WO2020084970A1

WO2020084970A1 - モータ制御装置及び空調機

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Publication number: WO2020084970A1
Application number: PCT/JP2019/036768
Authority: WO
Inventors: 佐理前川; 武至柴山; 正樹金森; 直仁神谷; 圭一石田
Original assignee: 株式会社東芝; 東芝キヤリア株式会社
Priority date: 2018-10-22
Filing date: 2019-09-19
Publication date: 2020-04-30

Abstract

実施形態のモータ制御装置は、単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、このバレーフィル回路を介して供給される電圧によりモータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路への通電指令を生成するため、前記モータに印加する電圧の振幅又は位相を、前記単相交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御する同期制御部とを備える。

Description

モータ制御装置及び空調機

　本発明の実施形態は、モータを駆動するインバータ回路を備えてなる制御装置及び空調機に関する。

　例えば永久磁石同期モータ等の交流モータを駆動するためには、電力変換器であるインバータを用いて直流電源を３相交流電力に変換する必要がある。そして、インバータを用いるシステムには、商用交流電源から直流電力を得るための電源装置が搭載されている。

　交流から直流を得る電源装置を構成する回路としては、例えばダイオード整流回路や力率改善回路，所謂ＰＦＣ等が一般的に知られている。ダイオード整流回路は、交流電圧を整流し直流電圧へ変換する。ダイオード整流器で整流された電圧は、交流電圧と同様に振幅が大きく変動するため、平滑コンデンサを接続して電圧を平滑する。

　しかしながら、上記の構成では、整流器は平滑コンデンサよりも交流電圧が大きい場合にのみダイオードが導通するため、交流電源から整流器に流れ込む電流の波形は、交流電圧のピーク付近だけ振幅を持つことになり力率が悪化する。そこで、ＰＦＣ回路をダイオード整流回路と平滑コンデンサの間に接続して力率を改善する。このようにして得られた直流電源をインバータに供給し、３相交流電流を制御してモータを駆動する。特許文献１は、ダイオード整流器を用いた際に力率の改善を図る、別の技術の一例を示している。

　ところが、ＰＦＣ回路を適用すると、リアクトル等の磁性部品により回路が大型化する問題がある。これに対し、例えば非特許文献１に示すように、直流部の平滑用電解コンデンサに替えて、小容量のフィルムコンデンサを用いた電解コンデンサレスインバータと称される方式が提案されている。この方式では、直流部の電圧が系統交流電圧の２倍周波数で変動することから、モータの出力を上記２倍周波数で変動させる制御を適用してダイオードブリッジの導通角を改善し、電流波形を正弦波に近付けて力率を改善している。

特開２００２－５１５８９号公報

平成１２年電気学会全国大会論文集Ｖｏｌ．４，ｐ１５９１，長岡技術科学大学　高橋　勲，「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」

　非特許文献１の回路構成では、大型の電解コンデンサやＰＦＣ回路に必要であったリアクトル無しで力率を改善できる。しかしながら、モータの出力制御が難しいため、例えばＩＥＣ６１０００－３－２等の規格を満たすような実用的なレベルでの力率改善，すなわち電流高調波を低減することが難しいという問題がある。
　そこで、大型の回路部品を用いることなく、実用的なレベルで力率を改善できるモータ制御装置及び空調機を提供する。

　実施形態のモータ制御装置は、単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、
　このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、
　このバレーフィル回路を介して供給される電圧によりモータを駆動するインバータ回路と、
　このインバータ回路への通電指令を生成するため、前記モータに印加する電圧の振幅又は位相を、前記単相交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御する同期制御部とを備える。

