CN103187905B - 电动机控制装置和空调机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够确实地实现高效运转的电动机控制装置。在上臂具备IGBT而下臂具备MOSFET的三相逆变电路(17A)进行PWM控制时，在三相逆变电路(17A)的调制率比规定的阈值低的情况下，进行下臂的二相调制(下二相调制)，在调制率比规定的阈值高的情况下，进行上臂的二相调制(上二相调制)，在调制率处于中间水平的情况下，进行上下臂的二相调制(上下二相调制)。由此，通过在调制率低的情况下进行下二相调制，能够使下臂的MOSFET流过更多电流，因此能够降低导通损失，提高三相逆变电路(17A)的运转效率。另外，通过在调制率比规定的阈值高的情况下进行上二相调制，能够抑制导通损失的增大，抑制三相逆变电路(17A)的运转效率的降低。

Description

电动机控制装置和空调机

技术领域

本发明涉及一种使用将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路，进行三相同步电动机的驱动控制的电动机控制装置和空调机。

背景技术

在作为负载安装了电动机的设备中，由于近来地球环保的要求，强烈需要节省资源、节能。为了满足这样的要求，一般采用使用将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路，来进行三相同步电动机的驱动控制。

在专利文献1中，公开了一种三相逆变器装置，其具备：开关电路，具有三相的作为开关元件的IGBT和MOSFET的串联电路，并且将这些串联电路中的IGBT和MOSFET的相互连接点与负载连接；以及控制部，对该开关电路进行PWM控制。

在专利文献1的技术中，控制部根据负载的高低选择性地执行以下的某一个：三相的各串联电路中的2个串联电路各自一方的开关元件接通、断开，剩余的一个串联电路的另一个开关元件接通的二相通电，或三相的上述各串联电路各自一方的开关元件以相互不同的相位接通、断开，各自的另一个开关元件分别与其反相地接通、断开的三相通电。

根据专利文献1的技术，在使用IGBT和MOSFET作为构成三相逆变电路的上臂和下臂的开关元件的情况下，根据负载的高低选择性地切换执行二相通电和三相通电中的某一个，由此能够谋求提高运转效率。

但是，在专利文献1的技术中，根据负载的高低选择性地执行二相通电和三相通电中的某一个。因此，在即使是低负载但周围温度高的情况下，也有可能对高效运转的实现产生阻碍。

另外，在专利文献1的技术中，并没有考虑到表示交流输出电压的振幅值相对于进行PWM控制的三相逆变电路的直流输入电压的振幅值的比的调制率。因此，在假设调制率变大的情况下，开关元件的开关损失增大，有可能对高效运转的实现产生阻碍。

专利文献1：日本特开2008-104282号公报

发明内容

本发明用于解决上述问题，其目的在于：提供一种能够确实地实现高效运转的电动机控制装置和空调机。

为了解决上述问题，在本发明的电动机控制装置中，使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其具备：温度检测部，检测上述开关元件的温度；电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；以及调制方式控制部，根据上述温度检测部检测出的上述元件的温度和上述电流检测部检测出的上述电路电流，进行使用调制方式的控制。

另外，本发明的电动机控制装置使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其具备：电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；电压检测部，检测在上述三相逆变电路的输入侧施加的直流电压；调制率计算部，根据由上述电流检测部检测出的上述电路电流和由上述电压检测部检测出的上述直流电压，计算表示向上述三相电动机施加的交流电压的振幅值相对于上述直流电压的振幅值的比的调制率；以及调制方式控制部，根据上述调制率计算部计算出的上述调制率，进行使用调制方式的控制。

另外，本发明的电动机控制装置使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其具备：温度检测部，检测上述开关元件的温度；电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；电压检测部，检测在上述三相逆变电路的输入侧施加的直流电压；调制率计算部，根据由上述电流检测部检测出的上述电路电流和由上述电压检测部检测出的上述直流电压，计算表示向上述三相电动机施加的交流电压的振幅值相对于上述直流电压的振幅值的比的调制率；以及调制方式控制部，根据上述温度检测部检测出的上述元件的温度和上述调制率计算部计算出的上述调制率，进行使用调制方式的控制。

根据本发明的电动机控制装置，能够确实地实现高效运转。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的电动机控制装置的整体结构的框图。

图2是表示利用三相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图3是表示利用上下60度固定二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图4是表示利用上固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图5是表示利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图6是表示IGBT和MOSFET的电压相对于电流的关系的特性图。

图7是表示IGBT和MOSFET的损失相对于电流的关系的特性图。

图8是表示在上臂中配置了IGBT并在下臂中配置了MOSFET的三相逆变电路中的各调制方式下的MOSFET的接合部温度(沟道温度)与电路损失的关系的特性图。

图9是表示在调制率小时利用下固定相120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图10是表示在调制率为中时利用下固定相120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图11是表示在调制率大时利用下固定相120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图12是表示本发明的第二实施方式的电动机控制装置的整体结构的框图。

图13是表示三相逆变电路17A中的调制方式对于调制率的关系的表。

图14是表示在调制率为1时利用三相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图15是表示在调制率为1时利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图16是表示在过调制时利用上下60度固定二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图17是表示在过调制时利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

图18是表示本发明的第三实施方式的电动机控制装置的三相逆变电路中所使用的直流电源，即在交流侧具备电抗器来控制直流输出电压的变换电路的结构的框图。

图19是表示本发明的第三实施方式的电动机控制装置的三相逆变电路中所使用的直流电源，即在直流侧具备电抗器来控制直流输出电压的变换电路的结构的框图。

图20是表示本发明的第四实施方式的电动机控制装置的三相逆变电路中所使用的直流电源，即能够进行全波倍压控制的变换电路的结构的框图。

图21是表示本发明的第五实施方式的电动机控制装置的整体结构的框图。

图22是表示Si-MOSFET、SJ-MOSFET、以及SiC-MOSFET的元件温度与接通电阻的关系的特性图。

图23是表示本发明的第十实施方式的电动机控制装置的整体结构的框图。

图24是表示在本发明的第十一实施方式的电动机控制装置中将SiC-SBD逆并联连接到MOSFET上的电路结构图。

附图符号

11A：第一实施方式的电动机控制装置；11B：第二实施方式的电动机控制装置；11C：第三实施方式的电动机控制装置；11D：第十实施方式的电动机控制装置；13：直流电源；15：三相同步电动机(三相电动机)；17A、17B：三相逆变电路；19：架线电流传感器；21：接合部温度检测部(温度检测部)；23：调制方式控制部；25：逆变器驱动电路；27：电压检测部；29：电动机控制部；30：温度实测部；31：接合部温度推定部；33：上拉电阻；35：热敏电阻；37：调制方式判断部；39：调制方式指令部；41：电动机电流再现部；43：电动机电流计算部；45：调制率计算部；51：MOSFET；53：SiC-SBD；55：寄生二极管；Dup：回流二极管；Dun：寄生二极管；Dvp：回流二极管；Dvn：寄生二极管；Dwp：回流二极管；Dwn：寄生二极管；Io：电路电流；PL：正的直流母线；NL：负的直流母线；SIup、SMup(UA1)：第一开关元件(开关元件)；SIun、SMun(LA1)：第二开关元件(开关元件)；SIvp、SMvp(UA2)：第三开关元件(开关元件)；SIvn、SMvn(UA2)：第四开关元件(开关元件)；SIwp、SMwp(UA3)：第五开关元件(开关元件)；SIwn、SMwn(LA3)：第六开关元件(开关元件)；100A、100B、200：变换电路；101、201：商用电源；103、205：电抗器；105、203：二极管桥；107、211：平滑电容器；107A、107B：倍压电容器；109：双向开关；111：零交叉检测部；113：直流电压检测部；115、217：控制器；117、219：变换器控制部；119：全波倍压切换开关；207：晶体管；209：防逆流二极管；213：直流电压检测部；215：直流电流检测部

具体实施方式

下面，参照附图，详细说明本发明的电动机控制装置的多个实施方式、以及安装了本发明的电动机控制装置的空调机。

另外，在用于说明多个实施方式的图中，原则上向共通的结构要素附加共通的符号，省略其重复的内容说明。

(第一实施方式)

