １，Ｖ２についての詳細な説明は省略する。 磁束制御器ＦＣの入力変数は磁束の誤差変数Ψ_errであり、出力変数は電圧基 準の磁束に平行な成分ｕ_dである。同様にして、トルク制御器ＴＣの入力変数は トルクの誤差変数Ｔ_errであり、出力変数は磁束に垂直な電圧基準成分ｕ_qである 。電圧成分は固定子磁束座標系においては下記（１）式で表せられる（図３参照 ）。 固定子磁束の実数部分と虚数部分をそれぞれΨ_x，Ψ_yで表すと、 ここで、Ψ_s ＝固定子磁束ベクトルの絶対値 α ＝固定子座標系に於ける固定子磁束ベクトルの位相角 固定子磁束に平行な単位ベクトルｅ^jaは下記式（３）により得られる。 ここで、 等式（３）の単位ベクトルは図５のブロックＹＶで計算される。このベクトル は座標系変換を行うブロックＣＣに与えられる。 クＣＣにおいて角度α回転して、すなわち下記の如く等式（３）の単位ベクトル を掛けることにより、固定子座標系に変換される。 ここで、ｕ_aref＝位相ａの電圧基準 ｕ_bref＝位相ｂの電圧基準 ｕ_cref＝位相ｃの電圧基準 等式６および９から下記が導かれる。 相電圧基準の平均値（通常モード電圧）ｕ_aveは下記の如く表される。 式１０、１１、１２に基づき、位相特定電圧基準は下記の如く表される。 相特定電圧基準の計算はブロックＶＯＬで行われる。ブロックＶＯＬには基準 値として入力共通モード電圧ｕ_aveも与えられる。本発明の方法においては、相 電圧基準は等式１〜１５に示す方法で計算される。トルク制御器ＴＣ及び磁束制 御器ＦＣの出力変数として得られる固定子磁束座標系の電圧基準ｕ_d＋ｊｕ_q（等 式１）及び固定子磁束に平行な単位ベクトルｅ^ja（等式３〜５）が座標系変 換ブロックＣＣに入力変数（等式６〜８）として与えられ、座標系変換ブロック 電圧計算ブロックＶＯＬにおいて求められる（等式１３〜１５）。この電圧基準 が電圧制御器ＶＣの入力変数である。図５において、インバータの電圧制御器Ｖ ＣｌおよびインバータＡＣは１つのブロックＶＡＣとして示されている。電圧制 御器は、機械Ｍに与えられる相電圧を電圧基準に等しくする。また、ｕ_srefは入 力変数として、磁束計算ブロックに与えられ、そこで電圧の実際値として用いら れる。 機械の主電圧は共通モード電圧ｕ_aveには依存しないので、その大きさはトル クおよび磁束制御には影響ない。しかし、相電圧基準は直接ｕ_aveの値に依存す るので（等式１３、１４、１５）、電圧基準が制御範囲、０....＋Ｕ_DC内に維持 されるように共通電圧を選ばねばならない。もし使用される電圧制御器が図４に 示される形式の場合はｕ_aveは約Ｕ_DC／２の一定値に保持して、共通モード電圧 の変動がフィルタのキャパシタを通る余分の寄生電流を発生させることのないよ うにする。電圧ｕ_aveが基本波の第３調波に同期して変化するのは、相電圧の振 幅がＵ_DC／２以上に大きくなるまでは起こらないので、その結果直流電圧が主電 圧の発生において充分に利用できる。 図５のブロック図は新しいトルク電圧基準がトルク制御器から、実際的には座 標系変換ブロックＣＣから、トルク制御の各計算周期において求められることを 示す。従って、固定子電圧基準は階段状に変化する。実際的に、機械の作動周波 数が特に高い（数百ヘルツ）とか、トルク制御器の計算周期が比較的に長いとか 、のときを除いて階段状変化は何等重大な影響を与えない。機械の周波数が例え ば２００Ｈｚであるような状況において、トルク制御器の各計算時点において固 定子電圧基準の変化が非常に大きくなるので、非常に効果的な、または高速で従 って高価な演算装置を用いなければ、電圧制御器はもはや望ましい態様で動作で きなくなる。