図１は、第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。図２は、弱め界磁制御部の構成を示す図である。図３は、バレーフィル回路の基本動作を説明する図（その１）である。図４は、バレーフィル回路の基本動作を説明する図（その２）である。図５は、バレーフィル回路の基本動作を説明する電圧波形図である。図６は、交流電圧Ｖ_ACの波形を示す図である。図７は、電解コンデンサのみを用いた場合の電源電流Ｉ_ACの波形を示す図である。図８は、バレーフィル回路を設けた場合の電源電流Ｉ_ACの波形を示す図である。図９は、低速運転時の電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を示す図である。図１０は、中速運転時の電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を示す図である。図１１は、高速運転時の電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を示す図である。図１２は、図１１に相当する電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を、より広い時間範囲で示す図である。図１３は、図１０に相当する電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を、より広い時間範囲で示す図である。図１４は、図９に相当する電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を、より広い時間範囲で示す図である。図１５は、交流電源の電流を高速フーリエ変換した結果を示す図である。図１６は、第２実施形態であり、モータ駆動制御装置を空気調和機の圧縮機モータに適用した場合を示す図である。図１７は、第３実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。

　　（第１実施形態）
　以下、第１実施形態について、図１から図１５を参照しながら説明する。図１は、本実施形態のモータ制御装置の構成を示す。モータ１は、３相の永久磁石同期モータや誘導モータなどであるが、本実施形態では永久磁石同期モータとする。単相の交流電源２は、装置全体に交流電力を供給するもので、１００Ｖ又は２００Ｖ系である。ダイオードブリッジ回路３は、交流電源２に接続されて両極性の交流を整流し、単極性の直流に変換する。

　ダイオードブリッジ回路３の正極側端子，負極側端子にそれぞれ接続される正側電源線４ｐ，負側電源線４ｎ間には、バレーフィル回路５が接続されている。負側電源線４ｎと正側電源線４ｐとの間には、順方向の第１ダイオードＤ１及び第１コンデンサＣ１からなる第１直列回路６と、第２コンデンサＣ２及び順方向の第２ダイオードＤ２からなる第２直列回路７とが接続されている。第１直列回路６，第２直列回路７それぞれの共通接続点間には、抵抗Ｒ１及び順方向の第３ダイオードＤ３からなる第３直列回路８が接続されている。以上がバレーフィル回路５を構成している。尚、コンデンサＣ１及びＣ２は、何れも電解コンデンサである。バレーフィル回路５は、直流部の平滑コンデンサである第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２の充電量を調整することで、ダイオードブリッジ回路３の導通角を調整し力率を改善する。

　バレーフィル回路５の後段には、インバータ回路１０が接続されている。インバータ回路１０は、スイッチング素子である例えば６個のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を３相ブリッジ接続して構成されている。インバータ回路１０の各相出力端子は、モータ１の各相巻線の一端に接続されている。

　電流検出器１２は例えばシャント抵抗であり、バレーフィル回路５とインバータ回路１０との間における負側電源線４ｎに挿入されている。尚、この構成に替えて、電流検出器をインバータ回路１０の各相出力端子部に配置したり、インバータ回路１０の下アーム側にそれぞれシャント抵抗を配置しても良い。電流検出器１２は、検出した電流を電圧信号に変換して制御部２１に出力する。電圧検出器１３は、交流電源２の交流電圧を検出して制御部２１に出力する。位置センサ１４は、モータ１のロータ回転位置を検出し、位置信号を制御部２１に出力する。

　制御部２１の電流検出・座標変換部２２は、電流検出器１２により検出された電流から３相電流を抽出し、それらを更に、ベクトル制御に用いるｄ，ｑ軸座標の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。速度・位置検出部２３は、位置センサ１４により与えられる位置信号からモータ速度ωと回転位置θとを検出する。または、位置センサ１４を用いることなく、モータ１の電圧・電流から位置及び速度を推定する構成を採用しても良い。フィルタ２４は、速度・位置検出部２３により検出されたモータ速度ωから、交流電源周波数の２倍周波数成分を除去するローパスフィルタである。

　速度制御部２５は、外部より入力される速度指令ω_Ｒefと、フィルタ２４から入力される速度ω_LPFとの差を例えばＰＩ演算することでｑ軸電流指令振幅Ｉ_qＲｅｆを生成する。ｑ軸電流指令振幅Ｉ_qＲｅｆは、ｑ軸電流制御パラメータに相当する。電源位相検出部２６は、電圧検出器１３により入力される交流電圧Ｖ_ａｃから交流電源位相θ_ＡＣを検出する。

