JP7130135B2

JP7130135B2 - モータ駆動装置および冷凍サイクル装置

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Publication number: JP7130135B2
Application number: JP2021528605A
Authority: JP
Inventors: 泰治乗松; 洋介篠本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-06-21
Filing date: 2019-06-21
Publication date: 2022-09-02
Anticipated expiration: 2039-06-21
Also published as: JPWO2020255385A1; WO2020255385A1

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備えるモータ駆動装置および冷凍サイクル装置に関する。

従来、インバータ回路を備えるモータ駆動装置には、複数の電流検出回路を備えるものがある。特許文献１には、直流電源とインバータ回路との間に設けられたシャント抵抗を用いた電流検出回路と、インバータ回路と電動機との間に設けられたＡＣＣＴ（ＡｌｔｅｒｎａｔｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＣｕｒｒｅｎｔＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）を用いた電流検出回路と、を備える電動機制御装置についての技術が開示されている。特許文献１に記載の電動機制御装置は、磁気飽和成分の影響がある場合、また電動機の回転数が低い場合などでは、シャント抵抗を用いた電流検出回路の検出値を使用する。

特開２００４－２８２９７４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の電動機制御装置は、インバータ回路をパルス幅変調、すなわちＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）による変調率が１を超える過変調の状態で制御する場合、シャント抵抗を用いた電流検出回路では電流を検出できない領域があるため、電流検出誤差が大きくなる、という問題点があった。特許文献１に記載の電動機制御装置は、過変調の状態で電流を検出するには、インバータ回路の下側のスイッチング素子をオンにしてシャント抵抗に電流を流す必要があるが、出力電圧の誤差となる。すなわち、条件によっては電流検出のために不要なスイッチングが必要なため、電力が余計に大きくなり、省エネ性能悪化、ノイズ増加などの要因になる。

本発明は、上記を鑑みてなされたものであって、インバータ回路をパルス幅変調による過変調の状態で制御する場合において、電流検出精度の低下を抑制可能なモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、直流電圧電源から出力される直流電圧を正弦波の擬似交流電圧に変換してモータに出力するインバータ回路と、１つ以上のシャント抵抗を用いてモータに流れる電流を検出する第１の電流検出回路と、２つ以上の交流カレントトランスを用いてモータに流れる電流を検出する第２の電流検出回路と、第１の電流検出回路で検出される第１の電流値および第２の電流検出回路で検出される第２の電流値のうち少なくとも１つを用いて、インバータ回路から出力される正弦波の擬似交流電圧をパルス幅変調によって制御するコントローラと、を備える。コントローラは、インバータ回路から出力される正弦波の擬似交流電圧を変調率が１を超える過変調の状態で制御する場合、変調率および出力電圧ベクトルの位置に基づいて、第１の電流値または第２の電流値を使用するかを決定する。

本発明に係るモータ駆動装置は、インバータ回路をパルス幅変調による過変調の状態で制御する場合において、電流検出精度の低下を抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成例を示す図実施の形態１に係るインバータ回路の出力電圧とデューティー比との関係を示す図実施の形態１に係るインバータ回路が過変調の状態で制御されている場合の出力電圧とデューティー比との関係を示す図実施の形態１に係るモータ駆動装置において第１の電流検出回路および第２の電流検出回路におけるインバータ回路のスイッチング素子のスイッチングによる電流検出不可期間を示す図実施の形態１に係るモータ駆動装置が備えるコントローラの構成例を示すブロック図実施の形態１に係るモータ駆動装置のコントローラによる磁束ベクトル制御の動作を示す図実施の形態１に係るモータ駆動装置のコントローラにおいて第１の電流検出回路で電流検出可能な範囲を示す図実施の形態１に係るコントローラの動作を示すフローチャート実施の形態１に係るモータ駆動装置が備える処理回路をプロセッサおよびメモリで構成する場合の例を示す図実施の形態２に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置および冷凍サイクル装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置２０の構成例を示す図である。モータ駆動装置２０は、直流電圧電源１と、インバータ回路２と、コントローラ３と、第１の電流検出回路７と、第２の電流検出回路８と、備える。

直流電圧電源１は、インバータ回路２を動作させるための直流電圧を出力する。直流電圧電源１は、バッテリ、太陽電池などであってもよいし、交流電圧電源から出力される交流電圧をダイオードブリッジなどで整流し、さらにコンデンサなどで平滑化するコンバータ回路であってもよい。