(本发明的第一实施方式的电动机控制装置的整体结构)

首先，参照图1说明本发明的第一实施方式的电动机控制装置的整体结构。图1是表示本发明的第一实施方式的电动机控制装置11A的整体结构的框图。

对于第一实施方式的电动机控制装置11A，列举使用三相逆变电路17A进行三相同步电动机15(相当于本发明的“三相电动机”。具体地说，例如使用直流无刷电动机等。)的驱动控制的情况为例子进行说明。

第一实施方式的电动机控制装置11A根据第一～第六开关元件SIup、SMun、SIvp、SMvn、SIwp、SMwn的接合部温度Tj、流过三相逆变电路17A的电路电流Io，切换在三相逆变电路17A的驱动中利用的调制方式，由此谋求实现高效运转。

详细地说，第一实施方式的电动机控制装置11A如图1所示，具备直流电源13、通过PWM驱动来进行三相同步电动机15的驱动控制的三相逆变电路17A、电磁感应式的架线电流传感器19、接合部温度检测部21、调制方式控制部23、逆变器驱动电路25。

直流电源13例如是蓄电池。但是，也可以如后面详细说明的那样，例如采用变换电路100A(参照图18)等作为直流电源13。

三相逆变电路17A具有以下功能：根据脉冲宽度调制波信号(PWM信号)，将从直流电源13提供的直流电力变换为作为u相、v相、w相的伪正弦波的三相交流电力，将作为变换后的伪正弦波的三相交流电力提供给三相同步电动机15，由此进行三相同步电动机15的驱动控制。

三相逆变电路17A如图1所示，具有第一～第六开关元件SIup、SMun、SIvp、SMvn、SIwp、SMwn。

另外，在以下的说明中，在对第一～第六开关元件SIup、SMun、SIvp、SMvn、SIwp、SMwn进行统称时，简称为“第一～第六开关元件SIup～SMwn”。

作为第一、第三、第五开关元件(上臂的开关元件)SIup、SIvp、SIwp，使用IGBT构造的半导体元件。另一方面，作为第二、第四、第六开关元件(下臂的开关元件)SMun、SMvn、SMwn，使用MOSFET构造的半导体元件。

第一和第二开关元件SIup、SMun经由第一连接点Nd1串联连接。在第一和第二开关元件SIup、SMun上分别并联连接有回流二极管Dup和寄生二极管Dun。第一连接点Nd1与三相同步电动机15的u相动力线连接。在以下的说明中，有时将第一开关元件SIup称为第一上臂UA1，将第二开关元件SMun称为第一下臂LA1。

第三和第四开关元件SIvp、SMvn经由第二连接点Nd2串联连接。在第三和第四开关元件SIvp、SMvn上分别并联连接有回流二极管Dvp和寄生二极管Dvn。第二连接点Nd2与三相同步电动机15的v相动力线连接。在以下的说明中，有时将第三开关元件SIvp称为第二上臂UA2，将第四开关元件SMvn称为第二下臂LA2。

第五和第六开关元件SIwp、SMwn经由第三连接点Nd3串联连接。在第五和第六开关元件SIwp、SMwn上分别并联连接有回流二极管Dwp和寄生二极管Dwn。第三连接点Nd3与三相同步电动机15的w相动力线连接。在以下的说明中，有时将第五开关元件SIwp称为第三上臂UA3，将第六开关元件SMwn称为第三下臂LA3。

第一和第二开关元件SIup、SMun的串联连接电路、第三和第四开关元件SIvp、SMvn的串联连接电路以及第五和第六开关元件SIwp、SMwn的串联连接电路分别在正的直流母线PL和负的直流母线NL之间相互并联连接。

如图1所示，接近负的直流母线NL设置架线电流传感器19。负的直流母线NL接地。架线电流传感器19具有检测从直流电源13流向三相逆变电路17A的电路电流Io的功能。架线电流传感器19相当于本发明的“电流检测部”。由架线电流传感器19检测出的电路电流Io被分别发送到后述的接合部温度推定部31和调制方式控制部23的调制方式判断部37。

接合部温度检测部21具有检测第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度Tj的功能。接合部温度检测部21相当于本发明的“温度检测部”。

另外，有时将第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度统称为“开关元件的接合部温度”。接合部温度检测部21由温度实测部30和接合部温度推定部31构成。

温度实测部30具有实际测量安装有第一～第六开关元件SIup、SMun、SIvp、SMvn、SIwp、SMwn的基板(未图示)的温度的功能。温度实测部30在直流电源Vdd和接地端子之间串联连接上拉电阻33和热敏电阻35。上拉电阻33和热敏电阻35被直接安装在基板上。这是因为与例如通过散热片等将上拉电阻33和热敏电阻35间接地设置在基板上的情况相比，基板温度的检测精度提高，另外开关元件的接合部温度Tj的推定精度提高。把上拉电阻33和热敏电阻35的连接点P1的电位(基板温度信息)发送到接合部温度推定部31。另外，设想为了检测安装有MOSFET的基板的温度，将热敏电阻35安装在与该MOSFET相同的基板上。

接合部温度推定部31具有推定开关元件的接合部温度Tj的功能。具体地说，接合部温度推定部31使用由温度实测部30实际测量出的基板温度信息(连接点P1的电位)和预先取得的基板和第一～第六开关元件SIup～SMwn各自之间的热阻的信息，推定第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度Tj。

调制方式控制部23由调制方式判断部37和调制方式指令部39构成。调制方式判断部37存储后述的调制方式判断信息。调制方式判断部37具有以下功能：根据调制方式信息、由接合部温度推定部31推定出的开关元件的接合部温度Tj、以及由架线电流传感器19检测出的流过三相逆变电路17A的电路电流Io，判断在对三相逆变电路17A进行PWM驱动时使用的调制方式。调制方式指令部39具有以下功能：向逆变器驱动电路25发送指令信息，以便使用由调制方式判断部37判断出的调制方式对三相逆变电路17A进行PWM驱动。

另外，调制方式控制部23以及接合部温度推定部31例如由具备CPU(中央处理单元)、ROM(只读存储器)、RAM(随机访问存储器)等的未图示的微型计算机构成。该微型计算机具有以下功能：读出存储在ROM中的程序并执行，执行包含接合部温度推定部31、调制方式判断部37以及调制方式指令部39的各种功能部的执行控制。

逆变器驱动电路25具有以下功能：依照从调制方式控制部23的调制方式指令部39发送来的与调制方式有关的指令信息，进行第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关控制(PWM控制)，由此利用预定的调制方式对三相逆变电路17A进行驱动。

(二相调制和三相调制)

在此，为了容易理解本发明的第一实施方式的三相逆变电路17A的驱动中所使用的调制方式，参照图2和图3说明二相调制和三相调制。

图2是表示利用三相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。图3是表示利用上下60度固定二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。在图2和图3中，横轴表示相位(度)，纵轴表示PWM控制波形的占空比(％)。

另外，在图4～图5、图9～图11、图14～图17中，也与图2和图3一样，横轴表示相位(度)，纵轴表示PWM控制波形的占空比(％)。

在利用图1所示的三相逆变电路17A通过PWM控制对三相同步电动机15进行驱动的情况下，一般利用三相调制。在三相调制中，如图2所示，在电角180度的相位区间中，对u相、v相、w相各自的电压进行PWM控制。

与此相对，在二相调制中，不根据相电压而是根据相间电压来确定三相同步电动机15的电动机电流，通过在确保相间电压的同时，在每个预定期间针对各相电压使三相逆变电路17A的各开关元件始终接通，由此如图3所示，通过针对每一相，以电角π/3(60度)依次地固定为高位电源电平或低位电源电平的方式进行PWM控制。特别将图3所示的二相调制称为上下60度固定二相调制。

总之，上下60度固定二相调制使构成三相逆变电路17A的第一～第三上臂UA1、UA2、UA3以及第一～第三下臂LA1、LA2、LA3的第一～第六开关元件SIup～SMwn按照每60度依次固定为高位电源电平(10％占空比控制)或低位电源电平(0％占空比控制)，来进行二相调制。

