CN113169697B - 电动机以及搭载有该电动机的空调机 - Google Patents

Abstract

电动机具有：转子，被插入有旋转轴；定子，设置于转子的外周，并具备3相的绕组；逆变器，包括与3相对应的3组上臂开关以及下臂开关和与3组上臂开关以及下臂开关的各开关并联连接的回流二极管；以及控制器，以一定的载波频率通过非互补开关控制对3组上臂开关以及下臂开关进行脉冲宽度调制，各开关是超级结场效应晶体管，控制器以比上臂开关以及下臂开关通过互补开关控制进行动作的情况下的上臂开关的接通时间长的接通时间的占空比来进行脉冲宽度调制。

Description

电动机以及搭载有该电动机的空调机

技术领域

本发明涉及具备转子的电动机以及搭载有该电动机的空调机。

背景技术

以往，公知有一种在电动机的驱动中使用了逆变器的电动机(例如参照专利文献1)。另外，公知有一种逆变器的开关元件使用了平面(planar)MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor)的电动机(例如参照专利文献2)。在专利文献2中，为了减少开关元件的损耗，提出了使用超级结MOSFET来代替平面MOSFET这一方案。

专利文献1：日本特开2010－17044号公报

专利文献2：日本特开2014－87199号公报

作为逆变器的开关元件，通过使用超级结MOSFET来代替平面MOSFET，能够降低开关的稳定损耗(steady loss)。然而，由于超级结MOSFET的开关损耗大于平面MOSFET的开关损耗，所以存在电路整体的电力损耗变大的担忧。

发明内容

本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，提供抑制了使用超级结MOSFET的电路整体的电力损耗的电动机以及搭载有该电动机的空调机。

本发明所涉及的电动机具有：转子，被插入有旋转轴；定子，设置于上述转子的外周，并具备3相的绕组；逆变器，包括与上述3相对应的3组上臂开关以及下臂开关和与上述3组上臂开关以及下臂开关的各开关并联连接的回流二极管；以及控制器，以一定的载波频率通过非互补开关控制对上述3组上臂开关以及下臂开关进行脉冲宽度调制，上述3组上臂开关以及下臂开关的各开关是超级结场效应晶体管，上述控制器以比上述上臂开关以及上述下臂开关通过互补开关控制进行动作的情况下的上述上臂开关的接通时间长的接通时间的占空比来进行上述脉冲宽度调制。

本发明所涉及的空调机具有：室内机，包括负载侧送风机；室外机，包括热源侧送风机；以及上述的电动机，被设置为上述负载侧送风机以及上述热源侧送风机中的至少一方的驱动源。

根据本发明，通过对上臂开关以及下臂开关进行非互补开关控制(switched in anon-complementary manner)来抑制开关损耗的产生，并且通过以高占空比对上臂开关进行脉冲宽度调制，使得电流流过回流二极管的时间变短。因此，能够抑制电路整体的电力损耗。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的电动机的一个构成例的外观图。

图2是表示图1所示的内置基板的一个构成例的外观图。

图3是表示图1所示的内置基板的其他构成例的外观图。

图4是表示图2所示的控制器以及功率IC的一个构成例的框图。

图5是表示图4所示的上臂开关以及下臂开关所使用的功率MOSFET的一个构成例的图。

图6是表示比较例的MOSFET的构成例的图。

图7是表示图1所示的磁传感器为霍尔IC的情况的一个例子的框图。

图8是表示对于各相的上臂开关以及下臂开关进行互补开关控制作为比较例的PWM控制的情况的时间图。

图9是表示图8所示的由2根虚线夹着的范围中的U相以及V相的上臂开关以及下臂开关的动作顺序的图。

图10是表示图8所示的由2根虚线夹着的范围中的U相以及V相的上臂开关以及下臂开关的动作顺序的图。

图11是表示图8所示的由2根虚线夹着的范围中的U相以及V相的上臂开关以及下臂开关的动作顺序的图。

图12是表示图9～图11中的U相的上臂开关以及下臂开关的动作的放大图。

图13是表示图4所示的控制器对于各相的上臂开关以及下臂开关进行非互补开关控制的情况的时间图。

图14是表示图13所示的由2根虚线夹着的范围中的U相以及V相的上臂开关以及下臂开关的动作顺序的图。

图15是表示图13所示的由2根虚线夹着的范围中的U相以及V相的上臂开关以及下臂开关的动作顺序的图。

图16是表示图14以及图15中的U相的上臂开关以及下臂开关的动作的放大图。

图17是用于对比较例的PWM控制中的占空比与本实施方式1的PWM控制中的占空比进行比较的图。

图18是表示本发明的实施方式2所涉及的空调机的一个构成例的外观图。

图19是表示图18所示的空调机的一个构成例的制冷剂回路图。

图20是表示图18所示的室内机的一个构成例的侧面透视图。

图21是表示比较例的室内机的一个构成例的侧面透视图。

具体实施方式

实施方式1.