　出力電圧演算部２７は、電流・電圧制御部２８より入力されるｄｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑよりインバータ出力電圧Ｖ_ｄｑを（１）式で演算してフィルタ２９に出力する。

フィルタ２９は、電圧Ｖ_ｄｑと、共に入力される例えばバレーフィル回路５の出力側で検出される直流電圧Ｖ_ＤＣとについて、交流電源周波数の２倍周波数成分を除去した電圧平均値Ｖ_{ｄｑＬＰＦ}，Ｖ_{ＤＣＬＰＦ}を出力する。弱め界磁制御部３０は、電圧平均値Ｖ_{ＤＣＬＰＦ}にインバータ出力電圧平均値Ｖ_{ｄｑＬＰＦ}が一致するように弱め界磁制御を行い、ｄ軸電流指令値Ｉ_qＲｅｆを生成する。

　図２に弱め界磁制御部３０の構成を示す。減算器３０ａ及び積分器３０ｂにより、直流電圧Ｖ_DCＬＰＦとインバータ出力電圧Ｖ_dqＬＰＦとの差分値を積分演算する。積分器３０ｂに示す「Ｋ_{ｉ＿ＡＦＲ}」は積分ゲインである。また、ｄ軸電流Ｉｄは、極性が正を示す期間は流す必要が無いので、リミッタ３０ｃにおいて最大値をゼロとするように制限している。また，速度フィードバック値に用いられる前述のフィルタ２４は、モータ出力が電源周波数の影響で変動するのに伴い速度も変動するので、この影響をｑ軸電流指令値Ｉ_ｑＲｅｆに反映させないように、電源周波数の２倍周波数を除去している。

　電流・電圧制御部２８は、入力される電源位相θ_ＡＣ，ｄｑ軸電流指令Ｉ_ｄＲｅｆ，Ｉ_ｑＲｅｆ，ｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑから、ｄｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑを演算して出力する。その演算の詳細については後述する。変調制御部３１は，ｄｑ軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄを、３相のスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ－,Ｖ＋．Ｖ－,Ｗ＋,Ｗ－に変換し，インバータ回路１０を構成する各ＦＥＴ１１へのゲート信号として出力する。速度制御部２５，電源位相検出部２６，電流・電圧制御部２８及び後述する係数演算部３５は、同期制御部３８を構成している。

　次に、本実施形態の作用について説明する。先ず、バレーフィル回路５の基本動作について図３から図５を参照しながら説明する。図３に示すように、交流電圧Ｖ_ACが正又は負に大きい時には、電圧Ｖ_ACにより第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２を充電するモードとなる。このとき，第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２はオフし、第３ダイオードＤ３がオンしている。また、同時に負荷であるモータ１側にも電力が供給されている。このとき、直流電圧は交流電圧Ｖ_ACを整流した値と同じ大きさとなる。

　第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２は、第３ダイオードＤ３を介して直列に接続された状態で充電されるため、各コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｖc1,Ｖc2は、（２）式及び図５に示すように電源電圧Ｖ_ACの実効値Ｖ_ACrmsの（√２）／２倍となる。この期間を第１の期間と称する。

　次に、交流電圧Ｖ_ACの大きさが小さくなり、第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２の充電電圧である（１）式の電圧を下回るとダイオードブリッジ回路３がオフし、更にバレーフィル回路５の第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２がオン，第３ダイオードＤ３がオフする。この結果，第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２に充電された電圧Ｖc1,Ｖc2が、図４に示すように負荷側に供給される。この期間を第２の期間と称する。この結果、直流電圧Ｖ_DCは、図５に示すように、充電されたコンデンサ電圧Ｖc1,Ｖc2に等しい一定の値となる。