在利用三相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，如图2所示，与相位的变化相对的三相的各电压Vu、Vv、Vw的占空比大致正弦波状地推移。因此，PWM控制波形的载波频率变高，第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失增加，使三相逆变电路17A的运转效率降低。

与此相对，在利用上下60度固定二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，如图3所示，对u相电压在60度～120度的相位区间中进行100％的占空比控制(高位电源电平)，对w相电压在180度～240度的相位区间中进行100％的占空比控制(高位电源电平)，对v相电压在300度～360度的相位区间中进行100％的占空比控制(高位电源电平)。另外，对u相电压在240度～300度的相位区间中进行0％的占空比控制(低位电源电平)，对w相电压在0度～60度的相位区间中进行0％的占空比控制(低位电源电平)，对v相电压在120度～180度的相位区间中进行0％的占空比控制(低位电源电平)。

在利用上下60度固定二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，对于三相的各电压Vu、Vv、Vw，分别在相当于三分之一的相位区间中不进行开关(100占空比控制或0％占空比控制)。因此，在该相当于三分之一的相位区间中，第一～第六开关元件SIup～SMwn不产生开关损失。结果能够提高三相逆变电路17A的运转效率。

另外，还已知以下的技术，针对每一相以电角2π/3(120度)依次地固定为高位电源电平(100％占空比控制)或低位电源电平(0％占空比控制)，降低三相逆变电路的开关损失，在相电压的振幅小的情况下，停止该二相调制方式，向三相电动机施加三相电压(例如参照日本特开2006-217673号公报、日本特开2005-229676号公报)。将这样的二相调制称为固定120度二相调制。其中，特别把将二相调制的固定相固定为直流电压的高位电源电平(100％占空比控制)的情况称为上固定120度二相调制，把将二相调制的固定相固定为直流电压的低位电源电平(0％占空比控制)的情况称为下固定120度二相调制。

总之，上固定120度二相调制按照每120度依次固定构成三相逆变电路17A的第一～第三上臂UA1、UA2、UA3和第一～第三下臂LA1、LA2、LA3的第一～第六开关元件SIup～SMwn来进行二相调制。另外，下固定120度二相调制按照每120度依次固定构成三相逆变电路17A的第一～第三上臂UA1、UA2、UA3和第一～第三下臂LA1、LA2、LA3的第一～第六开关元件SIup～SMwn来进行二相调制。

图4是表示利用上固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。图5是表示利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下的输出电压波形的图。

在利用上固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，如图4所示那样，关于三相的各电压Vu、Vv、Vw，分别在相当于三分之一的相位区间中不进行开关(100％占空比控制)。因此，在利用图4所示那样的上固定120度二相调制进行PWM控制的情况下，与图2所示的三相调制那样按照约15％～约85％的范围的占空比进行PWM控制的情况相比，能够降低第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失。结果，能够提高三相逆变电路17A的运转效率。

另外，在利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，如图5所示，关于三相的各电压Vu、Vv、Vw，在相当于三分之一的相位区间中不进行开关(0％占空比控制)。因此，在利用下固定120度二相调制进行PWM控制的情况下，与图2所示的三相调制那样按照约15％～约85％的范围的占空比进行PWM控制的情况相比，能够降低第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失。结果，能够提高三相逆变电路17A的运转效率。

(IGBT和MOSFET的特性)

接着，说明作为第一～第六开关元件SIup～SMwn使用的IGBT和MOSFET的特性。图6是表示IGBT和MOSFET的电压对于电流的关系的特性图。图7是表示IGBT和MOSFET的损失对于电流的关系的特性图。在图6中，横轴表示电流，纵轴表示电压。在图7中，横轴表示电流，纵轴表示损失。

如图6所示，IGBT的集电极-发射极间电压对于集电极电流的特性在集电极电流的上升区间中描绘出急增，然后平缓的大致直线状的增加特性。另一方面，MOSFET的漏极-源极间电压对于漏极电流的特性在全部电流区间中描绘出平缓的大致直线状的增加特性。如图6所示，IGBT的集电极-发射极间电压的特性与MOSFET的漏极-源极间电压的特性在临界点处交叉。总之，在比临界点低的负载区域(低输入区域)中，IGBT的集电极-发射极间电压的特性比MOSFET的漏极-源极间电压的特性高，但在比临界点高的负载区域(高输入区域)中，上述两者的关系逆转。

由于图6所示的特性关系，如图7所示，与临界点相比在低负载区域(低输入区域)中，IGBT的损失特性高于MOSFET的损失特性，但是与临界点相比在高负载区域(高输入区域)中，所述两者的关系逆转。即，MOSFET的损失在低负载区域小于IGBT，在高负载区域大于IGBT。这是因为MOSFET的损失按照电流的平方增大。

即，如图7所示，MOSFET在低负载区域中(低输入区域)，与IGBT相比为低损失，但在高负载区域(高输入区域)中相反，与IGBT相比损失增大了。这是因为MOSFET的接通电阻有正的温度特性，在高负载时(高输入时)接通电阻进一步增大，并且损失按照电流的平方增大。因此，为了谋求三相逆变电路17A的高效运转，理想的是考虑以下的情况来切换调制方式：以在低负载时(低输入时)增加向MOSFET侧的电流流通率，在高负载时(高输入时)，增加向IGBT侧的电流流通率的方式，与各负载区域中的各开关元件的损失的大小关系相配合地，改变向各个开关元件的电流流通量。

从这样的观点出发，在上述专利文献1中，提出了具备组合了IGBT和MOSFET的逆变电路的逆变器装置。在该技术中，采用以下的结构，在逆变电路的上臂具备IGBT在下臂具备MOSFET的逆变电路中，与负载的大小对应地，进行三相调制和上下60度固定二相调制的切换。在判断负载的大小时，使用电动机电流、向逆变电路的输入电压、开关元件的接通/断开的占空比的大小、或电动机的转速。

但是，由于MOSFET的接通电阻有正的温度特性，所以接通电阻的值由于该MOSFET的温度而变化。因此，即使在利用三相调制或二相调制以相同的电流通电时，由于元件温度的高低，在MOSFET中发生的导通损失变化。并且，在MOSFET中，高负载时的温度上升的比例比IGBT大。因此，在MOSFET发生了温度变化的情况下，只通过单纯地根据负载的大小切换三相调制和上下60度固定二相调制，无法维持高效运转。

图8是表示使用多个调制方式驱动三相逆变电路17A时的MOSFET的接合部温度(沟道温度)与电路损失的关系的特性图。在图8中，横轴表示沟道温度(摄氏度)，纵轴表示电路损失(W)。

另外，作为电路损失的特性参数(调制方式)，表示了三相调制、上下60度固定二相调制、上固定120度二相调制和下固定120度二相调制。

如图8所示，在利用某个二相调制方式驱动三相逆变电路17A的情况下，与利用三相调制驱动三相逆变电路17A的情况相比，电路损失都小。另外，在MOSFET的低温时(约40℃以下)，在利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，损失最低。与此相对，在MOSFET的高温时(超过约40℃)，在利用上固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，损失最低。

这是因为高温时的MOSFET的接通电阻比低温时大，因此伴随该接通电阻的增大，该MOSFET的导通损失变大。例如在MOSFET的接合部温度(是包括沟道温度的概念。以下相同)高时，在利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，如图8所示，与利用上固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况相比，电路损失变大。因此，在MOSFET的接合部温度高的情况下，即使假设为低负载时(低输入时)，即使利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A，也无法实现高效运转。

但是，在上述专利文献1的技术中，只根据负载的大小(负载电流)决定调制方式。因此，即使在利用在低负载时运转效率应该良好的下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，在MOSFET的接合部温度高时，MOSFET的接通电阻变大，该MOSFET的损失变大，因此无法进行三相逆变电路17A的高效运转。

因此，在第一实施方式的电动机控制装置11A中，根据第一～第六开关元件SIup、SMun、SIvp、SMvn、SIwp、SMwn的接合部温度Tj、流过三相逆变电路17A的电路电流Io(负载的大小)，切换在三相逆变电路17A的驱动中利用的调制方式，由此来谋求实现高效运转。