对本实施方式1的电动机的结构进行说明。在本实施方式1中，是电动机为无刷DC马达的情况。图1是表示本发明的实施方式1所涉及的电动机的一个构成例的外观图。在图1中，为了说明电动机的结构，用剖面构造表示了一部分。图1表示径向间隙式无刷DC马达，但本实施方式1的电动机并不局限于径向间隙式。图2是表示图1所示的内置基板的一个构成例的外观图。

如图1所示，电动机1具有：转子30，被插入有旋转轴31；定子20，设置于转子30的外周；以及内置基板11，搭载有控制转子30的驱动的电路。定子20以及内置基板11通过模制定子10被成型为一体。模制定子10具有形成有凹部的模制树脂12，在凹部收纳有转子30。

在旋转轴31的一端设置有对旋转的旋转轴31进行支承的输出侧轴承33。在旋转轴31的另一端设置有对旋转的旋转轴31进行支承的反输出侧轴承(opposite output-sidebearing)34。反输出侧轴承34被导电性的托架60覆盖。反输出侧轴承34的外圈被嵌入至托架60的内侧。以托架60封堵模制定子10的凹部的开口部的方式将托架60的压入部61嵌入至模制定子10的内周部。

定子20具有：多个定子铁心21，以旋转轴31为中心被配置为辐射状；和绝缘子(insulator)23，与多个定子铁心21一体成形。各定子铁心21是层叠有多个电磁钢板的结构。在各定子铁心21卷绕有产生磁通的绕组22。绕组22由铜以及铝等导电性线材构成。绝缘子23起到将定子铁心21与绕组22绝缘的作用。

如图1所示，内置基板11配置于输出侧轴承33与定子20之间，被固定于绝缘子23。如图2所示，内置基板11的形状是在中心形成有贯通孔35的圆板。旋转轴31被配置为贯通贯通孔35。内置基板11以与圆板平行的面相对于旋转轴31的轴线方向(Z轴箭头方向)垂直的方式被配置于电动机1的内部。如图2所示，内置基板11具有向绕组22供给电力的功率IC(Integrated Circuit)80、控制功率IC80的控制器70、以及检测转子30的磁极位置的磁传感器50。在图2所示的构成例中，在内置基板11设有3个磁传感器50。磁传感器50例如为霍尔IC。

如图1所示，转子30具有旋转轴31和固定于旋转轴31的转子磁铁40。转子磁铁40由圆柱状的永磁铁构成。与被配置于模制定子10的内侧的多个定子铁心21对置配置。例如通过对将铁氧体磁铁或者稀土类磁铁与热塑性的树脂材料混合而制成的粘接磁铁进行注塑成形来制成转子磁铁40。在转子磁铁40的注塑成形用的金属模组装有磁铁，一边进行取向一边进行转子磁铁40的成形。

在图1所示的结构中，转子磁铁40具有在旋转轴31的轴线方向靠近磁传感器50的部分亦即传感器磁铁部和传感器磁铁部以外的部分亦即主磁铁部。传感器磁铁部起到使磁传感器50检测转子30的位置的作用。主磁铁部起到根据绕组22所产生的磁通使转子30产生旋转力的作用。若将转子磁铁40视为以旋转轴31为中心轴的圆柱，则传感器磁铁部的直径小于主磁铁部的直径。根据该结构，磁通容易从传感器磁铁部的磁极流入至磁传感器50。在图1所示的构成例中，能够通过设置于转子磁铁40的阶梯差来区别传感器磁铁部与主磁铁部。

为了尽量不受定子20的绕组22所产生的磁通的影响，磁传感器50在内置基板11中被配置于图1所示的远离绕组22的位置。即，3个磁传感器50在图2所示的内置基板11中被配置于靠近图1所示的旋转轴31的位置。

内置基板11的功率IC80与绕组22经由未图示的绕组端子而通过配线连接。在内置基板11设置有导线引入部(lead-in part)14，该导线引入部14用于将与供电动机1搭载的上位装置连接的导线13导入至电动机1的内部。供电动机1搭载的上位装置例如是空调机。在上位装置为空调机的情况下，将空调机的控制装置经由导线13与控制器70电连接。

在内置基板11的定子面配置有控制器70、磁传感器50、未图示的电阻以及电容器等无源部件。在功率IC80为引脚型(lead type)的情况下，仅功率IC80被配置于反定子面。该情况下，在内置基板11的制造工序中，当通过焊接将电子部件的端子接合至内置基板11的印刷配线时，能够通过单面流焊工序(single-side flow process)将功率IC80安装于内置基板11。在功率IC80为面安装类型的情况下，功率IC80也被配置于定子面。该情况下，当通过焊接将电子部件的端子接合至内置基板11的印刷配线时，能够利用单面回流焊工序将功率IC80安装于内置基板11。