　第１の期間中は、交流電源２からダイオードブリッジ回路３を介して負荷に電力が供給されるので、仮に負荷が交流電源２と同期した交流負荷であるとすれば、交流電源２の力率が高くなる。また、この期間中に同時に発生するコンデンサＣ１及びＣ２への充電電流は、力率を低下させる要因となるが、第３ダイオードＤ３に直列に接続された抵抗Ｒ１により充電電流を制限することで力率の低下を抑制できる。

　第２の期間中は、充電したコンデンサＣ１及びＣ２から負荷へ電力を供給するので、ダイオードブリッジ回路３は導通せず電源電流がゼロとなり、力率もゼロとなる。しかし、交流電源の１周期で考えると、大部分の電力はダイオードブリッジ回路３が導通している第１の期間に供給されるため、１周期に亘る力率は改善する。また、電源電圧Ｖ_ACが低下している間の負荷への電力供給も可能である。

　図６は交流電圧Ｖ_AC，の波形であり、図７は電解コンデンサのみを用いた場合の電源電流Ｉ_ACの波形である。ダイオードブリッジ回路３のダイオードが導通する僅かな期間だけ電流が流れるため、電源高調波が多く含まれ力率が低くなる。図８はバレーフィル回路５を設けた場合であり、前記ダイオードの導通角が増えたことで電源電流の高調波が低減し、力率が改善されている。

　次に、制御部２１について説明する。一般的なモータ制御では、速度指令値に基づいて電流指令値が決まり、検出したモータ電流に基づき電圧指令値を生成し、変調制御部３１でスイッチング信号を生成する。本実施形態の制御部２１によるモータ制御が通常の制御と異なるのは、電源電圧Ｖ_DCが大きく変動した際に、その変動に合わせてモータ１の出力を制御することで電源の力率を改善する点である。

　電流・電圧制御部２８では、ｑ軸電流指令値Ｉ_qＲｅｆとｑ軸電流Ｉｑとから、ｑ軸側ＰＩ制御部３２ｑにおけるＰＩ制御演算により電圧振幅Ｖ_{ａｍｐＰＩ}を演算する。また、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆとｄ軸電流Ｉｄとから、ｄ軸側ＰＩ制御部３２ｄにおけるＰＩ制御演算により電圧位相θ_ＶＰＩを演算する。更に、ｄｑ軸の干渉を防止するため、非干渉項演算部３３により（３），（４）式で非干渉項Ｖ_{ａｍｐＦＦ}，θ_ＶＦＦを求め、加算器３４ｄ，３４ｑにより電圧振幅Ｖ_{ａｍｐｐＩ}，電圧位相θ_ＶＰＩにそれぞれ加算する。

そして、加算器３４ｄの加算結果が電圧位相指令値θＶとなる

　加えて、電源位相検出部２６で得られた電源位相θ_ＡＣ■用いて、係数演算部３５及び乗算器３６が（５）式の演算を行い最終的な電圧振幅指令値Ｖ_ａｍｐを生成する。尚、係数演算部３５により演算される係数は、交流電源２の周波数の２倍値に相当する「ｓｉｎ^２θ_ＡＣ」の項を有している。

尚、（５）式中の「＋０．４５」はオフセット値であり、その値の設定については後述する。ｄｑ軸電圧演算部３７は、演算された電圧振幅指令Ｖ_ａｍｐ，電圧位相指令値θＶから、ｄｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを（６）式で求める。
　　　Ｖｄ＝－Ｖ_ａｍｐｓｉｎθ_Ｖ
　　　Ｖｑ＝Ｖ_ａｍｐｃｏｓθ_Ｖ　　　　　　…（６）
以上のようにして得られた電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを変調制御部３１に入力することで、インバータ回路５に出力する各スイッチング信号が生成される。

　本実施形態の構成では、最終的に出力される制御量が電圧振幅指令Ｖ_ａｍｐであり，その振幅の大きさを交流電源の位相θ_ＡＣに応じて変化させるので、バレーフィル回路５により変動する直流電圧Ｖ_ＤＣを、インバータ回路１０の出力電圧Ｖ_ｄｑが超過しないよう確実に制御できる。図９～図１１は、それぞれ高速運転時（高変調率時），中速運転時（中変調率時），低速運転時（低変調率時）の電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を示している。