そこで、相電圧基準計算ブロックＶＯＬに適当な補間装置を設け、 その補間装置で固定子電圧基準の階段状変化をトルク制御器の計算周期の間は直 線状変化に切り替える、ことが必要である。これを実行するため、元の固定子電 圧 基準と新固定子電圧基準との間の変化を、電圧基準の方向に関して、計算周期の 間の一定角速度における変化により分割しなければならない。その目的は、固定 子電圧基準の階段状変化の代わりに、滑らかな連続的な変化を得ることである。 もし、上記の直線化を電圧制御器の相電圧基準の計算に用いなければならないと すると、同様の処理を磁束計算に関して用いられる固定子電圧基準に適用しなけ ればならないであろう。すなわち、ある期間の後まで有効であるとは考えられな い。これは、トルク制御に用いられる固定子電圧値ができるだけ実際の固定子電 圧に近く追従するようにしなければならないからである。 本発明により設けられるインバータ装置の基本的考えによれば、図５の実施例 ものでないので、共通モード電圧ｕ_aveは重要でない。このように本発明のイン バータ装置は必ずしも相特定電圧制御を必要としない。主電圧が所望のオーダに あれば充分である。 図４の相電圧制御器が用いられるとき、主電圧は当然に好むように制御される 。しかしそのとき、変調器はスイッチ位置を主電圧制御におけるように自由に制 御することはできない。これは、相電圧制御において３つの制御可能変数が存在 することによる。主電圧制御においては、固定子電圧ベクトルは２つの主電圧ベ クトルにより決められるので、２つの制御可能変数が存在するのみである。スイ ッチ位置のさらに好適な選択はスイッチ周波数の低下とスイッチ要素の減少とな るので、主電圧を直接に制御することが正当化される。 主電圧制御器は、例えば図７に示される態様で構成される。それは、直列のチ ョークＬａ，Ｌｂ，ＬｃおよびキャパシタＣａｂ，Ｃｂｃ，Ｃａｃを含む主電圧 フイルタ、主電圧を相電圧から決めるための比較器Ｋ１，Ｋ２，およびスイッチ ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃに与えられる制御信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを主電圧ｕ_ac, ｕ_bcおよび対応する主電圧基準ｕ_acref,ｕ_bcrefに基づいて発生する変調器ＭＯ Ｄを含む。フィルタのキャパシタＣａｂ，Ｃｂｃ，Ｃａｃは相間に接続され、共 通モード電圧はフィルタされない。２つの相の電圧は第３の相に関して微分的に 測定されるので、２つの主電圧のみがフィードバックされる。図７に示される接 続図においては例示的に、相ａ，ｃ間および相ｂ，ｃ間の電圧ｕ_ac，ｕ_bcが示 され、変調器ＭＯＤは上記電圧が主電圧基準ｕ_acref,ｕ_bcrefに等しくなるよう に制御する。 共通モード電圧のｄｕ／ｄｔは図７に示す形式の制御器が用いられるときは大 きく、実際に電圧反射により機械の巻線に発生する電圧のピークによる大きな問 題を起こす。機械の巻線に負荷する電圧ピークは機械の寿命を短くする。従って 、共通モード電圧をフィルタすることが望ましいが、それを主電圧と同じように 著しくフィルタすることは必要でない。実際的には、ｄｕ／ｄｔの値が最大で５ ００Ｖ／μｓにするので充分である。 共通モード電圧のフィルタは図７の主電圧制御器に図８のように、スター接続 のキャパシタＣａ，Ｃｂ，Ｃｃを、そのスター点ＴをキャパシタＣ₀を介して直 流電圧の低電位点に接続することにより付加することができる。図８の主電圧制 御器はこのようにして得られ、主電圧用と共通モード電圧用は異なるフィルタ時 定数をもつ。