此外，图2表示了控制器70以及功率IC80由不同的IC构成的情况，但控制器70以及功率IC80也可以由1个IC构成。图3是表示图1所示的内置基板的其他构成例的外观图。图3所示的内置基板11a相当于当内置基板11为圆板时在图2所示的内置基板11中中心角约为90度的部分。内置基板11a的切口部36相当于贯通孔35的圆周的一部分。模块79具备执行控制器70以及功率IC80各自的功能的电子电路。

在图3所示的内置基板11a中，与图2所示的结构相比，由于安装于基板的电子部件变少，所以电子部件的安装面积减少。其结果是，能够减小内置基板11a的基板面积。通过如图3所示的内置基板11a那样研究电子部件向基板的布局，还有效地使用贯通孔35的形状的一部分，能够实现基板面积的缩小化。

另外，针对转子磁铁40，参照图1对主磁铁部以及传感器磁铁部构成为1个磁铁的情况进行了说明，但主磁铁部与传感器磁铁部也可以由不同的磁铁构成。

接下来，对图2所示的控制器70以及功率IC80的结构进行说明。图4是表示图2所示的控制器以及功率IC的一个构成例的框图。功率IC80具有逆变器81、栅极驱动电路82以及保护电路83。在控制器70以及功率IC80与接地(地球)之间连接有过电流检测电阻71。

逆变器81将被输入的直流电压E变换为由U相、V相以及W相构成的3相的交流电压。逆变器81具有U相的上臂开关84t及下臂开关94t、V相的上臂开关85t及下臂开关95t、以及W相的上臂开关86t及下臂开关96t。在上臂开关84t并联连接有回流二极管84d。在下臂开关94t并联连接有回流二极管94d。在上臂开关85t并联连接有回流二极管85d。在下臂开关95t并联连接有回流二极管95d。在上臂开关86t并联连接有回流二极管86d。在下臂开关96t并联连接有回流二极管96d。

如图4所示，图1所示的电动机1具有U相绕组22u、V相绕组22v以及W相绕组22w作为绕组22。U相绕组22u连接于上臂开关84t与下臂开关94t之间。V相绕组22v连接于上臂开关85t与下臂开关95t之间。W相绕组22w连接于上臂开关86t与下臂开关96t之间。

栅极驱动电路82根据从控制器70接收的开关信号来控制上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t的接通以及断开。具体而言，在使开关成为接通状态时，栅极驱动电路82将比阈值电压高的电压High施加于栅极电极，在使开关成为断开状态时，栅极驱动电路82将比阈值电压低的电压Low施加于栅极电极。保护电路83起到保护逆变器81以及栅极驱动电路82的作用。例如，保护电路83防止高的电流从接地侧向栅极驱动电路82倒流。另外，在逆变器81以及栅极驱动电路82成为高温时，保护电路83将逆变器81的全部的晶体管截止来抑制因高温引起的元件破坏。

控制器70例如为微型计算机。控制器70可以是ASIC(Application SpecificIntegrated Circuit)等专用IC。控制器70可以是具有存储程序的存储器和根据程序执行处理的CPU(Central Processing Unit)的构成。

控制器70根据从搭载电动机1的上位装置接收的速度指令信号来生成以一定的载波频率控制上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t的各开关的接通以及断开的开关信号。控制器70通过向栅极驱动电路82输出开关信号，来对于上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t进行脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制。控制器70基于从磁传感器50输入的磁极位置信号来推测转子30的磁极位置，根据推测的磁位置来计算转子30的转速。控制器70将表示计算出的转速的转速信号输出至上位装置。

在过电流检测电阻71的两端的电压变为一定电压以上时，控制器70强制地使上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t成为断开状态。由此，可防止过电流流动至绕组22。过电流检测电阻71的两端的电压成为一定电压以上相当于从过电流检测电阻71输入至控制器70的过电流检测信号。另外，未图示的感温元件例如可以设置于内置基板11。该情况下，若从感温元件接收到表示处于异常高温的信号，则控制器70强制地使上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t成为断开状态。这样一来，可以防止过电流流动至绕组22。

接下来，对图4所示的上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t进行说明。上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t例如是功率MOSFET。在本实施方式1中，这些开关所使用的功率MOSFET是超级结MOSFET。以下，将超级结MOSFET表述为SJ－MOSFET。

图5是表示图4所示的上臂开关以及下臂开关所使用的功率MOSFET的一个构成例的图。SJ－MOSFET120具有栅极电极121、漏极电极122以及源极电极123。SJ－MOSFET120是在n－半导体基板125形成有氧化膜127、n+扩散层126以及p扩散层124的结构。n－半导体基板125是将N型导电性杂质以低浓度扩散的半导体基板。n+扩散层126是将N型导电性杂质以高浓度扩散的区域。p扩散层124是扩散有P型导电性杂质的区域。p扩散层124的底面延伸至靠近漏极电极122的n+扩散层126的深度的位置。