　（５）式により電圧振幅Ｖ_ａｍｐを交流電源位相θ_ＡＣに応じて変化させているため、低変調率時は脈動成分が少なく、変調率が高くなるのに伴い脈動成分を増加させて行き、最大変調率時には、Ｖ_ＤＣ≒Ｖ_ｄｑとなるように制御されている。尚、（５）式中の「＋０．４５」は、変調率が最大となった場合にＶ_ＤＣ≒Ｖ_ｄｑとなるように調整されたオフセット値である。

　このようにして生成された電圧振幅指令Ｖ_ａｍｐに基づきインバータ回路１０のスイッチングを制御することで、モータ１の出力を正弦波状に変動させ、交流電源２に同期した動きにして力率を改善すると共に、変動する直流電圧Ｖ_ＤＣに応じたインバータ回路１０の出力電圧の制御を可能としている。

　図１２～図１４は、図１１～図９に相当する電圧Ｖ_ＤＣ，Ｖ_ｄｑの波形を、より長い時間範囲で示す図である。駆動条件の異なる状態において、インバータ出力電圧Ｖ_ｄｑが変動する直流電圧Ｖ_ＤＣ以下に収まるように制御されており、交流電源電流Ｉ_ＡＣも正弦波状となっている。図１５は最大負荷時の電源電流のＦＦＴ結果を示しており、高調波ＩＥＣ６１０００－３－２の規格内に収まっている。

　以上のように本実施形態によれば、交流電源２より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路３と、ダイオードブリッジ回路３の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路５と、バレーフィル回路５を介して供給される電圧によりモータ１を駆動するインバータ回路１０と、インバータ回路１０への通電指令を生成するため、交流電源周波数の２倍周波数に基づいてモータ１に印加する電圧の振幅を電流制御する同期制御部３８とを備える。これにより、ダイオードブリッジ回路３により整流された電圧に生じる電源周波数の影響を排除することができ、力率を改善し、高調波成分を低減できる。

　そして、バレーフィル回路５に抵抗Ｒ１を備えることで、コンデンサＣ１及びＣ２への充電電流を制限して力率の低下を抑制できる。また、電源電圧Ｖ_ＡＣのゼロクロス点近傍で発生する歪みを改善して高調波を低減できる。

　また、制御部２１は、モータ１の回転速度ωを検出する速度・位置検出部２３と、与えられた速度指令値ω_Ｒｅｆと回転速度ωとの差に基づいてｑ軸電流指令値Ｉ_qｒｅｆを生成する速度制御部２５と、インバータ出力電圧Ｖ_ｄｑと直流電源電圧Ｖ_ＤＣとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆを生成する弱め界磁制御部３０とを備える。同期制御部３８は、電圧Ｖ_ｄｑと、直流電源電圧Ｖ_ＤＣと、交流電源２の２倍周波数とに基づいて得られる電圧制御項である（５）式右辺の第２項を、ｑ軸電流指令値Ｉ_qｒｅｆとｑ軸電流Ｉｑとの差に応じて生成される電圧制御項Ｖ_{ａｍｐＰＩ}に乗じることで電圧の振幅を電流制御する。
　より具体的には、同期制御部３８は、電圧振幅指令値Ｖ_ａｍｐを、電圧振幅Ｖ_{ａｍｐＰＩ}及び非干渉制御項演算により得られる非干渉項Ｖ_{ａｍｐＦＦ}と、（５）式右辺の第２項との演算により生成する。これにより、モータ１に印加する電圧を、交流電源２に同期して制御できる。