前者はスイッチング周波数と基本波の高周波数とに基づいて選択さ れたＬＣに比例する。また後者は共通モード電圧のｄｕ／ｄｔが好ましい値とな るように選択されたＬＣ₀（Ｃ₀＜＜Ｃ）に比例する。主電圧制御に関する変調器 Ｍの動作原理は図７の変調器のそれと同じである。 共通モード電圧のフィルタ時定数はＣ₀が増加すると大きくなる。フィルタ作 用はＣ₀→∞のとき最大となる。そのとき関連するキャパシタは短絡回路に相当 し、ＬＣフィルタは図４の回路と同様となる。しかし通常、Ｃ₀はできるだけ小 さくなるように選び、共通モード電圧の変化がＣ₀を通る寄生電流を発生させな いようにする。 主電圧基準ｕ_acref,ｕ_bcrefは相電圧基準として下記のように表される。 固定子電圧基準（等式１０、１１）のｘ，ｙ成分は主電圧基準により下記の如 く表される、 等式１８、１９に基づいて、主電圧基準ｕ_acref，ｕ_bcref，は下記のように表 される、 され、それにより図９による主電圧制御に基づくインバータ装置が得られる。図 ９のインバータ装置と図５のインバータ装置との唯一の差は、相電圧基準計算が 主電圧基準計算ブロックＰＯＬに入れ代わったことである。さらに、インバータ と主電圧制御器を含むブロックは図９においてＭＡＣで示される。図７または８ に示される形式の制御器の入力変数は主電圧基準であり、制御器の機能は対応す る主電圧が与えられた基準に等しくなるように制御することである。 主電圧基準の計算において、電圧の大きさは主電圧制御器により決められるの で、共通モード電圧は必要でない。共通モード電圧の波形は電圧フィルタの変調 原理とパワーに依存する。波形は通常正弦波形にはならず、従って相電圧も必ず しも（ＤＣ電圧に関して）正弦波形にならない。その代わり、主電圧は正弦波形 となる。それはＬＣ時定数がスイッチング周波数変化を主電圧から殆ど完全に無 関係にするからである。 図５の実施例に関連して、電圧制御器のための相電圧基準の計算の前に、トル ク制御器によって発生される固定子電圧基準の可能な直線化について述べたこと は、図９の実施例についても適用される。唯一異なるのは、固定子電圧基準に基 づいて決められるのが相電圧基準ではなくて主電圧基準である、ということであ る。しかし、これは固定子電圧基準の直線化の必要性には関係しない。 図７、８、９において、制御される主電圧は相ａ，ｃおよび相ｂ，ｃの間の主 電圧である。当然、３つの主電圧の何れの２つも制御できる。等式２０、２１は 主電圧に対応するように書き換えられる。 本発明によるインバータ装置の顕著な利点は、機械に供給される電圧が常に磁 束およびトルク制御器に好ましい値に対応することである。その理由は、固定子 電圧ベクトルが、図６に示される態様で２−レベルインバータの電圧ベクトルｕ₁ ...ｕ₆を組み合わして得られる６角形により限定される領域から任意に選択で きることによる。機械に供給される瞬時電圧を常に最適に制御して、一定負荷に おいて、電圧の振幅と磁束に関する位相角が一定になるようにすることができる 。これにより、本発明によるインバータ装置が用いられるとき、もし機械が一定 速度および負荷で回転するなら相電圧は正弦波となる。従来のＤＴＣ制御におい ては、６つの電圧ベクトルと１つの零ベクトルのみが利用可能であるので、相電 圧は常にパルス状である。機械に供給される電圧が正弦波形であることは、その ようなＤＴＣ制御によっては得られない利点がある。その利点には、電磁気的の 非両立性及び相電圧の高上昇率から起こる問題の解消を含む。従って、機械の巻 線に電圧応力の発生はなく、巻線からの電圧反射はなく、電流測定が干渉される ことなく、電流測定信号の伝送も容易である。