图6是表示比较例的MOSFET的构成例的图。如图6所示，平面MOSFET130具有栅极电极121、漏极电极122以及源极电极123。平面MOSFET130是在n－半导体基板125形成有氧化膜127、n+扩散层126以及p扩散层131的结构。p扩散层131是扩散有P型导电性杂质的区域。p扩散层131的底面位于比n+扩散层126的底面深的位置，但位于靠近n－半导体基板125的上表面的位置。

若将图5所示的SJ－MOSFET120与图6所示的平面MOSFET130相比，则p扩散层124的底面比p扩散层131的底面延伸至更靠近漏极电极122的n+扩散层126的位置。根据图5所示的结构，SJ－MOSFET120的接通电阻小于平面MOSFET130的接通电阻。因此，SJ－MOSFET120与平面MOSFET130相比，开关的稳定损耗Pi[J]变小。其结果是，能够实现电动机1的电力的高效率化。

但是，对于SJ－MOSFET120而言，由于p扩散层124相对于n－半导体基板125的接合部亦即PN接合部的面积大，所以存在开关损耗Plsw[J]变大的趋势。因此，在载波频率高等开关的频度高的情况下，存在无法期待SJ－MOSFET120的损耗(稳定损耗+开关损耗)的改善效果的担忧。在本实施方式1的电动机1中，通过进行后述的控制来实现开关损耗Plsw的改善。

其中，图4所示的6个开关、栅极驱动电路82、以及6个回流二极管等电子部件可以形成于1个半导体芯片，也可以由不同的部件构成。

另外，在本实施方式1中，在控制器70根据磁传感器50检测的磁极位置信号来控制电动机1的旋转的情况下进行说明，但并不局限于使用了磁传感器50的控制。控制器70可以基于在绕组22流动的电流、施加于绕组22的电压以及在绕组22产生的电压来推测转子磁铁40的磁极位置并进行控制电动机1的旋转的无传感器控制。

另外，在本实施方式1中，在将包括控制器70的电子部件搭载到设置于电动机1的内部的内置基板11的情况下进行了说明，但并不局限于这样的结构。例如，也可以将磁传感器50和电阻以及电容器等无源部件安装于内置基板11、将控制器70以及功率IC80配置于模制定子10之外。

另外，磁传感器50可以是输出信号为数字信号的霍尔IC，也可以是输出信号为模拟信号的霍尔元件。图7是表示图1所示的磁传感器为霍尔IC的情况的一个例子的框图。

如图7所示，磁传感器50具有传感器部51以及放大部52。放大部52具有放大器53、晶体管54以及电阻元件55。在晶体管54的集电极电极与电阻元件55之间连接有输出端子56。传感器部51将基准电压v0和与所检测的磁极对应的检测电压vr输出至放大器53。放大器53将从传感器部51输入的基准电压v0与检测电压vr的电压差vs放大并输出至晶体管54的基极电极。电阻元件55将一定的电压施加于晶体管54的集电极电极。通过放大后的电压差vs被输入至晶体管54的基极电极，由此从输出端子56输出磁位置信号。

对在图7所示的磁传感器50中传感器部51与放大部52由不同的半导体芯片构成的情况进行说明。传感器部51由作为硅以外的半导体的非硅半导体形成，放大部52由硅半导体形成。将这样的磁传感器50称为非硅型霍尔IC。由于非硅型霍尔IC是具有2个半导体芯片的结构，所以传感器中心位置被配置在与IC主体的中心不同的位置。非硅型霍尔IC的传感器部51的基体可使用锑化铟(InSb)等非硅半导体。这样的非硅半导体与硅半导体相比，存在灵敏度良好、应力形变引起的偏移小等优点。这里，在磁传感器50为非硅型霍尔IC的情况下进行了说明，但也可以是传感器部51以及放大部52由硅半导体形成，且传感器部51以及放大部52由1个半导体芯片构成。

接下来，对本实施方式1的电动机1的动作进行说明。首先，对基于转子30的磁位置的转子30的旋转控制进行说明。磁传感器50将磁极位置信号输出至控制器70。控制器70基于从磁传感器50输入的磁极位置信号来推测转子30的磁极位置。控制器70对应于推测出的磁极位置和从未图示的上位装置接收的速度指令信号来生成开关信号。控制器70将所生成的开关信号输出至功率IC80。栅极驱动电路82根据从控制器70接收到的开关信号来控制上臂开关84t～86t以及下臂开关94t～96t的接通以及断开。这样一来，通过控制器70根据转子30的转子磁铁40的磁极位置来在适当的时机对逆变器81中的6个功率MOSFET进行开关控制，使得转子30获得驱动力而进行旋转。

接下来，对图4所示的控制器70对于逆变器81进行的PWM控制加以说明。控制器70通过改变PWM控制的占空比Dr来进行与速度指令信号对应的开关控制。占空比Dr是指接通时间相对于载波频率的周期T的比例亦即通电率。若将施加于绕组22的电压亦即马达电压设为Vm，则占空比Dr越大则马达电压Vm越大。

