JP5618956B2

JP5618956B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5618956B2
Application number: JP2011203905A
Authority: JP
Inventors: 拓志地道; 東　聖; 聖東; 利孝中村
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2011-09-19
Filing date: 2011-09-19
Publication date: 2014-11-05
Anticipated expiration: 2031-09-19
Also published as: JP2013066312A

Description

本発明は、交流電力を他の交流電力に変換する電力変換装置に関するもので、例えば、モータを駆動制御する場合等に用いられる。

交流電力を他の交流電力に変換する電力変換装置として、例えば、図２０に示すような回路構成のものがある。その出力端子に接続されたモータへの高圧の出力電圧を得る目的で、交流端子が直列に接続された複数台の単相変換器を有する。これら複数台の単相変換器に電力を供給する目的で、複数の巻線を有する変圧器と複数台のダイオード整流器によって、互いに絶縁された複数の直流電源を生成し、前記単相変換器の直流部に各々接続される。また、入力側の高調波電流を抑制する目的で、前記変圧器は、互いに位相をずらした複数の巻線を備えた構造になっている（例えば、特許文献１）。

図２１は、交流電力を他の交流電力に変換する電力変換装置の別の例である。高圧の出力電圧を得る目的で交流端子が直列に接続された複数台の単相変換器（第４の交直変換器）を有する点は、特許文献１と同様であるが、第１の交直変換器と第２の交直変換器と高周波変圧器と第３の交直変換器とによって、第４の交直変換器に電力を供給する点が異なる。第２の交直変換器と第３の交直変換器は、高周波変圧器の１次側および２次側に印加する高周波の電圧を各々制御することで、第４の交直変換器に供給する電力を制御する。入力側の電流は、交流端子が直列に接続された第１の交直変換器によって制御され、その高調波電流は抑制される（例えば、特許文献２）。

米国特許第５，６２５，５４５号公報（図１）特開２００５−７３３６２号公報（図２）

背景技術においては、入力側の回路電圧と出力側の回路電圧との間の電圧変換を担う複数の巻線を有する変圧器や高周波変圧器、更にはこの高周波変圧器に接続する追加の交直変換器を必要とし、その分装置が大型化するとともに発生損失も増大して効率が低下するという問題があった。

この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、入力側の回路電圧と出力側の回路電圧との間で電圧変換を行う変圧器を必要とすることなく、小型・軽量・低コスト・高効率の電力変換装置を得ることを目的とする。

交流の入力端子と交流の出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
互いに直列にして前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、スイッチング素子と直流キャパシタとを有し単相交流間の電力変換を行う単相変換器をそれぞれ各相毎に備えてなる第１および第２の変換器群、前記入力端子と前記出力端子との間に接続されたリアクトルとキャパシタとのＬＣ直列体、および前記第１の変換器群により前記入力端子からの入力電力を制御する入力制御手段と前記第２の変換器群により前記出力端子への出力電力を制御する出力制御手段と前記ＬＣ直列体を介して前記第１の変換器群と前記第２の変換器群との電力を平衡バランスさせる変換器群間バランス制御手段とを有する変換器制御手段を備えたものである。

以上のように、この発明に係る電力変換装置は、ＬＣ直列体と変換器群間バランス制御手段の作用により、実質的に従来の変圧器の機能を担う構成としたので、変圧器が不要となり、小型・軽量・低コスト・高効率の電力変換装置を実現することができる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路構成の一例を示す回路図である。本発明の実施の形態１における単相変換器の主回路構成の一例を示す回路図である。本発明の実施の形態１における電力変換装置をモータ駆動装置として適用する場合の主回路および制御手段の構成の一例を示す回路図である。本発明の実施の形態１における第１の変換器群の制御の一部である入力制御手段の原理を説明する回路図である。本発明の実施の形態１における第２の変換器群の制御の一部である出力制御手段の原理を説明する回路図である。本発明の実施の形態１における第１の変換器群と第２の変換器群との間の電力を平衡バランスさせる変換器群間バランス制御手段の原理を説明する回路図である。本発明の実施の形態１における第１の変換器群と第２の変換器群との間の電力を平衡バランスさせる制御の一例を示すブロック図である。本発明の実施の形態１におけるＬＣ直列体におけるインピーダンスおよび位相の周波数特性の一例を示すグラフである。本発明の実施の形態１における各変換器直列体の相間の電力バランス制御を行う相間バランス制御手段の原理を説明する回路図である。本発明の実施の形態１における第１の変換器群内の各変換器直列体の相間の電力バランス制御の一例を示すブロック図である。本発明の実施の形態１における各変換器直列体の相間の電力バランス制御の原理を説明するフェーザ図である。本発明の実施の形態１における第２の変換器群内の各変換器直列体の相間の電力バランス制御の一例を示すブロック図である。本発明の実施の形態１における第１の変換器群内の単相変換器の間の電力バランス制御を行う直列間バランス制御手段の一例を示すブロック図である。本発明の実施の形態１における第２の変換器群内の単相変換器の間の電力バランス制御を行う直列間バランス制御手段の一例を示すブロック図である。本発明の実施の形態２における電力変換装置の一例を示す回路図である。本発明の実施の形態２における第３の変換器群の主回路構成の一例を示す回路図である。本発明の実施の形態２における第１の変換器群内の単相変換器および第３の変換器群内の三相変換器の間の電力バランス制御を行う直列間バランス制御手段の一例を示すブロック図である。本発明の実施の形態２における第２の変換器群内の単相変換器および第３の変換器群内の三相変換器の間の電力バランス制御を行う直列間バランス制御手段の一例を示すブロック図である。本発明の実施の形態３におけるＬＣ直列体の主回路構成の一例を示す回路図である。特許文献１における主回路構成を示す回路図である。特許文献２における主回路構成を示す回路図である。