別個の電圧制御器が用いられるの で、モータ自体を制御すること、インバータのスイッチを独立に制御することも 、従来のＤＴＣ制御と異なり可能であり、例えば、スイッチング周波数をモータ 制御とは独立に選択することができる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 1. 固定子磁束と電気機械（Ｍ）のトルクを同時に制御するインバータ装置に おいて、 直流電圧中間回路（ＤＣ）に接続され前記電気機械（Ｍ）と同じ相数の交流電 圧（ｕ_s）を発生するインバータ（ＡＣ）と、 入力変数として前記トルク（Ｔ_ref）と固定子磁束（Ψ_ref）の基準値および固 定子電流（ｉ_s）と固定子電圧（ｕ_s）の測定値、またはそれらに対応する変数を 受けて、前記インバータ（ＡＣ）により発生する前記交流電圧（ｕ_s）の瞬時値 を制御する制御装置（ＣＳ）と、 を備え、前記制御装置は入力変数に基づいて、前記基準値と測定値との差であ る前記トルク（Ｔ_err）と固定子磁束（Ψ_err）の誤差変数を画定する手段（ＥＣ ）と、前記インバータ（ＡＣ）のスイッチ（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）を前記誤 差変数に基づいて制御する手段とを含み、 前記インバータのスイッチを制御する手段が、 前記トルクと固定子磁束の誤差変数（Ｔ_err，Ψ_err）に基づいて固定子電圧基 準（ｕ_sref）を発生する手段（ＦＣ，ＴＣ，ＣＣ）と、 前記固定子電圧基準（ｕ_sref）に基づき、前記固定子電圧の相電圧（ｕ_aref, ｕ_bref,ｕ_cref）を画定する基準値と固定子電圧の共通モード電圧に与えられた 基準値（ｕ_ave）とを発生する手段（ＶＯＬ）と、 前記電気機械に供給される固定子電圧の相電圧（ｕ_a,ｕ_b,ｕ_c）が、それら相 電圧について画定された前記基準値（ｕ_aref,ｕ_bref,ｕ_cref）に対応するように 前記相電圧を制御するフィードバック電圧制御器（ＶＣ１）と、 を備えたことを特徴とする前記インバータ装置。 2. 固定子磁束と電気機械（Ｍ）のトルクを同時に制御するインバータ装置に おいて、 直流電圧中間回路（ＤＣ）に接続され前記電気機械（Ｍ）と同じ相数の交流電 圧（ｕ_s）を発生するインバータ（ＡＣ）と、 人力変数として前記トルク（Ｔ_ref）と固定子磁束（Ψ_ref）の基準値および 固定子電流（ｉ_s）と固定子電圧（ｕ_s）の測定値、またはそれらに対応する変数 を受けて、前記インバータ（ＡＣ）により発生する前記交流電圧（ｕ_s）の瞬時 値を制御する制御装置（ＣＳ）と、 を備え、前記制御装置は入力変数に基づいて、前記基準値と測定値との差であ る前記トルク（Ｔ_err）と固定子磁束（Ψ_err）の誤差変数を画定する手段（ＥＣ ）と、前記インバータ（ＡＣ）のスイッチ（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）を前記誤 差変数に基づいて制御する手段とを含み、 前記インバータのスイッチを制御する手段が、 前記トルクと固定子磁束の誤差変数（Ｔ_err，Ψ_err）に基づいて固定子電圧基 準（ｕ_sref）を発生する手段（ＦＣ，ＴＣ，ＣＣ）と、 前記固定子電圧基準（ｕ_sref）に基づき、前記固定子電圧の主電圧（ｕ_acref, Ｕ_bcref）を画定する基準値を発生する手段（ＰＯＬ）と、 前記電気機械に供給される前記固定子電圧の主電圧（ｕ_ac,ｕ_bc）が、それら 主電圧について画定された前記基準値（ｕ_acref,ｕ_bcref）に対応するように前 記主電圧を制御するフィードバック電圧制御器（ＶＣ２，ＶＣ３）と、 を備えたことを特徴とする前記インバータ装置。 