这里，为了将本实施方式1的控制器70所执行的PWM控制说明得容易理解，对比较例的PWM控制进行说明。PWM控制是在120度通电方式下载波频率为可听频率以上的情况的控制。可听频率例如是16kHz的频率。

图8是表示对于各相的上臂开关以及下臂开关进行互补开关控制作为比较例的PWM控制的情况的时间图。图8的纵轴表示各开关的栅极电极的接通以及断开，图8的横轴是电角。图8所示的区间Int1是根据占空比Dr0的PWM控制而进行开关控制的部分。图8所示的区间Int2是以区间Int1的PWM控制的反转信号进行开关控制的部分。

接下来，对图8所示的由2根虚线夹着的范围中的一部分开关的接通以及断开的时机与流动至绕组以及开关的电流的关系进行说明。为了使说明容易理解，对从U相绕组22u向V相绕组22v流动电流的情况进行说明。

图9～图11是表示图8所示的由2根虚线夹着的范围中的U相以及V相的上臂开关以及下臂开关的动作顺序的图。图12是表示图9～图11中的U相的上臂开关以及下臂开关的动作的放大图。

如图9所示，U相的上臂开关84t为接通状态，V相的下臂开关95t为接通状态。由此，从逆变器81经由U相绕组22u向V相绕组22v流动电流。

如图10所示，根据与开关信号对应的占空比Dr0，在空载时间(dead time)td的期间，将U相的上臂开关84t从接通状态切换为断开状态。此时，由于因绕组22的电感分量而要持续流动电流，所以电流流过U相的下臂开关94t的回流二极管94d。空载时间td是用于防止上臂开关84t与下臂开关94t短路的时间。另外，在载波频率的周期T中，将上臂开关84t的断开时间设为toff。

在经过了空载时间td之后，如图11所示，U相的下臂开关94t成为接通状态。如图12所示，在由上臂开关84t从接通状态切换为断开状态起经过了空载时间td之后，下臂开关94t成为接通状态。由此，U相的回流二极管94d中流动的电流流过下臂开关94t。将因下臂开关94t在接通的状态下流动有电流引起的开关稳定损耗设为Pi[J]。若将开关稳定损耗电力设为wi[W]，则开关稳定损耗Pi由Pi＝wi×(toff－td)[J]表示。

另外，将因在回流二极管94d流动电流而引起的稳定损耗设为Pd[J]。若将回流二极管的稳定损耗电力设为wd[W]，则回流二极管94d的稳定损耗Pd由Pd＝wd×(toff－td)[J]表示。由于下臂开关94t为SJ－MOSFET120，所以下臂开关94t的开关稳定损耗Pi小于回流二极管94d的稳定损耗Pd。因此，能够将电路整体的电力损耗抑制得低。

另一方面，在图11所示的动作时，产生开关损耗Plsw。若将Δt设为开关时间，则开关损耗Plsw是与电压E×电流I×Δt成比例的值。电流I是流过进行开关控制的开关的电流。由于SJ－MOSFET120与平面MOSFET130相比开关损耗大，所以存在电力损耗变大的担忧。按载波频率的每个周期T进行图9～图11所示的动作。

接下来，对本实施方式1的控制器70所执行的PWM控制进行说明。PWM控制是在120度通电方式下载波频率为可听频率以上的控制。图13是表示图4所示的控制器对于各相的上臂开关以及下臂开关进行非互补开关控制的情况的时间图。图13的纵轴表示各开关的栅极电极的接通以及断开，图13的横轴是电角。图13所示的区间Int1是根据占空比Dr1的PWM控制而进行开关控制的部分。

接下来，对图13所示的由2根虚线夹着的范围中的一部分开关的接通以及断开的时机与流过绕组以及开关的电流的关系进行说明。为了使说明容易理解，对电流从U相绕组22u流动至V相绕组22v的情况进行说明。

图14以及图15是表示图13所示的由2根虚线夹着的范围中的U相以及V相的上臂开关以及下臂开关的动作顺序的图。图16是表示图14以及图15中的U相的上臂开关以及下臂开关的动作的放大图。

如图14所示，控制器70使U相上臂开关成为接通状态，使V相下臂开关成为接通状态。由此，电流从逆变器81经由U相绕组22u流动至V相绕组22v。

如图15所示，控制器70根据占空比Dr1将U相的上臂开关84t从接通状态切换为断开状态。占空比Dr1将在后面详细地进行说明。在本实施方式1中，如图16所示，控制器70不使下臂开关94t成为接通状态。在图15所示的动作中，由于因绕组22的电感分量而要持续流动电流，所以电流流动至U相的下臂开关94t的回流二极管94d。此时产生的损耗是回流二极管94d的稳定损耗Pd。按载波频率的每个周期T进行图14以及图15所示的动作。

在图14以及图15所示的控制中，由于控制器70不开关控制U相的下臂开关94t，所以不产生开关损耗Plsw。在各开关是开关损耗大的SJ－MOSFET120的情况下，本实施方式1的控制与比较例的PWM控制相比，电路整体的电力损耗变小。