　　（第２実施形態）
　図１６は第２実施形態であり、第１実施形態のモータ制御装置を空気調和機の圧縮機モータに適用した場合を示す。ヒートポンプシステム４１を構成する圧縮機４２は、圧縮部４３とモータ４４を同一の鉄製密閉容器４５内に収容して構成され、モータ４４のロータシャフトが圧縮部４３に連結されている。そして、圧縮機４２、四方弁４６、室内側熱交換器４７、減圧装置４８、室外側熱交換器４９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機４２は、例えばロータリ型の圧縮機であり、モータ４４は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータである。また、モータ４４はブラシレスＤＣモータである。空気調和機４０は、上記のヒートポンプシステム４１を有して構成されている。

　暖房時には、四方弁４６は実線で示す状態にあり、圧縮機４２の圧縮部４３で圧縮された高温冷媒は、四方弁４６から室内側熱交換器４７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置４８で減圧され、低温となって室外側熱交換器４９に流れ、ここで蒸発して圧縮機４２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁４６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機４２の圧縮部４３で圧縮された高温冷媒は、四方弁４６から室外側熱交換器４９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置８で減圧され、低温となって室内側熱交換器４７に流れ、ここで蒸発して圧縮機４２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器４７，４９には、それぞれファン５０，５１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器４７，４９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。そして、モータ４４を第１実施形態のモータ駆動装置によって駆動制御する。

　以上のように構成される第２実施形態によれば、空気調和機４０におけるヒートポンプシステム４１を構成する圧縮機４２のモータ４４を、実施形態のモータ駆動制御装置により駆動制御することで、空気調和機４０の運転効率を向上させることができる。

　　（第３実施形態）
　図１７に示す第３実施形態は、制御部６１の構成が第１実施形態と相違しており、フィルタ２９及び弱め界磁制御部３０は削除されている。フィルタ６２は、ｄ軸電流Ｉｄと、速度制御部２５より出力されるｑ軸電流指令値Ｉ_ｑRｅｆPIとから交流電源２の２倍周波数の成分をそれぞれ除去し、ｄ軸電流平均値Ｉ_ｄＬＰＦ，ｑ軸電流指令平均値Ｉ_{ｑＲｅｆＬＰＦ}を出力する。尚、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑRｅｆPIは、第１実施形態のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑRｅｆと同じであり、名称のみが異なる。

　電流・電圧制御部６３は、入力される直流電圧Ｖ_ＤＣ，電源位相θ_ＡＣ，ｄ軸電流平均値Ｉ_ｄＬＰＦ，ｑ軸電流指令平均値Ｉ_{ｑＲｅｆＬＰＦ}，ｑ軸電流Ｉｑとから、ｄｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑを演算して出力する。その演算の詳細については後述する。

　次に、第３実施形態の作用について説明する。第２実施形態は、モータ１が高速運転状態となった場合等、インバータ回路１０の変調率が１．０に達した場合に適用される。出力電圧振幅Ｖ_ａｍｐに替えて直流電圧Ｖ_ＤＣを用いるため、電流・電圧制御部６３は、電圧位相θｖのみを制御する。

　速度制御の結果得られるｑ軸電流指令値Ｉ_ｑRｅｆPIは、ＰＩ制御部３２ｑにおいてｑ軸電流Ｉｑと比較されてＰＩ制御等が行われ、電圧位相θ_ＶＰＩが出力される。非干渉項演算部６４は、ｄ軸電流平均値Ｉ_ｄＬＰＦ，ｑ軸電流指令平均値Ｉ_{ｑＲｅｆＬＰＦ}から、電圧位相の非干渉制御項θ_ＶＦＦを（７）式により演算する。

　更に、電圧位相θ_ＶＰＩに非干渉制御項θ_ＶＦＦを加え、電源位相検出部２６で得られた位相θ_ＡＣを用いて加算項演算部６５が演算した加算項を加算器６６で加えて（８）式の演算を行い最終的な電圧位相θｖを生成する。
　　　θｖ＝θ_ＶＰＩ＋θ_ＶＦＦ＋θ_ａｍｐｓｉｎ２（θ_ＡＣ－θ_{ｏｆｆｓｅｔ}）　　…（８）
尚、（８）式右辺第３項の「θ_ａｍｐ」は係数であり、「θ_{ｏｆｆｓｅｔ}」は第１実施形態のオフセット値「０．４５」に相当する位相制御のオフセット値である。速度制御部２５，電源位相検出部２６，電流・電圧制御部６３及び加算項演算部６５は、同期制御部６７を構成している。