(第一实施方式的电动机控制装置11A的动作)

接着，说明第一实施方式的电动机控制装置11A的动作。当接通第一实施方式的电动机控制装置11A的电源开关(未图示)时，三相逆变电路17A根据基于从逆变器驱动电路25发送来的调制方式的指令信息的PWM控制信号(驱动控制信号)，按照顺序使第一～第六开关元件SIup～SMwn接通/断开，由此生成基于PWM波形的伪正弦波的三相交流电力，由此来驱动三相同步电动机15。

在驱动三相同步电动机15的过程中，接合部温度推定部31使用由架线电流传感器19检测到流过三相逆变电路17A的电路电流Io、由温度实测部30的热敏电阻35实际测量出的基板温度、预先取得的基板与第一～第六开关元件SIup～SMwn间的热阻，来推定第一～第六开关元件SIup～SMwn的结合部温度Tj。

在此，说明实际的接合部温度推定部31的接合部温度推定方法。假设采用IGBT或MOSFET来作为第一～第六开关元件SIup～SMwn。首先，根据由架线电流传感器19检测出的流过三相逆变电路17A的电流Io与IGBT的饱和电压Vce的乘积、或上述电流Io的平方与MOSFET的接通电阻的乘积，计算出IGBT或MOSFET的导通损失。接着，通过对温度实测部30的热敏电阻35实际测量出的基板温度相加上述计算出的导通损失和基板与开关元件之间的热阻的乘积，来推定接合部温度Tj。

但是，由于MOSFET的接通电阻Ron(Tj)为接合部温度Tj的函数，所以导通损失为接合部温度Tj的函数。并且，由于接合部温度Tj为导通损失的函数，所以无法唯一地计算出导通损失和接合部温度Tj。因此，作为计算导通损失时的接通电阻Ron，在设温度实测部30的热敏电阻35实际测量出的基板温度为tc时，采用预测出与实际的接合部温度Tj的推定温度差Δ的温度，即作为(tc+Δt)时的值的Ron(tc+Δt)。如此，能够唯一地计算出导通损失和接合部温度Tj。

可以用下述的式(1)和式(2)表示利用了上述步骤的MOSFET的接合部温度推定方法。

P(tc+Δt)＝Io×Io×Ron(tc+Δt)式(1)

Tj＝tc+P(tc+Δt)×Rjθ式(2)

在此，Tj表示接合部温度，tc表示基板温度，P(tc+Δt)表示MOSFET的导通损失，Rjθ表示基板与第一～第六开关元件SIup～SMwn之间的热阻，Δt表示基板温度与接合部温度的推定温度差。

另外，调制方式控制部23的调制方式判断部37根据与接合部温度Tj以及电路电流Io相关联的用于判断损失最低的调制方式的调制方式判断信息、由接合部温度推定部31推定出的接合部温度Tj、由架线电流传感器19检测出的三相逆变电路17A的电路电流Io，判断损失最低的调制方式，并将该调制方式发送到调制方式控制部23的调制方式指令部39。接收到后，调制方式指令部39将调制方式的指令信息发送到逆变器驱动电路25。接收到后，逆变器驱动电路25生成遵照被判断为损失最低的调制方式的PWM控制的驱动信号，来驱动三相逆变电路17A的第一～第六开关元件SIup～SMwn。

这时的导通损失不是式(1)所示的P(tc+Δt)，而是根据由接合部温度推定部31推定出的接合部温度下的接通电阻以及由架线电流传感器19检测出的流过三相逆变电路17A的电流Io计算得出。

具体地说，例如考虑由架线电流传感器19检测出的三相逆变电路17A的电路电流Io的值小(负载小)，并且由接合部温度推定部31推定出的第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度Tj低的情况。在该情况下，调制方式控制部23的调制方式判断部37判断为属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn的各MOSFET的接通电阻和导通损失小于属于上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp的各IGBT，并判断为使用下固定120度二相调制作为损失最低的调制方式。

由此，逆变器驱动电路25利用下固定120度二相调制来进行三相逆变电路17A的驱动控制。结果，通过增加向属于三相逆变电路17A的下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn的各MOSFET的电流流通量，能够确实地实现三相逆变电路17A的高效运转。

另外，例如考虑由架线电流传感器19检测出的三相逆变电路17A的电路电流Io的值小(负载小)，并且由接合部温度推定部31推定出的第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度Tj高的情况。在该情况下，调制方式控制部23的调制方式判断部37判断为属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn的各MOSFET的接通电阻和导通损失比属于上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp的各IGBT大，并判断为使用上下60度固定二相调制和上固定120度二相调制的某一个作为损失最低的调制方式。

由此，逆变器驱动电路25利用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制中的某一个来进行三相逆变电路17A的驱动控制。结果，通过增加向属于三相逆变电路17A的上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp的各IGBT的电流流通率，能够确实地实现三相逆变电路17A的高效运转。

另外，例如考虑由架线电流传感器19检测出的三相逆变电路17A的电路电流Io的值大(负载大)，并且由接合部温度推定部31推定出的第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度Tj低的情况。在该情况下，调制方式控制部23的调制方式判断部37判断为属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn的各MOSFET的接通电阻和导通损失小于属于上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp的各IGBT，并判断为使用下固定120度二相调制作为损失最低的调制方式。

由此，逆变器驱动电路25利用下固定120度二相调制来进行三相逆变电路17A的驱动控制。结果，通过增加向属于三相逆变电路17A的下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn的各MOSFET的电流流通量，能够确实地实现三相逆变电路17A的高效运转。

另外，例如考虑由架线电流传感器19检测出的三相逆变电路17A的电路电流Io的值大(负载大)，并且由接合部温度推定部31推定出的第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度Tj也高的情况。在该情况下，调制方式控制部23的调制方式判断部37判断为属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn的各MOSFET的接通电阻和导通损失大于属于上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp的各IGBT，并判断为使用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制作为损失最低的调制方式。

由此，逆变器驱动电路25利用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制来进行三相逆变电路17A的驱动控制。结果，通过增加向属于三相逆变电路17A的上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp的各IGBT的电流流通率，能够确实地实现三相逆变电路17A的高效运转。

(第一实施方式的电动机控制装置11A的作用效果)

根据第一实施方式的电动机控制装置11A，根据第一～第六开关元件SIup～SMwn的接合部温度、三相逆变电路17A的电路电流Io的值、以及调制方式判断信息，从预先准备的调制方式(三相调制、上下60度固定二相调制、上固定120度二相调制、以及下固定120度二相调制)中，判断损失最低的调制方式，切换使用该判断结果的调制方式，由此能够确实地实现包含三相逆变电路17A的电动机控制装置11A的高效运转。

另外，作为用于切换调制方式的触发点，例如如图8所示，当开关元件的接合部温度超过了临界温度(在图8的例子中，为约40℃)，则着眼于改变调制方式时的电路损失的大小关系的变化，通过切换使用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制来代替下固定120度二相调制，能够确实地实现电动机控制装置11A的高效运转。

另外，当三相逆变电路17A的电路电流Io的值变化时，开关元件的导通损失的大小也变化。因此，也可以适当地变更用于根据电路电流Io的值切换调制方式的开关元件的温度的阈值。根据这样的结构，能够根据与电路电流Io的值对应的开关元件的导通损失，来切换使用适当的调制方式。

(第二实施方式)

(基于调制率的调制方式的切换控制)

在第一实施方式中，作为用于切换调制方式的技术要素，使用了三相逆变电路17A中的开关元件的接合部温度Tj和电路电流Io，但在第二实施方式中，使用调制率这一点与第一实施方式不同。

三相逆变电路17A的第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失不只由于调制方式，还由于调制率而变化。具体地说，当在三相逆变电路17A的电路电流Io大时进行PWM控制的开关动作时，第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失增大。另外，当在电路电流Io小时进行PWM控制的开关动作时，第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失比上述(电路电流Io大时)大。