图17是用于对比较例的PWM控制中的占空比与本实施方式1的PWM控制中的占空比进行比较的图。将比较例的互补开关控制的上臂开关84t的接通时间设为ton0，将本实施方式1的非互补开关控制的上臂开关84t的接通时间设为ton1。占空比Dr0由Dr0＝(ton0/T)表示。占空比Dr1由Dr1＝(ton1/T)表示。从图17可知，成为Dr0＜Dr1的关系。

在图17中，比较例的U相的上臂开关84t由于电流在接通时间ton0流动至V相的回流二极管95d，所以稳定损耗减少。然而，在上臂开关84t从断开状态切换为接通状态时，产生开关损耗Plsw。与此相对，对于本实施方式1的U相的上臂开关84t而言，接通时间ton1比接通时间ton0长，不存在开关的切换。因此，不产生开关损耗Plsw。另外，本实施方式1的U相的上臂开关84t由于接通时间ton1变长而断开时间相应变短，所以电流流动至回流二极管94d的时间变短。因此，可抑制电力损耗。

在参照图9～图11说明了的比较例的PWM控制中，载波频率的周期T中的电力损耗为Plsw+Pi。另一方面，在参照图13以及图14说明了的PWM控制中，载波频率的周期T中的电力损耗为Pd。根据这些内容，若不满足Plsw+Pi＞Pd的条件，则无法获得因将SJ－MOSFET120应用于各开关引起的电力损耗减少的效果。鉴于此，在本实施方式1中，控制器70以满足Plsw+Pi＞Pd的条件的占空比Dr1进行PWM控制。若将回流二极管的稳定损耗Pd与开关稳定损耗Pi的损耗差设为Pdi，则损耗差Pdi通过Pdi＝Pd－Pi计算。即，控制器70以满足Plsw＞Pdi的条件的占空比Dr1进行PWM控制。

开关的稳定损耗Pi与(接通电阻×电流)成比例，回流二极管的稳定损耗Pd与(正向电压×电流)成比例，但如上所述，开关的稳定损耗Pi小于回流二极管的稳定损耗Pd。因此，在互补开关控制的情况下，在上臂开关的接通时间与断开时间损耗差大。特别是，由于SJ－MOSFET120的接通电阻小，所以上臂开关的接通状态与断开状态的损耗差在互补开关控制中变显著。因此，在开关为SJ－MOSFET120的情况下，以高占空比对上臂开关进行非互补开关控制与通过互补开关控制对上臂开关以及下臂开关进行控制相比，即便电动机的输出相同也可抑制电力损耗。其结果是，电力效率提高。

若设因转子30的旋转而在绕组22产生的感应电压的系数亦即感应电压常量为Ke、转速为N、因绕组电阻而产生的电压为Vr、因绕组电感而产生的电压为Vl，则马达电压Vm用下式(1)表示。

Vm＝Ke×N+Vr+Vl ···(1)

马达电压Vm由于是与(电压E×占空比Dr)成比例的值，所以与占空比Dr成比例。根据式(1)，可考虑几个用于增大占空比Dr的参数。右边第1项的感应电压常量Ke是对占空比Dr造成影响的参数之一。电动机1的感应电压常量Ke越大，则占空比Dr越大，越能够减少电路整体的电力损耗。

另外，感应电压常量Ke与绕组22的匝数成比例。因此，通过增加绕组22的匝数，来使电力效率提高。另外，感应电压常量Ke与转子30的主磁铁部的磁力成比例。因此，通过提高主磁铁部的磁力，来提高电力效率。通过增多绕组22的匝数，来使感应电压常量Ke变大。其结果是，马达电压Vm变大，占空比Dr也变大。

特别是通过增加绕组22的匝数并相应减小绕组的线径，能够在相同的绕组重量下实现电力效率的进一步提高。若绕组重量相同，则由于材料单价高的绕组所花费的费用不变，所以能够抑制电动机1的制造成本变高。

此外，在本实施方式1中，在载波频率为可听频率以上的情况下进行了说明，但也可以小于可听频率。在电动机1是空调机的风扇马达的情况下，由于风扇马达以及风扇被设置于风路，所以因马达的驱动而产生的声音的应对很困难。因此，优选载波频率为可听频率以上。但是，在电动机1被压缩机使用的情况下等能够利用隔音材料等覆盖电动机1的情况下，可以使载波频率成为小于可听频率的值。该情况下，能够减少开关损耗Plsw。

本实施方式1的电动机1具有转子30、定子20、3组上臂开关及下臂开关、以及控制器70，该控制器70在一定的载波频率下通过非互补开关控制对3组上臂开关以及下臂开关进行脉冲宽度调制。3组上臂开关以及下臂开关为SJ－MOSFET。控制器70以比上臂开关以及下臂开关通过互补开关控制进行动作的情况下的上臂开关的接通时间长的接通时间的占空比来进行脉冲宽度调制。

在本实施方式1中，由于控制器70使逆变器81的上臂开关以及下臂开关通过非互补开关控制进行动作，所以不产生因下臂开关的开关动作引起的开关损耗Plsw。另外，控制器70通过以比互补开关控制的情况增长了上臂开关的接通时间的高占空比Dr1进行脉冲宽度调制，使得电流流动至损耗比开关稳定损耗Pi大的回流二极管的时间变短。因此，即便上臂开关以及下臂开关使用SJ－MOSFET120，也能够抑制包括逆变器81的电路整体的电力损耗。

在本实施方式1中，控制器70可以以满足Plsw＞Pdi的条件的占空比Dr1进行PWM控制。该情况下，电路整体的电力损耗减少，电力效率提高。

实施方式2.