モータ４は、インバータ回路２から出力される交流電力によって駆動する三相のモータである。三相の各相を、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相とする。

第１の電流検出回路７は、シャント抵抗７１を用いてモータ４に流れる電流を検出する電流検出回路である。図１の例では、シャント抵抗７１が１つであるが一例であり、これに限定されない。第１の電流検出回路７は、シャント抵抗を２つ以上用いてモータ４に流れる電流を検出することも可能である。すなわち、第１の電流検出回路７は、１つ以上のシャント抵抗を用いてモータ４に流れる電流を検出する。第１の電流検出回路７は、シャント抵抗７１で電圧として検出された電圧値を図示しないオペアンプなどを用いた増幅回路で増幅し、コントローラ３にフィードバックする。コントローラ３は、オームの法則を用いることで、第１の電流検出回路７からフィードバックされた電圧値から、第１の電流検出回路７に流れる電流値を求めることができる。なお、増幅回路については、コントローラ３が備えていてもよい。

第２の電流検出回路８は、ＡＣＣＴ８１，８２を用いてモータ４に流れる電流を検出する電流検出回路である。図１の例では、交流カレントトランスであるＡＣＣＴ８１，８２が２つであるが一例であり、これに限定されない。第２の電流検出回路８は、モータ４が有する三相の各相に対してＡＣＣＴを３つ用いて、モータ４に流れる電流を検出することも可能である。すなわち、第２の電流検出回路８は、インバータ回路２とモータ４との間で、２つ以上の交流カレントトランスを用いてモータ４に流れる電流を検出する。第２の電流検出回路８は、ＡＣＣＴ８１，８２で電圧として検出された電圧値を図示しないオペアンプなどを用いた増幅回路で増幅し、コントローラ３にフィードバックする。コントローラ３は、オームの法則を用いることで、第２の電流検出回路８からフィードバックされた電圧値から、第２の電流検出回路８に流れる電流値を求めることができる。なお、増幅回路については、コントローラ３が備えていてもよい。

インバータ回路２は、直流電圧電源１から出力される直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ回路２は、例えば、直流電圧を正弦波の擬似交流電圧に変換して、モータ４に出力する。インバータ回路２は、６つのスイッチング素子５から構成され、各スイッチング素子５にダイオード６が並列に接続される回路である。コントローラ３は、スイッチング素子５のオンオフのデューティーをＰＷＭによって制御することで、インバータ回路２の出力電圧を制御することができる。インバータ回路２で用いられるスイッチング素子５は、例えば、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）といった素子であり、シリコン半導体で構成されている。

以降の説明において、６つのスイッチング素子５を、スイッチング素子Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎと称することがある。スイッチング素子Ｕｐはモータ４のＵ相に接続される上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｕｎはモータ４のＵ相に接続される下アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｖｐはモータ４のＶ相に接続される上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｖｎはモータ４のＶ相に接続される下アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｗｐはモータ４のＷ相に接続される上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｗｎはモータ４のＷ相に接続される下アームのスイッチング素子である。

図２は、実施の形態１に係るインバータ回路２の出力電圧とデューティー比との関係を示す図である。図３は、実施の形態１に係るインバータ回路２が過変調の状態で制御されている場合の出力電圧とデューティー比との関係を示す図である。図２および図３において、正弦波で示される信号が出力電圧であり、三角波で示される信号がキャリア信号である。図２および図３に示すように、インバータ回路２の出力電圧は、コントローラ３によってデューティー比で制御される。コントローラ３は、正に大きい電圧を出力するときはデューティー比が大きくなるように制御し、負に大きい電圧を出力するときはデューティー比が小さくなるように制御する。

図４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２０において第１の電流検出回路７および第２の電流検出回路８におけるインバータ回路２のスイッチング素子５のスイッチングによる電流検出不可期間を示す図である。インバータ回路２の出力電流では、図４に示すように、スイッチング素子５がスイッチングした瞬間にリンギングという電流が振動する現象が起きる。そのため、第１の電流検出回路７および第２の電流検出回路８では、スイッチング素子５がスイッチングしてから時間をおいて、すなわちリンギングが収束してから電流を検出しないと、検出電流誤差につながる。また、図４に示す電流の検出可能な範囲は、インバータ回路２の寄生回路によって変動する。そのため、高いキャリア周波数、高いモータ回転数などの場合、検出可能な期間が短くなり、第１の電流検出回路７および第２の電流検出回路８で電流が検出できない場合がある。