実施の形態１．
図１に、本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路構成の一例を示す。全体は、第１の変換器群１０１と、第２の変換器群１０２、およびリアクトルとキャパシタとのＬＣ直列体２０１によって構成される。
第１の変換器群１０１は、ｒ、ｓ、ｔ相の各相において、複数の単相変換器１０ａ、１０ｂ、・・・、１０ｎのそれぞれの交流端子が直列に接続された変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔによって構成されており、同様に、第２の変換器群１０２も、ｕ、ｖ、ｗ相の各相において、複数の単相変換器２０ａ、２０ｂ、・・・、２０ｍのそれぞれの交流端子が直列に接続された変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗによって構成される。なお、変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔと、変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗにおいて、直列に接続される単相変換器の台数は必ずしも同じでなくてもよい。

変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔの一方の交流端子は、電力変換装置の入力端子ｒ、ｓ、ｔにそれぞれ接続され、変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの一方の交流端子は、電力変換装置の出力端子ｕ、ｖ、ｗにそれぞれ接続されている。変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔ、および、変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの他方の交流端子は一括して互いに接続されている。ＬＣ直列体２０１の一方の端子は入力端子ｒ、ｓ、ｔにそれぞれ接続され、ＬＣ直列体２０１の他方の端子は出力端子ｕ、ｖ、ｗにそれぞれ接続される。

入力端子ｒ、ｓ、ｔに流れる電流をＩｓｒ、Ｉｓｓ、Ｉｓｔ、出力端子ｕ、ｖ、ｗに流れる電流をＩｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗ、ＬＣ直列体２０１に流れる電流をＩｃｒ、Ｉｃｓ、Ｉｃｔ、各相の変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔ、１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗに流れる電流をＩｒ、Ｉｓ、Ｉｔ、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとし、必要とする電流情報が得られるよう、それらのいずれか、もしくは全てを検出する電流センサ（図示省略）を接続する。

図２は、単相変換器１０ａ、１０ｂ、・・・、１０ｎ、および、２０ａ、２０ｂ、・・・、２０ｍの主回路構成の一例を示しており、スイッチング素子Ｓと環流ダイオードＤ、および直流キャパシタＣによって構成される。図２では、フルブリッジの単相変換器を図示しているが、交流出力が可能な単相変換器であれば他の主回路構成のものでもよい。

ｒ相の単相変換器１０ａ、１０ｂ、・・・、１０ｎの直流キャパシタ電圧をＶｄｃｒａ、Ｖｄｃｒｂ、・・・、Ｖｄｃｒｎ、ｓ相の単相変換器１０ａ、１０ｂ、・・・、１０ｎの直流キャパシタ電圧をＶｄｃｓａ、Ｖｄｃｓｂ、・・・、Ｖｄｃｓｎ、ｔ相の単相変換器１０ａ、１０ｂ、・・・、１０ｎの直流キャパシタ電圧をＶｄｃｔａ、Ｖｄｃｔｂ、・・・、Ｖｄｃｔｎとし、必要とする電圧情報が得られるよう、それらのいずれか、もしくは全てを検出する電圧センサ（図示省略）を接続する。

また、ｕ相の単相変換器２０ａ、２０ｂ、・・・、２０ｍの直流キャパシタ電圧をＶｄｃｕａ、Ｖｄｃｕｂ、・・・、Ｖｄｃｕｍ、ｖ相の単相変換器２０ａ、２０ｂ、・・・、２０ｍの直流キャパシタ電圧をＶｄｃｖａ、Ｖｄｃｖｂ、・・・、Ｖｄｃｖｍ、ｗ相の単相変換器２０ａ、２０ｂ、・・・、２０ｍの直流キャパシタ電圧をＶｄｃｗａ、Ｖｄｃｗｂ、・・・、Ｖｄｃｗｍとし、必要とする電圧情報が得られるよう、それらのいずれか、もしくは全てを検出する電圧センサ(図示省略）を接続する。

なお、後段で説明する各制御を行うには、すべての直流キャパシタ電圧の情報が必要となり、原則としてそのすべてに電圧センサを設置することが必要となるが、電流情報と交流電圧指令値とから電力を推定しこの推定電力を用いて直流キャパシタの直流電圧を導出することで一部電圧センサの設置を節減することは可能である。