本实施方式2是搭载了在实施方式1中说明的电动机的空调机。在本实施方式2中，针对在实施方式1中说明过的结构，对相同的结构标注相同的附图标记而省略其详细的说明。

对本发明的实施方式2所涉及的空调机的结构进行说明。图18是表示本发明的实施方式2所涉及的空调机的一个构成例的外观图。空调机200具有室内机210和利用制冷剂配管251与室内机210连接的室外机220。室外机220具有热源侧送风机223。

图19是表示图18所示的空调机的一个构成例的制冷剂回路图。室外机220具有：压缩机221，压缩制冷剂并排出；四通阀226，切换制冷剂的流通方向；热源侧热交换器222，使制冷剂与外部空气进行热交换；以及热源侧送风机223，将外部空气供给至热源侧热交换器222。在热源侧送风机223连接有电动机224作为风扇的驱动源。

室内机210具有：膨胀装置211，使高压的制冷剂减压而膨胀；负载侧热交换器212，使制冷剂与空气调节对象空间的空气进行热交换；以及负载侧送风机213，将空气调节对象空间的空气供给至负载侧热交换器212。在负载侧送风机213连接有电动机214作为风扇的驱动源。电动机214以及224使用了在实施方式1中说明过的电动机1。

压缩机221、热源侧热交换器222、膨胀装置211以及负载侧热交换器212被制冷剂配管251连接，构成供制冷剂循环的制冷剂回路250。在图19所示的构成例中，室内机210具有控制空调机200的制冷周期的控制装置215，但控制装置215也可以设置于室外机220。控制装置215利用图1所示的导线13与内置基板11连接。

图20是表示图18所示的室内机的一个构成例的侧面透视图。图21是表示比较例的室内机的一个构成例的侧面透视图。在图20以及图21中，为了说明而示出室内机的主要结构，省略了其他结构的图示。

在图20中，表示室内机210被安装于墙300的情况。通过负载侧送风机213旋转，使得空气调节对象空间亦即室内的空气被吸入至室内机210，当在负载侧热交换器212中与制冷剂进行了热交换之后，被从吹出口230吹出到室内。

如图21所示，比较例的室内机310被安装于墙300。室内机310具有负载侧热交换器312和负载侧送风机313。通过负载侧送风机313旋转，使得室内的空气被吸入至室内机310，当在负载侧热交换器312中与制冷剂进行了热交换之后，被从吹出口330吹出到室内。

如图20以及图21所示，本实施方式2的空调机200的室内机210与比较例的室内机310相比，壳体以及风扇的直径大。因此，负载侧送风机213能够以低的转速吹出更多的风量的空气。其结果是，负载侧送风机213与比较例的室内机310的负载侧送风机313相比，最大转速变低。

若参照在实施方式1中说明过的式(1)，则由于右边第1项包括转速N，所以若感应电压常量Ke变大，则最大转速变低。与此相对，若如本实施方式2那样是最大转速低的负载侧送风机213，则该缺点的影响小。通过增大室内机210的壳体以及风扇的直径，使得空调机200整体能够实现电力效率的提高。另外，通过负载侧送风机213旋转，即便存在2个以上的物体相互摩擦的滑动部，送风机的转速低的一方在滑动部产生的噪声也变小。其结果是，还具有与风量的大小成比例地产生的噪声变小这一优点。

另外，空调机一般以与最大转速独立地设定有额定运转的转速。额定运转存在转速在制热运转、制冷运转以及除湿运转的各运转模式下不同的情况。例如，针对制热运转、制冷运转以及除湿运转这些运转模式的各自设定不同的转速。由于温度与空气密度成比例，所以即便送风机的转速相同，也存在转矩相对于送风机的转速不同的情况。在这样的情况下，需要与所需的转矩对应地以不同的占空比Dr控制送风机的电动机的逆变器。特别是在室外机的情况下，由于制热运转时的外部空气温度与制冷运转时的外部空气温度的温度差大，所以所需的转矩之差显著。额定运转的效率影响在市场使用空调机时的电力效率，其结果是，还大幅度影响电费。

近年来，由于空调机增大风扇的直径而使空气动力效率提高，所以存在送风机成为低旋转且高转矩的运转的趋势。在本实施方式2中，通过将在实施方式1中说明过的电动机1应用于送风机马达，能够实现减少风扇的负载、使电力消耗效率提高的空调机。