3. 前記固定子電圧基準（ｕ_sref）を発生する手段が、 前記固定子磁束の誤差変数（Ψ_err）に基づいて、前記固定子磁束に平行な前 記固定子電圧基準（ｕ_ref）の成分（ｕ_d）を発生するトルク制御器（ＦＣ）と、 前記トルクの誤差変数（Ｔ_err）に基づいて、前記固定子磁束に垂直な前記固 定子電圧基準（ｕ_sref）の成分（ｕ_q）を発生するトルク制御器（ＴＣ）と、 固定子磁束座標系において前記成分（ｕ_d、ｕ_q）により画定される前記固定子 電圧基準を、固定子座標系（ｕ_sref）における固定子電圧基準に変換するように 、座標系変換を実行する手段（ＣＣ）と、 を備えたことを特徴とする請求項１または２のインバータ装置。 4. 前記固定子電圧基準（ｕ_sref）が、前記トルク（Ｔ_err）および前記固定 子磁束（Ψ_err）の誤差変数を画定する手段（ＥＣ）に与えられる入力変数の１ つを形成することを特徴とする、請求項１または２のインバータ装置。 5. 前記フィードバック電圧制御器（ＶＣ１）が、 ＬＣローパスフィルタ（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ）と電圧フィー ドバックを備えたパルス幅変調器（ＰＷＭ）と、 前記インバータ（ＡＣ）におけるスイッチ（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）のスイ ッチング周波数を制御する制御電圧を発生する発振回路（ＯＣ）と、 を備え、前記パルス幅変調器（ＰＷＭ）が、前記固定子電圧の相電圧（ｕ_a， ｕ_b，ｕ_c）の実際値と、これら電圧の基準値（ｕ_aref，ｕ_bref，ｕ_cref）、およ び発振回路（ＯＣ）により発生する制御信号を受けて、それら信号に基づいて、 前記インバータのスイッチ（ＳＷａ，ＳＷｂ，ＳＷｃ）の制御信号（Ｓａ，Ｓ_b ，Ｓ_c）を発生するように構成されていることを特徴とする、請求項１のインバ ータ装置。 6. 前記フィードバック電圧制御器（ＶＣ２）が、 キャパシタ（Ｃａｂ，Ｃｂｃ，Ｃａｃ）が相電圧（ｕ_a，ｕ_b，ｕ_c）の間に接 続されているＬＣローパスフィルタ（Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ）と 、 前記相電圧（ｕ_a，ｕ_b，ｕ_c）から前記主電圧（ｕ_ac,ｕ_bc）の実際値を求める 手段（Ｋ１，Ｋ２）と、 前記固定子電圧の主電圧（ｕ_ac,ｕ_bc）の実際値とその基準値（ｕ_acref,ｕ_{bcr ef} ）を受けて、それら電圧に基づいて前記インバータのスイッチ（ＳＷａ，ＳＷ ｂ，ＳＷｃ）の制御信号を発生する変調器（ＭＯＤ）と、 を備えたことを特徴とする、請求項２のインバータ装置。 7. 前記フィードバック電圧制御器（ＶＣ３）が、 キャパシタ（Ｃａｂ，Ｃｂｃ，Ｃａｃ）が相電圧（ｕ_a，ｕ_b，ｕ_c）と共通ス ター点（Ｔ）の間に接続され、前記スター点がキャパシタ（Ｃ₀）を介して直流 電圧中間回路の負極（ＯＶ）に接続されているＬＣローパスフィルタ（Ｌａ，Ｌ ｂ，Ｌｃ，Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃ）と、 前記相電圧（ｕ_a，ｕ_b，ｕ_c）から前記主電圧（ｕ_ac，ｕ_bc）の実際値を求め る手段（Ｋ１，Ｋ２）と、 前記固定子電圧の主電圧（ｕ_ac,ｕ_bc）の実際値とその基準値（ｕ_acref,ｕ_{bcr ef} ）を受けて、それら電圧に基づいて前記インバータのスイッチ（ＳＷａ， ＳＷｂ，ＳＷｃ）の制御信号を発生する変調器（ＭＯＤ）と、 を備えたことを特徴とする、請求項２のインバータ装置。