コントローラ３は、前述のようにインバータ回路２の動作を制御する制御部である。コントローラ３は、第１の電流検出回路７で検出される第１の電流値および第２の電流検出回路８で検出される第２の電流値のうち少なくとも１つを用いて、インバータ回路２から出力される正弦波の擬似交流電圧をＰＷＭによって制御する。コントローラ３の構成について説明する。図５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２０が備えるコントローラ３の構成例を示すブロック図である。コントローラ３は、電流指令値生成部９と、電圧演算部１０と、電圧座標変換部１１と、積分部１２と、すべり補償部１３と、電流座標変換部１４と、を備える。

電流指令値生成部９は、速度指令値ωから電流指令値Ｉｄ^＊を生成する。

電圧演算部１０は、速度指令値ωと、電流指令値Ｉｄ^＊と、インバータ回路２から出力される出力電圧の各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを直交座標に座標変換した電流Ｉｄ，Ｉｑとを用いて、電圧演算結果Ｖｄ，Ｖｑを演算する。

積分部１２は、速度指令値ωを積分し、積分値である回転角度θを出力する。

電圧座標変換部１１は、回転角度θを用いて電圧演算結果Ｖｄ，Ｖｑを座標変換し、駆動信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。電圧座標変換部１１は、駆動信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ回路２に出力することで、インバータ回路２の各スイッチング素子５のオンオフを制御する。電圧座標変換部１１すなわちインバータ回路２から、駆動信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがモータ４に流れる。第１の電流検出回路７および第２の電流検出回路８は、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。

電流座標変換部１４は、回転角度θを用いて電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標変換し、電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。

すべり補償部１３は、座標変換された電流Ｉｑを用いてすべり補償を行う。すべり補償部１３は、すべり補償を行った結果を、速度指令値ωにフィードバックする。

このように、コントローラ３は、速度指令値ωに基づいて電流指令値Ｉｄ^＊を用いることで、モータ４に出力する電流の増減が可能となり、正弦波の擬似交流電圧の電流を制御する。コントローラ３は、起動加速中の位置決め直後は電流を増加させて制御する。また、コントローラ３は、起動加速は速度指令値ωと設定された加速度に応じて加速し、定常回転中は速度指令値ωの変更によって加減速を行うことで、回転数を変更することができる。

具体的には、コントローラ３は、磁束ベクトル制御によってインバータ回路２の出力、すなわちモータ４の駆動を制御する。図６は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２０のコントローラ３による磁束ベクトル制御の動作を示す図である。図６で示される各ステージ０～５の各スイッチング素子Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎのオンオフの状態は、前述の特許文献１で示されているものと同様である。コントローラ３は、磁束ベクトル制御においては、インバータ回路２の出力電圧をベクトルで表したベクトルＶｋがステージ０からステージ５の間を順番に回っていく、すなわち時計回りで動く方向で制御する。各ステージ内のベクトルＶｋは、例えば、ステージ０であれば（１００）ベクトルと（１１０）ベクトルとの合成によって生成される。なお、括弧内の３ケタの数字（１００）は、左から順にＵ相、Ｖ相、およびＷ相の各相のオンオフ状態を示した数字である。この数字が１のときは、上アームのスイッチング素子がオン、下アームのスイッチング素子がオフの状態であることを示し、この数字が０のときは、上アームのスイッチング素子がオフ、下アームのスイッチング素子がオンの状態であることを示す。

コントローラ３は、初期位置および回転数が決まれば、初期位置に、角速度と時間とを掛け算した値を足すことで、回転角度θを求めることができる。コントローラ３は、初期位置について、図６に示すベクトルＶｋのある位置の電圧を出すことで決定できる。

つぎに、コントローラ３が、インバータ回路２の各スイッチング素子Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎのオンオフを制御する場合において、第１の電流検出回路７および第２の電流検出回路８のどちらの電流検出回路で検出された電流値を使用するのかについて説明する。図７は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２０のコントローラ３において第１の電流検出回路７で電流検出可能な範囲を示す図である。図７に示す円内において、網掛け部分以外が第１の電流検出回路７で電流検出可能な範囲を示し、網掛け部分が第１の電流検出回路７で電流検出不可の範囲を示す。コントローラ３は、網掛け部分、すなわち第１の電流検出回路７で電流検出不可の範囲では、第２の電流検出回路８で検出された電流値を使用する。