总之，根据进行三相逆变电路17A的开关动作时的电路电流Io的大小(调制率的值)，第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失发生变化。换句话说，根据调制方式的选择和调制率的大小，开关损失有很大的变化。

更详细地进行说明。例如，当比较三相调制和二相调制时，在三相调制中，PWM的开关次数比二相调制时多3/2，并且包含正弦波的峰值附近的电流值大的位置的开关动作的次数多，因此，开关损失必然变大。

另一方面，在二相调制中，当比较固定120度二相调制(上固定120度二相调制和下固定120度二相调制)和上下60度固定二相调制时，在调制率小时，两者的第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失大致相同。另外，在调制率大时，由于在电路电流Io大时进行PWM的开关，所以下固定120度二相调制的开关损失比上下60度固定二相调制大。参照图9～图11说明其理由。

图9表示在调制率小时利用下固定相120度二相调制驱动三相逆变电路17A时的输出电压波形。图10表示调制率为中时利用下固定相120度二相调制驱动三相逆变电路17A时的输出电压波形。图11表示调制率大时利用下固定相120度二相调制驱动三相逆变电路17A时的输出电压波形。图9～图11表示在本发明的第二实施方式的电动机控制装置11B中，用于利用基于调制率的适当的调制方式的基础技术事项。

如图9所示，在调制率小时，PWM控制的占空比小，输出电压波形的峰值也小，但如图11所示，在调制率大时，PWM控制的占空比变大，输出电压波形的峰值也变大。即，如图9～图11所示，可知随着调制率变大，PWM控制的占空比变大，输出电压波形的峰值变大。因此，调制率越变大，三相逆变电路17A的电路电流Io的峰值越是变大，因此，PWM控制的开关损失变大。

例如，在三相逆变电路17A的直流输入电压变动调制率变大，开关损失增大对三相逆变电路17A的运转效率产生影响的情况下，选择性地切换使用开关损失小的调制方式，由此，能够确实地实现三相逆变电路17A的高效运转。

(本发明的第二实施方式的电动机控制装置11B的整体结构)

接着，参照图12和图13，说明本发明的第二实施方式的电动机控制装置11B。图12是表示本发明的第二实施方式的电动机控制装置11B的整体结构的框图。图13是表示三相逆变电路17A的调制方式对于调制率的关系的表。

第一实施方式的电动机控制装置11A与第二实施方式的电动机控制装置11B的基本结构要素是共通的。因此，着眼于两者间的不同点进行说明，从而代替第二实施方式的电动机控制装置11B的说明。

第一实施方式的电动机控制装置11A与第二实施方式的电动机控制装置11B的不同点在于：设置电动机控制部29来代替接合部温度检测部21，以及追加了电压检测部27。

电动机控制部29如图12所示那样，除了上述的调制方式控制部23(调制方式判断部37和调制方式指令部39)以外，还具备电动机电流再现部41、电动机电压计算部43、以及调制率计算部45。

电动机控制部29的电动机电流再现部41具有以下功能：根据从架线电流传感器19发送来的三相逆变电路17A的电路电流Io，再现流过3相同步电动机15的三相电流Iu、Iv、Iw。

电动机电压计算部43具有以下功能：根据从电动机电流再现部41发送来的三相交流电流Iu、Iv、Iw、从外部发送来的电动机指令转速f*，计算应该向3相同步电动机15施加的三相交流指令电压Vu*、Vv*、Vw*，并将其发送到逆变器驱动电路25。并且，电动机电压计算部43具备以下功能：计算向三相同步电动机15施加的正弦波电压的振幅值Vs*，并将该正弦波电压的振幅值Vs*发送到调制率计算部45。

调制率计算部45具有以下功能：根据由电压检测部27检测出的直流电压Vd、电动机电压计算部43计算出的施加给三相同步电动机15的正弦波电压的振幅值Vs*，计算调制率kh，并将该调制率kh发送到调制方式控制部23的调制方式判断部37。

另外，在电动机控制部29的内部构成具备调制方式判断部37和调制方式指令部39的调制方式控制部23，它们的功能与第一实施方式基本相同。其中，相对于在第一实施方式的调制方式判断部37中根据接合部温度Tj和电路电流Io判断调制方式的情况，在第二实施方式的调制方式判断部37中，根据从调制率计算部45发送来的调制率kh，判断调制方式。

电压检测部27具有以下功能：检测直流电源13的直流电压，将检测出的直流电压Vd发送到电动机控制部29的调制率计算部45。

(第二实施方式的电动机控制装置11B的动作)

接着，说明第二实施方式的电动机控制装置11B的动作。另外，原则上省略与第一实施方式重复的动作的说明。

首先，电动机控制部29的电动机电流再现部41根据由架线电流传感器19检测出的流过三相逆变电路17A的电路电流，推定并再现流过三相同步电动机15的三相交流电流Iu、Iv、Iw。由此，电动机控制部29的电动机电压计算部43根据从电动机电流再现部41取得的三相交流电流Iu、Iv、Iw和从外部取得的电动机指令转速f*，计算应该向三相同步电动机15施加的三相交流指令电压Vu*、Vv*、Vw*，并将该三相交流指令电压Vu*、Vv*、Vw*发送到逆变器驱动电路25。

电动机电压计算部43计算应该施加到三相同步电动机15的三相交流指令电压Vu*、Vv*、Vw*的方法例如可以使用在日本特开2002-272194号公报等中公开的一般方法(基于向量控制的dq变换的方法)。另外，除了该方法以外，还可以使用电动机电流的三相或二相，计算三相交流指令电压。

进而，电动机控制部29的电动机电压计算部43计算向三相同步电动机15施加的正弦波电压的振幅值Vs*，并将该正弦波电压的振幅值Vs*发送到调制率计算部45。

电动机控制部29的调制率计算部45根据由电压检测部27检测出的直流电源13的直流电压Vd、由电动机电压计算部43计算出的施加给三相同步电动机15的正弦波电压的振幅值Vs*，计算调制率kh，并将该调制率kh发送到调制方式控制部23的调制方式判断部37。

调制方式控制部37如图13所示，存储表示调制方式对于调制率的关系的表。调制方式判断部37根据由调制率计算部45计算出的调制率kh、图13所示的表，判断与调制率kh对应的调制方式，并将判断出的调制方式发送到调制方式指令部39。接收到它后，调制方式指令部39将调制方式的指令信息发送到逆变器驱动电路25。

逆变器驱动电路25根据从电动机电压计算部43发送的三相交流指令电压Vu*、Vv*、Vw*、从调制方式指令部39发送来的调制方式的指令信息，生成PWM控制的驱动信号，并将该PWM控制的驱动信号发送到三相逆变电路17A的第一～第六开关元件SIup～SMwn。由此，三相逆变电路17A根据基于调制率的适当的调制方式，进行PWM驱动。

接着，说明电动机控制部29的调制率计算部45进行的调制率的计算方法。一般的调制率是指信号波的振幅与载波的振幅的比。因此，三相逆变电路17A的PWM控制中的信号波是施加给三相同步电动机15的正弦波，载波是振幅为直流电源13的直流输入电压的1/2的方波。因此，当设施加给三相同步电动机15的正弦波的振幅为Vs*，直流输入电压为Vd时，通过下式(3)计算调制率kh。

kh＝Vs*/(Vd/2)式(3)

在此，根据包含三相逆变电路17A的第一～第六开关元件SIup～SMwn的开关损失的三相逆变电路全体的损失的大小，决定在切换调制方式时使用的调制率kh的大小(阈值)。因此，预先将调制率kh的阈值存储在调制方式判断部45中。因此，也可以在调制率计算部45如式(3)那样计算出的调制率kh超过了预先存储的预定阈值的情况下，调制方式判断部45切换使用开关损失小的调制方式。

在此，以作为本实施方式的结构的向属于图12所示的三相逆变电路17A的上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp配置IGBT、向属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn配置MOSFET的情况为例子来进行说明。