　以上のように第３実施形態によれば、インバータ回路１０への通電指令を生成するため、交流電源周波数の２倍周波数に基づいてモータ１に印加する電圧の位相θｖを電流制御する同期制御部６７を備える。同期制御部６７は、出力電圧Ｖ_ｄｑと、直流電源電圧Ｖ_ＤＣと、単相交流電源の２倍周波数とに基づいて得られる位相制御項である（８）式の第３項を、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑＲｅｆとｑ軸電流Ｉｑとの差に応じて生成される位相制御項θ_ＶＰＩと、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆとｄ軸電流Ｉｄとの差に応じて生成される位相制御項θ_ＶＦＦとに加算することで、位相θｖを電流制御する。このように、電圧位相θｖを交流電源２の位相θ_ＡＣに応じて変化させるように制御するので、モータ１の出力を正弦波状に変動させて交流電源２に同期させた駆動状態とすることで力率を改善できる。

　　（その他の実施形態）
　抵抗素子Ｒ１は、必要に応じて設ければ良い。
　（５）式中のオフセット値は、「０．４５」に限ることはない。
　第２実施形態の空調機に、第３実施形態の構成を適用しても良い。
　スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限ることなく、その他ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
　空調機に限ることなく、その他の製品等に適用しても良い。

　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

Claims

　単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、
　このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、
　このバレーフィル回路を介して供給される電圧によりモータを駆動するインバータ回路と、
　このインバータ回路への通電指令を生成するため、前記モータに印加する電圧の振幅又は位相を、前記単相交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御する同期制御部とを備えるモータ制御装置。
　前記バレーフィル回路は、前記ダイオードブリッジ回路の正極側端子に一端が接続された第１コンデンサと、前記ダイオードブリッジ回路の負極側端子にアノードが接続された第１ダイオードとが直列に接続された第１直列回路と、
　前記正極側端子にカソードが接続された第２ダイオードと、前記負極側端子に一端が接続された第２コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
　前記第１コンデンサの他端と前記第２コンデンサの他端との間に接続される抵抗素子及び第３ダイオードからなる第３直列回路とを備える請求項１記載のモータ制御装置。
　前記モータに通電される電流を検出してｄ軸電流及びｑ軸電流を求める電流変換部と、
　前記モータの回転速度を検出する速度検出部と、
　与えられた速度指令値と、前記回転速度との差に基づいてｑ軸電流指令値を生成する速度制御部と、
　ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑのベクトル和である電圧Ｖ_ｄｑと、直流電源電圧Ｖ_ＤＣとに基づいてｄ軸電流指令値を生成する弱め界磁制御部とを備え、
　前記同期制御部は、前記電圧Ｖ_ｄｑと、前記直流電源電圧Ｖ_ＤＣと、前記単相交流電源の２倍周波数とに基づいて得られる電圧制御項を、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差に応じて生成される電圧制御項に乗じることで、前記電圧の振幅を電流制御する請求項１又は２記載のモータ制御装置。
　前記モータに通電される電流を検出してｄ軸電流及びｑ軸電流を求める電流変換部と、
　前記モータの回転速度を検出する速度検出部と、
　与えられた速度指令値と、前記回転速度との差に基づいてｑ軸電流指令値を生成する速度制御部とを備え、
　前記同期制御部は、前記電圧Ｖ_ｄｑと、前記直流電源電圧Ｖ_ＤＣと、前記単相交流電源の２倍周波数とに基づいて得られる位相制御項を、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との差に応じて生成される位相制御項に加算することで、前記電圧の位相を電流制御する請求項１又は２記載のモータ制御装置。
　請求項１から４の何れか一項に記載のモータ制御装置によって駆動される圧縮機用モータを備え、
　前記モータ制御装置によって圧縮機を駆動することで空調運転を行う空調機。