網掛け部分、すなわち第１の電流検出回路７で電流検出不可の範囲は、ステージの切り替わりの前後、およびコントローラ３のインバータ回路２に対するＰＷＭ制御の変調率が１を超える場合の変調率に応じた範囲である。図７に示すように、変調率が大きくなるほど、網掛け部分、すなわち第１の電流検出回路７で電流検出不可の範囲が大きくなる。そのため、コントローラ３は、インバータ回路２に対するＰＷＭ制御の変調率が１を超える過変調の領域では、変調率およびベクトルＶｋの位置に基づいて、第１の電流検出回路７の電流値を使用するか、第２の電流検出回路８の電流値を使用するかを切り替える。

図７で示される第１の電流検出回路７で電流検出不可の範囲については、以下のように定義できる。例えば、図６に示す１ステージの６０°の範囲において、変調率１までの状態では、０°～５°および５５°～６０°の範囲を第１の電流検出回路７の電流検出不可期間とする。また、変調率が１を超える過変調の状態では、５°＋変調率×Δθおよび５５°－変調率×Δθの範囲を第１の電流検出回路７の電流検出不可期間とする。前述のように、変調率が１を超える過変調の状態では、変調率が上がるほど、第１の電流検出回路７の電流検出不可期間が大きくなる。なお、Δθについては、変調率１と変調率最大のときの電流検出不可期間の角度差を変調率差で割ることで求めることができる。

コントローラ３は、第１の電流検出回路７の電流検出不可期間では、第２の電流検出回路８で検出された電流値を使用し、第１の電流検出回路７の電流検出不可期間以外の領域では、第１の電流検出回路７で検出された電流値を使用する。

コントローラ３の動作を、フローチャートを用いて説明する。図８は、実施の形態１に係るコントローラ３の動作を示すフローチャートである。コントローラ３は、インバータ回路２の出力電圧をベクトルで表したベクトルＶｋの位置を決定する（ステップＳ１）。コントローラ３は、ベクトルＶｋの位置を示す回転角度θ、およびインバータ回路２に対するＰＷＭ制御の変調率から決定される位置が、第１の電流検出回路７の電流検出不可期間か否かを判定する（ステップＳ２）。コントローラ３は、ベクトルＶｋの位置を示す回転角度θ、およびインバータ回路２に対するＰＷＭ制御の変調率から決定される位置が、第１の電流検出回路７の電流検出不可期間の場合（ステップＳ２：Ｙｅｓ）、第２の電流検出回路８で検出された第２の電流値を使用して（ステップＳ３）、インバータ回路２を制御する。コントローラ３は、ベクトルＶｋの位置を示す回転角度θ、およびインバータ回路２に対するＰＷＭ制御の変調率から決定される位置が、第１の電流検出回路７の電流検出不可期間以外の場合（ステップＳ２：Ｎｏ）、第１の電流検出回路７で検出された第１の電流値を使用して（ステップＳ４）、インバータ回路２を制御する。このように、コントローラ３は、インバータ回路２から出力される正弦波の擬似交流電圧を変調率が１を超える過変調の状態で制御する場合、変調率に基づいて、第１の電流値または第２の電流値を使用するかを決定する。

つづいて、実施の形態１のモータ駆動装置２０が備えるコントローラ３のハードウェア構成について説明する。コントローラ３は処理回路により実現される。処理回路は、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサおよびメモリであってもよいし、専用のハードウェアであってもよい。

図９は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２０が備える処理回路をプロセッサおよびメモリで構成する場合の例を示す図である。処理回路がプロセッサ９１およびメモリ９２で構成される場合、モータ駆動装置２０の処理回路の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ９２に格納される。処理回路では、メモリ９２に記憶されたプログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより、各機能を実現する。すなわち、処理回路は、コントローラ３の処理が結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ９２を備える。また、これらのプログラムは、コントローラ３の手順および方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。

ここで、プロセッサ９１は、ＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）などであってもよい。また、メモリ９２には、例えば、ＲＡＭ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（ＥｒａｓａｂｌｅＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（ＤｉｇｉｔａｌＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｃ）などが該当する。

処理回路が専用のハードウェアで構成される場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。コントローラ３の各機能を機能別に処理回路で実現してもよいし、各機能をまとめて処理回路で実現してもよい。なお、コントローラ３の各機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。このように、処理回路は、専用のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。