如图7所示，在低输入时(低负载时)，MOSFET的损失比IGBT低，因此进行下固定120度二相调制是高效的。但是，在使用超结MOSFET那样的寄生二极管的反向恢复时间大的元件作为MOSFET的情况下，通过进行下固定120度二相调制，开关损失比对上臂和下臂使用IGBT的三相逆变电路的情况更加恶化。

因此，在由于对下臂使用超结MOSFET而调制率变大从而开关损失恶化的情况下，调制方式判断部37判断使用开关损失小的上下60度固定二相调制、或上固定120度二相调制作为与该调制率相对应的调制方式。这样，通过与调制率的大小对应地切换使用开关损失少的调制方式，能够确实地实现包含三相逆变电路17A的电动机控制装置11B的高效运转。

在此，作为切换调制方式的具体触发点，通常调制率是1以下，但例如在由于三相逆变电路17B与作为负载的三相同步电动机15之间的寄生振荡现象，调制率成为1.15以上的情况下，也可以代替下固定120度二相调制，而切换使用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制。

图14表示在调制率为1时利用三相调制驱动三相逆变电路17A时的输出电压波形。图15表示在调制率为1时利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A时的输出电压波形。

如图14所示，在三相调制的情况下，在调制率为1时，PWM占空比0～100％地变化的输出电压波形的峰值最大，当进一步提高调制率，波形失真。与此相对，如图15所示，在下固定120度二相调制的情况下，在调制率为1时，PWM占空比最大也为85％左右，输出电压波形的峰值没有达到100％。这表示在下固定120度二相调制的情况下，与三相调制相比调制率具有余裕。

另一方面，调制率例如为1.1以上、理想的是1.15以上的区域是过调制区域。即，如果在此之上增大调制率，则施加给三相同步电动机15的线间电压的波形无法保持正弦波而失真。因此，作为实际施加给三相同步电动机15的线间电压，并不在此之上增大。

图16是表示在过调制时利用上下60度固定二相调制驱动三相逆变电路17A时的输出电压波形的图。图17是表示在过调制时利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A时的输出电压波形的图。

如图16所示，在过调制时利用上下60度固定二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，在电流值的峰值附近，占空比为100％或0％，没有进行PWM的开关。另一方面，如图17所示，在过调制时利用下固定120度二相调制驱动三相逆变电路17A的情况下，在电流值的峰值附近，占空比比100％稍低，因此对配置在上臂的IGBT进行PWM的开关。因此，开关损失恶化。

另外，虽然未图示，但在过调制时的上固定120度二相调制的情况下，在峰值附近进行PWM的开关，但此时，配置在下臂的MOSFET进行开关的比例多，因此与配置在上臂的IGBT进行开关的比例多的下固定120度二相调制相比，开关损失小。另外，在上下60度固定二相调制的情况下，与下固定120度二相调制的情况相比，配置在下臂的MOSFET进行开关的比例小，因此，开关损失小。结果，能够确实地实现三相逆变电路17A的高效运转。

这样，在调制率例如为1.15以上的过调制的情况下，通过代替下固定120度二相调制，切换使用上下60度固定二相调制、或上固定120度二相调制，能够确实地实现包含三相逆变电路17A的电动机控制装置11B的高效运转。另外，实际上，理想的是用于切换调制方式的调制率的阈值具有余裕，例如调制率在1.10～1.15之间切换调制方式。

(第二实施方式的电动机控制装置11B的作用效果)

根据第二实施方式的电动机控制装置11B，根据三相逆变电路17A的调制率，从预先准备的调制方式(三相调制、上下60度固定二相调制、上固定120度二相调制、以及下固定120度二相调制)中，判断损失最低的调制方式，通过切换使用该判断结果的调制方式，能够确实地实现包含三相逆变电路17A的电动机控制装置11B的高效运转。另外，即使在调制率为过调制的情况下，切换使用调制方式以便降低三相逆变电路17A中的开关元件的开关损失，因此，也能够确实地实现包含三相逆变电路17A的电动机控制装置11B的高效运转。

(第三实施方式)

如图1或图12所示，在第一实施方式和第二实施方式中，通过直流电源13来驱动三相逆变电路17A，但也可以将该直流电源13置换为能够进行直流输出电压的控制的变换电路。

图18是表示本发明的第三实施方式的三相逆变电路的直流电源，即在交流侧具备电抗器来控制直流输出电压的变换电路100A的结构的框图。

如图18所示，变换电路100A的主电路具备与商用电源101串联连接的电抗器103、将商用电源101的交流电压整流为直流电压的二极管桥105、使通过二极管桥105整流后的直流电压中包含的脉动分量平滑的平滑电容器107、将二极管桥与晶体管逆并联连接的双向开关109。

另外，变换电路100A的控制系统具备检测商用电源101的交流电压的零交叉点(即交流电压通过零电位的定时)的零交叉检测部111、检测变换电路100A的直流输出电压的直流电压检测部113。顺便地说，在外部的控制器115中，内置有对变换电路100A的直流输出电压进行控制的变换器控制部117。

通过这样的结构，变换器控制部117根据来自零交叉检测部111的零交叉电压和来自直流电压检测部113的直流输出电压，控制属于双向开关109的晶体管。由此，与交流电压的零交叉点同步地，控制与商用电源101串联连接的电抗器103中流过的电流，因此，二极管桥105能够一边进行同步整流，一边输出控制了电压的直流电压。因此，变换电路100能够向图1或图12所示的三相逆变电路供给控制了直流电压并通过平滑电容器107平滑后的直流输出电压。

总之，变换器控制部117一边与零交叉检测部111检测出的交流输出电压波形同步，一边根据从直流电压检测部113反馈的直流输出电压使双向开关109进行短路动作，因此，能够控制流过商用电源101侧的电抗器103的交流电流。由此，变换电路100能够控制从二极管桥105输出的直流电压，并且能够进行功率因数的改善和高次谐波的抑制。

图19是表示本发明的第三实施方式的三相逆变电路的直流电源，即在直流侧具备电抗器来控制直流输出电压的变换电路的结构的框图。

如图19所示，变换电路200的主电路具备：将商用电源201的交流电压整流为直流电压的二极管桥203；与二极管桥203的正极侧输出端子串联连接的电抗器205；在电抗器205的输出侧端子与二极管桥203的负极侧输出端子之间正向连接的晶体管207；与电抗器205的输出侧端子正向连接的防逆流二极管209；使通过二极管桥203整流后的直流电压中包含的脉动成分平滑的平滑电容器211。

变换电路200的控制系统具备检测变换电路200的直流输出电压的直流电压检测部213、检测变换电路200的直流输出电流的直流电流检测部215。顺便地说，在外部的控制器217中，内置有控制变换电路200的直流输出电压的变换器控制部219。

根据图19所示结构的变换电路200，变换器控制部117根据从直流电压检测部113反馈的直流输出电压、从直流电流检测部215反馈的直流输出电流，对晶体管207进行导通控制，因此，能够控制流过二极管桥203的输出侧的电抗器205的直流电流。由此，变换电路200能够控制从二极管桥203输出的直流电压。因此，变换电路100能够向图1或图12所示的三相逆变电路17A供给控制了电压并且通过平滑电容器211平滑后的直流输出电压。

总之，例如有通过图18所示的交流侧的电抗器103控制变换电路100A的直流输出电压的方法、通过图19所示的直流侧的电抗器205控制变换电路200的直流输出电压的方法。因此，通过对三相逆变电路17A的输入电源使用图18或图19所示的能够控制直流输出电压的变换电路100A或变换电路200，能够任意地改变三相逆变电路17A的直流输入电压。结果，能够更加发挥第二实施方式所述的根据调制率使用适当的调制方式的优点。

(第四实施方式)

如图1或图12所示那样，在第一实施方式和第二实施方式中，由直流电源13驱动三相逆变电路17A，但也可以将该直流电源13置换为能够进行全波倍压控制的变换电路。

图20是表示本发明的第四实施方式的三相逆变电路的直流电源，即能够进行全波倍压控制的变换电路的结构的框图。

图20所示的能够进行全波倍压控制的变换电路100B的控制直流输出电压的结构要素与图18所示的变换电路100A相同，并且附加相同的符号。因此，避免重复的说明，只对进行全波倍压控制的结构要素说明其结构和动作。