另外，若如送风机马达那样载波频率高且流动至绕组的电流小的马达的逆变器的开关元件使用SJ－MOSFET，则开关损耗变大，无法实现电路整体的电力损耗的减少。与此相对，在本实施方式2中，即便风扇马达的驱动源使用电动机1，也如上所述，与平面MOSFET相比，能够减少电路整体的电力损耗。

此外，在本实施方式2中，在电动机1被搭载于空调机200的情况下进行了说明，但搭载电动机1的装置并不局限于空调机200。电动机1例如也可以搭载于换气扇、家电设备以及机床等其他装置。即便在这些装置搭载电动机1，也能够获得与本实施方式2同样的效果。

附图标记说明：

1…电动机；10…模制定子；11、11a…内置基板；12…模制树脂；13…导线；14…导线引入部；20…定子；21…定子铁心；22…绕组；22u…U相绕组；22v…V相绕组；22w…W相绕组；23…绝缘子；30…转子；31…旋转轴；33…输出侧轴承；34…反输出侧轴承；35…贯通孔；36…切口部；40…转子磁铁；50…磁传感器；51…传感器部；52…放大部；53…放大器；54…晶体管；55…电阻元件；56…输出端子；60…托架；61…压入部；70…控制器；71…过电流检测电阻；79…模块；80…功率IC；81…逆变器；82…栅极驱动电路；83…保护电路；84d～86d…回流二极管；84t～86t…上臂开关；94d～96d…回流二极管；94t～96t…下臂开关；120…SJ－MOSFET；121…栅极电极；122…漏极电极；123…源极电极；124…p扩散层；125…n－半导体基板；126…n+扩散层；127…氧化膜；130…平面MOSFET；131…p扩散层；200…空调机；210…室内机；211…膨胀装置；212…负载侧热交换器；213…负载侧送风机；214…电动机；215…控制装置；220…室外机；221…压缩机；222…热源侧热交换器；223…热源侧送风机；224…电动机；226…四通阀；230…吹出口；250…制冷剂回路；251…制冷剂配管；300…墙；310…室内机；312…负载侧热交换器；313…负载侧送风机；330…吹出口。

Claims (9)

1.一种电动机，其特征在于，具有：

转子，被插入有旋转轴；

定子，设置于所述转子的外周，并具备3相的绕组；

逆变器，包括与所述3相对应的3组上臂开关以及下臂开关和与所述3组上臂开关以及下臂开关的各开关并联连接的回流二极管；以及

控制器，以一定的载波频率通过非互补开关控制来对所述3组上臂开关以及下臂开关进行脉冲宽度调制，

所述3组上臂开关以及下臂开关的各开关是超级结场效应晶体管，

所述控制器以比所述上臂开关以及所述下臂开关通过互补开关控制进行动作的情况下的所述上臂开关的接通时间长的接通时间的占空比来进行所述脉冲宽度调制。

2.根据权利要求1所述的电动机，其特征在于，

在将所述上臂开关以及所述下臂开关通过所述互补开关控制进行动作的情况下的开关损耗设为Plsw、将所述回流二极管的稳定损耗设为Pd、将所述下臂开关的稳定损耗设为Pi时，

所述控制器以满足Plsw＞Pd－Pi的条件的占空比来进行所述脉冲宽度调制。

3.根据权利要求2所述的电动机，其特征在于，

在将所述回流二极管的稳定损耗电力设为wd、将所述下臂开关的稳定损耗电力设为wi、将相对于所述载波频率的周期的所述互补开关控制的所述上臂开关的断开时间设为toff、将在所述互补开关控制中从所述上臂开关断开起至所述下臂开关接通为止的空载时间设为td时，

所述回流二极管的稳定损耗为Pd＝wd×(toff－td)，

所述下臂开关的稳定损耗为Pi＝wi×(toff－td)。

4.根据权利要求2所述的电动机，其特征在于，

满足所述条件的所述占空比与因所述转子的旋转而在所述绕组产生的感应电压的系数亦即感应电压常量成比例。

5.根据权利要求3所述的电动机，其特征在于，

满足所述条件的所述占空比与因所述转子的旋转而在所述绕组产生的感应电压的系数亦即感应电压常量成比例。

6.根据权利要求4所述的电动机，其特征在于，

所述绕组具有成为所述感应电压常量的绕组匝数。

7.根据权利要求5所述的电动机，其特征在于，

所述绕组具有成为所述感应电压常量的绕组匝数。

8.根据权利要求1～7中任一项所述的电动机，其特征在于，

所述控制器以可听频率以上的所述载波频率进行所述脉冲宽度调制。

9.一种空调机，其特征在于，具有：

室内机，包括负载侧送风机；

室外机，包括热源侧送风机；以及

权利要求1～8中任一项所述的电动机，被设置为所述负载侧送风机以及所述热源侧送风机中的至少一方的驱动源。