なお、上述したインバータ回路２におけるスイッチング素子５及びダイオード６は、珪素（シリコン）を用いる場合が多いが、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成することも可能である。ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンのバンドギャップより大きなバンドギャップを有する半導体のことを指し、代表的なワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンドなどである。ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、スイッチング周波数も高くなりキャリア周波数を高周波数にしても損失が増加しない。したがって、キャリア周波数を高くし、それに応じて全スイッチング素子５を高速に制御することにより、細かく制御することができるが、高周波ノイズが増加するためスイッチングを抑制することでノイズ抑制につながる。インバータ回路２が備える複数のスイッチング素子５または複数のダイオード６のうち、少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよい。また、ワイドバンドギャップ半導体の代わりに、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴを用いても同様の効果が得られる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置２０において、コントローラ３は、インバータ回路２をＰＷＭで制御する場合、変調率に応じて、第１の電流検出回路７の電流値または第２の電流検出回路８の電流値のいずれを使用するかを決定することとした。これにより、モータ駆動装置２０は、インバータ回路２をパルス幅変調による過変調の状態で制御する場合において、電流検出精度の低下を抑制できる。また、モータ駆動装置２０は、高い変調率においても、省エネ性能が高く、かつ低ノイズでモータ４を駆動できる。

実施の形態２．
実施の形態２では、モータ駆動装置２０が制御するモータ４が冷凍サイクル装置の圧縮機に搭載される場合について説明する。

図１０は、実施の形態２に係る冷凍サイクル装置３０の構成例を示す図である。冷凍サイクル装置３０は、圧縮機２１と、凝縮器２２と、膨張弁２３と、蒸発器２４と、を備える。圧縮機２１には、モータ駆動装置２０から出力される正弦波の擬似交流電圧によって駆動するモータ４を備える。圧縮機２１、凝縮器２２、および膨張弁２３は、冷凍サイクル装置３０に搭載されている一般的な機器である。実際には、圧縮機２１、凝縮器２２、膨張弁２３、および蒸発器２４によって、冷凍サイクル装置３０の冷媒回路を構成している。

圧縮機２１は、構造によっては負荷変動が激しいものもある。しかしながら、モータ駆動装置２０は、実施の形態１で説明した制御を行うことで、高負荷時の急峻な負荷変動でも正確に電流を検出できるので、高回転高負荷時でも高効率な運転を可能となる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１直流電圧電源、２インバータ回路、３コントローラ、４モータ、５スイッチング素子、６ダイオード、７第１の電流検出回路、８第２の電流検出回路、９電流指令値生成部、１０電圧演算部、１１電圧座標変換部、１２積分部、１３すべり補償部、１４電流座標変換部、２０モータ駆動装置、２１圧縮機、２２凝縮器、２３膨張弁、２４蒸発器、３０冷凍サイクル装置、７１シャント抵抗、８１，８２ＡＣＣＴ。

Claims

直流電圧電源から出力される直流電圧を正弦波の擬似交流電圧に変換してモータに出力するインバータ回路と、
１つ以上のシャント抵抗を用いて前記モータに流れる電流を検出する第１の電流検出回路と、
２つ以上の交流カレントトランスを用いて前記モータに流れる電流を検出する第２の電流検出回路と、
前記第１の電流検出回路で検出される第１の電流値および前記第２の電流検出回路で検出される第２の電流値のうち少なくとも１つを用いて、前記インバータ回路から出力される前記正弦波の擬似交流電圧をパルス幅変調によって制御するコントローラと、
を備え、
前記コントローラは、前記インバータ回路から出力される前記正弦波の擬似交流電圧を変調率が１を超える過変調の状態で制御する場合、前記変調率および出力電圧ベクトルの位置に基づいて、前記第１の電流値または前記第２の電流値を使用するかを決定する、
モータ駆動装置。
前記コントローラは、速度指令値に基づいた電流指令値を用いて、前記正弦波の擬似交流電圧の電流を制御する、
請求項１に記載のモータ駆動装置。
前記インバータ回路が備える複数のスイッチング素子または複数のダイオードのうち少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、
請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
請求項１から３のいずれか１つに記載のモータ駆動装置から出力される前記正弦波の擬似交流電圧によって駆動するモータを備える圧縮機と、凝縮器と、膨張弁と、蒸発器と、
を備える冷凍サイクル装置。