如图20所示那样，能够进行全波倍压控制的变换电路100B串联连接有倍压电容器107A、107B并且并联连接有二极管桥105，来代替图18所示的变换电路100A的平滑电容器107。另外，从倍压电容器107A与倍压电容器107B的连接点向构成二极管桥105的一个臂的2个二极管的连接点，连接有全波倍压切换开关119。

并且，作为控制系统，内置在外部的控制器115中，从控制变换电路100B的直流输出电压的变换器控制部117向全波倍压切换开关119连接有用于使该全波倍压切换开关119接通、断开的控制信号线。

通过这样的结构，变换电路100B与通过上述图18的变换电路100A说明的动作同样地进行直流输出电压的控制，并且使全波倍压切换开关119进行接通、断开动作，由此，能够例如向图1或图12所示的三相逆变电路17A供给全波倍压的直流输出电压。

在此，说明变换电路100B进行的全波倍压的控制的概要。在二极管桥105在交流电压的正的半周期中对倍压电容器107a、107b充电时，全波倍压切换开关119成为断开。接着，在二极管桥105在交流电压的负的半周期中进行整流时，变换器控制部117使全波倍压切换开关119接通。由此，只对倍压电容器107b进行充电。结果，在串联连接的倍压电容器107A、107B的两端(即变换电路100B的输出端子)产生全波倍压。

因此，将图20所示那样的能够进行直流输出电压的控制并且能够进行全波倍压的控制的变换电路100B用作图1或图12的三相逆变电路17A的输入电源，由此能够很大地改变三相逆变电路17A的直流输入电压。结果，能够进一步发挥第二实施方式所述的根据调制率使用适当的调制方式的优点。

(第五实施方式)

图21是表示本发明的第五实施方式的电动机控制装置的整体结构的框图。

图21所示的第五实施方式的电动机控制装置11C采用以下的结构，即组合了图1所示的第一实施方式的电动机控制装置11A、图12所示的第二实施方式的电动机控制装置11B，根据开关元件的接合部温度Tj、电路电流Io、调制率kh，切换使用适当的调制方式。因此，图21所示的第五实施方式的电动机控制装置11C仅由通过图1和图12说明的构成要素构成，因此省略重复的结构的说明。

另外，温度实测部30的电路结构被省略，但与图1所示的温度实测部30的电路结构一样。

其中，在图21的第五实施方式的电动机控制装置11C中，调制方式控制部23的调制方式判断部37根据开关元件的接合部温度Tj、三相逆变电路17A的电路电流Io、来自调制率计算部45的调制率kh，判断调制方式。

根据第五实施方式的电动机控制装置11C，通过根据开关元件的接合部温度Tj、三相逆变电路17A的电路电流Io、调制率kh，切换使用开关损失小的调制方式，能够确实地实现电动机控制装置11C的高效运转。

另外，开关元件的接合部温度Tj的推定方法和调制率的计算方法使用与上述第一实施方式和第二实施方式相同的方法。

具体地说，例如在输入电流小并且元件温度低的情况下，使用下固定120度二相调制，在调制率变高，开关元件的开关损失增大，运转效率恶化那样的情况下，切换使用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制。这样，通过根据开关元件的接合部温度Tj、三相逆变电路17A的电路电流Io、调制率kh，切换使用包含开关损失在内的三相逆变电路整体的损失小的调制方式，能够确实地实现电动机控制装置11C的高效运转。

(第六实施方式)

在第六实施方式中，将图21所示的第五实施方式的电动机控制装置11C的直流电源1置换为图18、图19所示的第三实施方式的能够进行直流输出电压的控制的变换电路100A、200、或图20所示的第四实施方式的能够进行全波倍压的控制的变换电路100B。由此，能够进一步发挥使用基于调制率的调制方式的优点。

(第七实施方式)

在第一实施方式～第六实施方式中，对属于三相逆变电路17A的上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp配置了IGBT，对属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn配置了MOSFET。在第七实施方式中，与此相反，对属于上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp配置MOSFET，对属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn配置IGBT。在该情况下，通过根据开关元件的接合部温度Tj、三相逆变电路17A的电路电流Io、调制率kh中的适当的组合，选择性地使用电路整体的损失少的调制方式，也能够确实地实现电动机控制装置的高效运转。

(第八实施方式)

在第一实施方式～第七实施方式中，使用了MOSFET作为三相逆变电路17A的上臂或下臂的开关元件，但在第八实施方式中，使用接通电阻比MOSFET低的超结MOSFET(SJ(SuperJunction)-MOSFET)。由此，能够实现更高效率的三相逆变电路。

(第九实施方式)

在第一实施方式～第七实施方式中，使用了MOSFET作为三相逆变电路17A的上臂或下臂的开关元件，但在第九实施方式中，使用接通电阻比MOSFET还低的碳化硅MOSFET(SiC(SilliconCarbide)-MOSFET)。由此，能够实现更高效率的三相逆变电路。

(第十实施方式)

在第一实施方式～第七实施方式中，说明了将IGBT和MOSFET、或IGBT和SJ-MOSFET、或IGBT和SiC-MOSFET组合起来的三相逆变电路。在第十实施方式中，使用组合了SJ-MOSFET和SiC-MOSFET的三相逆变电路。在该情况下，能够实现更高效的三相逆变电路。对此，以下利用图22和图23进行说明。

图22是表示Si-MOSFET、SJ-MOSFET、以及SiC-MOSFET的元件温度与接通电阻的关系的特性图。在图22中，横轴表示元件温度，纵轴表示接通电阻。如图22所示，Si-MOSFET和SJ-MOSFET具有正的温度特性，因此如果元件温度升高，则接通电阻变大。但是，SiC-MOSFET具有即使元件温度上升，接通电阻也几乎没有变化的特性。另外，SiC-MOSFET和SJ-MOSFET与Si-MOSFET相比，具有接通电阻低的特性。理想的是利用这样的低接通电阻的特性，对三相逆变电路的上下臂的开关元件组合利用SJ-MOSFET和SiC-MOSFET。

图23是表示本发明的第十实施方式的电动机控制装置11D的整体结构的框图。

在第十实施方式中，如图23所示，对属于三相逆变电路17B的上臂的开关元件SIup、SIvp、SIwp配置SiC-MOSFET，对属于下臂的开关元件SMun、SMvn、SMwn配置SJ-MOSFET。在图23中，上臂、下臂都为相同的MOSFET的符号。另外，除了三相逆变电路17B以外，是与图1所示的第一实施方式的电动机控制装置11A相同的结构，因此省略重复的说明。

另外，与图22所示的元件特性不同，在对SJ-MOSFET和SiC-MOSFET的接通电阻进行比较时，有时SJ-MOSFET的接通电阻小。在这样的情况下，通过提高下臂的SJ-MOSFET的电流流通率，能够成为高效。但是，如果元件温度上升，则SJ-MOSFET的接通电阻增大，SJ-MOSFET和SiC-MOSFET的开关损失的大小关系逆转，因此，在开关元件为高温时，通过提高向上臂的SiC-MOSFET的电流流通率，能够维持高效运转。

由此，在图23所示的三相逆变电路17B中，在开关元件的温度为低温时，进行下固定120度二相调制以便提高向下臂的电流流通率。另外，在开关元件的温度为高温时，切换为上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制，以便提高向上臂的电流流通率。由此，图23所示的第十实施方式的电动机控制装置11D能够维持高效运转。

另外，在作为三相逆变电路17B的结构，对上臂配置了SJ-MOSFET，对下臂配置了SiC-MOSFET的情况下，也能够发挥电动机控制装置11D的高效运转。在该情况下，也可以在开关元件的温度为低温时使用上固定120度二相调制，在开关元件的温度为高温时，切换使用上下60度固定二相调制或下固定120度二相调制。

(第十一实施方式)

在第一实施方式～第十实施方式中，说明了为了降低开关损失，根据开关元件的接合部温度、三相逆变电路的电路电流或调制率，切换使用调制方式的方法。这是因为作为开关元件使用的MOSFET的回流二极管(寄生二极管)的逆恢复时间大，因此通过与MOSFET成为臂对的IGBT进行开关，产生大的逆恢复电流。因此，除了根据电路电流、元件温度、或调制率来切换调制方式的方法以外，当使用作为MOSFET的回流二极管使用了碳化硅的元件即SiC-肖特基势垒二极管(SiC-SBD(SchottkyBarrierDiode))时，能够进一步减少开关损失。

该SiC-SBD是以一般的快速恢复二极管(FRD：FastRecoveryDiode)等为代表的，改善了使用Si(硅)的二极管的逆恢复特性的元件，对于降低逆恢复电流具有效果。对此，使用图24所示那样的表示将SiC-SBD与MOSFET逆并联连接的电路结构的图来进行说明。即，如图24所示，作为MOSFET的回流二极管，在MOSFET51的漏极-源极之间连接SiC-SBD53，与寄生二极管55相比向SiC-SBD53流过更多的回流电流来抑制逆恢复电流，由此对于进一步降低开关损失是有效的。

另外，可以采用在MOSFET的漏极与源极之间、或者IGBT的集电极与发射极之间、的两者或其中任意一方中连接作为回流二极管的SiC-SBD的结构。

(第十二实施方式)

在第一实施方式～第十实施方式中，说明了电动机控制装置，但作为第十二实施方式，通过在空调机中使用第一实施方式～第十实施方式的电动机控制装置，能够实现高效的空调机。即，如果采用通过第一实施方式～第十实施方式的电动机控制装置进行三相同步电动机的驱动控制的空调机，则能够提供具有高效并且高节能的性能的空调机。

具体地说，例如如果将这些电动机控制装置安装在空调机中，将该电动机控制装置适用于空调机的室外风扇电动机的驱动控制用途中，能够实现具有高效并且高节能的性能的空调机。

空调机通过提高图6和图7所示的低负载区域(中间/额定区域)中的运转效率，能够很大地提高作为表示节能性能的指数的APF(AnnualPerformanceFactor：年度性能指数)。在本发明的各实施例的电动机控制装置中，与三相逆变电路的电路电流、开关元件的温度、调制率对应地最优地切换调制方式。因此，能够通过本发明的各实施方式的电动机控制装置来提供节能性能高的空调机。

(总结)

以上，具体说明了本发明的电动机控制装置和空调机的实施方式，但本发明并不限于上述的各实施例的内容，在不脱离其宗旨的范围内，当然能够进行各种变更。

Claims (10)

1.一种电动机控制装置，其使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其特征在于，具备：

温度检测部，检测上述开关元件的温度；

电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；以及

调制方式控制部，根据上述温度检测部检测出的上述元件的温度和上述电流检测部检测出的上述电路电流，进行使用调制方式的控制，

构成上述三相逆变电路的上述开关元件中的构成上臂的开关元件是IGBT，构成下臂的开关元件是MOSFET，

上述调制方式控制部在上述开关元件的沟道温度超过规定的温度的情况下，进行使用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制，来代替下固定120度二相调制的控制，上下60度固定二相调制按照每60度依次固定构成上述上臂和上述下臂的上述开关元件来进行二相调制，上固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述上臂的上述开关元件来进行二相调制，下固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述下臂的上述开关元件来进行二相调制。

2.一种电动机控制装置，其使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其特征在于，具备：

温度检测部，检测上述开关元件的温度；

电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；以及

调制方式控制部，根据上述温度检测部检测出的上述元件的温度和上述电流检测部检测出的上述电路电流，进行使用调制方式的控制，

构成上述三相逆变电路的上述开关元件中的构成上臂的开关元件是MOSFET，构成下臂的开关元件是IGBT，

上述调制方式控制部在上述开关元件的沟道温度超过规定的温度的情况下，进行使用上下60度固定二相调制或下固定120度二相调制，来代替上固定120度二相调制的控制，上下60度固定二相调制按照每60度依次固定构成上述上臂和上述下臂的上述开关元件来进行二相调制，下固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述下臂的上述开关元件来进行二相调制，上固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述上臂的上述开关元件来进行二相调制。

3.一种电动机控制装置，其使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其特征在于，具备：

电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；

电压检测部，检测在上述三相逆变电路的输入侧施加的直流电压；

调制率计算部，根据由上述电流检测部检测出的上述电路电流和由上述电压检测部检测出的上述直流电压，计算表示向上述三相电动机施加的交流电压的振幅值相对于上述直流电压的振幅值的比的调制率；以及

调制方式控制部，根据上述调制率计算部计算出的上述调制率，进行使用调制方式的控制，

构成上述三相逆变电路的上述开关元件中的构成上臂的开关元件是IGBT，构成下臂的开关元件是MOSFET，

上述调制方式控制部在调制率为超过1.1的过调制的情况下，进行使用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制，来代替下固定120度二相调制的控制，上下60度固定二相调制按照每60度依次固定构成上述上臂和上述下臂的上述开关元件来进行二相调制，上固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述上臂的上述开关元件来进行二相调制，下固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述下臂的上述开关元件来进行二相调制。

4.一种电动机控制装置，其使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其特征在于，具备：

电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；

电压检测部，检测在上述三相逆变电路的输入侧施加的直流电压；

调制率计算部，根据由上述电流检测部检测出的上述电路电流和由上述电压检测部检测出的上述直流电压，计算表示向上述三相电动机施加的交流电压的振幅值相对于上述直流电压的振幅值的比的调制率；以及

调制方式控制部，根据上述调制率计算部计算出的上述调制率，进行使用调制方式的控制，

构成上述三相逆变电路的上述开关元件中的构成上臂的开关元件是MOSFET，构成下臂的开关元件是IGBT，

上述调制方式控制部在调制率为超过1.1的过调制的情况下，进行使用上下60度固定二相调制或下固定120度二相调制，来代替上固定120度二相调制的控制，上下60度固定二相调制按照每60度依次固定构成上述上臂和上述下臂的上述开关元件来进行二相调制，下固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述下臂的上述开关元件来进行二相调制，上固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述上臂的上述开关元件来进行二相调制。

5.一种电动机控制装置，其使用具有多个开关元件将直流电力变换为三相交流电力的三相逆变电路进行三相电动机的驱动控制，其特征在于，具备：

温度检测部，检测上述开关元件的温度；

电流检测部，检测流过上述三相逆变电路的电路电流；

电压检测部，检测在上述三相逆变电路的输入侧施加的直流电压；

调制率计算部，根据由上述电流检测部检测出的上述电路电流和由上述电压检测部检测出的上述直流电压，计算表示向上述三相电动机施加的交流电压的振幅值相对于上述直流电压的振幅值的比的调制率；以及

调制方式控制部，根据上述温度检测部检测出的上述元件的温度和上述调制率计算部计算出的上述调制率，进行使用调制方式的控制，

构成上述三相逆变电路的上述开关元件中的构成上臂的开关元件是IGBT，构成下臂的开关元件是MOSFET，

上述调制方式控制部在调制率为超过1.1的过调制的情况下，进行使用上下60度固定二相调制或上固定120度二相调制，来代替下固定120度二相调制的控制，在输入电流小并且上述温度检测部检测出的上述开关元件的温度低的情况下，使用下固定120度二相调制，其中上下60度固定二相调制按照每60度依次固定构成上述上臂和上述下臂的上述开关元件来进行二相调制，上固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述上臂的上述开关元件来进行二相调制，下固定120度二相调制按照每120度依次固定构成上述下臂的上述开关元件来进行二相调制。

6.根据权利要求1～5的任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述调制方式控制部进行选择性地使用上述三相逆变电路的电力损失相对少的调制方式的控制。

7.根据权利要求1～5的任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述直流电源是对施加给上述三相逆变电路的输入的直流电压进行控制的变换电路。

8.根据权利要求1～5的任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述直流电源是对施加给上述三相逆变电路的输入的直流电压进行控制，并且进行全波倍压控制的变换电路。

9.根据权利要求1～5的任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述MOSFET是超结MOSFET。

10.根据权利要求1～5的任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述MOSFET是碳化硅MOSFET。