本発明の電力変換装置は、入力端子ｒ、ｓ、ｔや出力端子ｕ、ｖ、ｗに接続される機器を制御、もしくは入力端子ｒ、ｓ、ｔや出力端子ｕ、ｖ、ｗの電圧や電流を制御しながら、前記全ての直流キャパシタ電圧を同時に制御することが重要となる。以下では、図３に示すように、入力端子ｒ、ｓ、ｔに三相の系統電源３０１、出力端子ｕ、ｖ、ｗにモータ５０１を接続する場合、すなわちモータ駆動装置として本発明の電力変換装置を適用する場合を想定してその回路動作について説明する。

図３において、電力変換装置の制御を担う変換器制御手段１５０は、第１の変換器群１０１の各単相変換器１０ａ等のスイッチング素子Ｓをオンオフ駆動することにより入力端子ｒ、ｓ、ｔからの入力電力を制御する入力制御手段１５１、第２の変換器群１０２の各単相変換器２０ａ等のスイッチング素子Ｓをオンオフ駆動することにより出力端子ｕ、ｖ、ｗへの出力電力を制御する出力制御手段１５２、両変換器群１０１、１０２の各単相変換器１０ａ、２０ａ等のスイッチング素子Ｓをオンオフ駆動することにより、ＬＣ直列体２０１を介して第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２との電力を平衡バランスさせる変換器群間バランス制御手段１５３、両変換器群１０１、１０２の各単相変換器１０ａ、２０ａ等のスイッチング素子Ｓをオンオフ駆動することにより、両変換器群１０１、１０２のそれぞれにおいて、各相の変換器直列体１１０ｒ、１２０ｕ等の電力を平衡バランスさせる相間バランス制御手段１５４、および両変換器群１０１、１０２の各単相変換器１０ａ、２０ａ等のスイッチング素子Ｓをオンオフ駆動することにより、変換器直列体１１０ｒ、１２０ｕ等を構成する各単相変換器の電力を平衡バランスさせる直列間バランス制御手段１５５を備えている。
なお、これら各制御手段の機能については、後段の各制御の動作において詳細に説明する。

なお、図３は回路動作を説明するにあたっての、本発明の実施の形態１における適用例の一つであり、適用用途に応じて、入力端子ｒ、ｓ、ｔに三相の系統電源以外の交流機器、出力端子ｕ、ｖ、ｗにモータ以外の交流機器を接続してもよい。さらに、入力端子ｒ、ｓ、ｔや、出力端子ｕ、ｖ、ｗを電源や負荷機器などと接続する場合は、リアクトルや、リアクトルとキャパシタを組み合わせたフィルタを介して接続してもよく、図３では、入力端子ｒ、ｓ、ｔにリアクトル４０１を接続している。

図３において、例えば、三相の系統電源３０１の線間電圧実効値が６，６００Ｖで周波数が６０Ｈｚ、モータ５０１の定格線間電圧実効値が６，６００Ｖで定格周波数が６０Ｈｚの場合、単相変換器に使用する素子を１，７００Ｖ耐圧のＩＧＢＴとし、直流キャパシタ電圧の直流電圧指令値を１，０００Ｖと仮定し、ｒ、ｓ、ｔ相、および、ｕ、ｖ、ｗ相の変換器直列体に使用する単相変換器の直列数を１０と設定することができる。

次に、各単相変換器の出力電圧指令値の決定方法について説明する。先ず、第１の変換器群１０１を構成する各単相変換器に与える出力電圧指令値は、（１）式の通りとなる。

ここで、Ｖｒｘ＊は、ｒ相の変換器直列体１１０ｒの各単相変換器の出力電圧指令値、Ｖｓｘ＊は、ｓ相の変換器直列体１１０ｓの各単相変換器の出力電圧指令値、Ｖｔｘ＊は、ｔ相の変換器直列体１１０ｔの各単相変換器の出力電圧指令値である。各変数の添え字に含まれるｘは、出力電圧指令値を与える単相変換器によって変化し、単相変換器１０ａ、１０ｂ、・・・、１０ｎに対応して、ｘ＝ａ、ｂ、・・・、ｎとなる。例をあげると、ｒ相の変換器直列体１１０ｒの単相変換器１０ａの出力電圧指令値はＶｒａ＊のようになる。また、（１）式において、ｎは、変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔの単相変換器の直列数を表しており、ここでの設計例ではｎ＝１０である。

（１）式右辺第１項のＫｒｘ、Ｋｓｘ、Ｋｔｘは、詳しくは後述するが、直列間バランス制御手段１５５が制御対象とするもので、変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔの内部で単相変換器間の電力バランスを制御する変数であり、（２）式の関係がある。

同じく、（１）式右辺第１項のＶｒ＊は、詳しくは後述するが、入力制御手段１５１が制御対象とするものである。
また、（１）式右辺第２項のＶ０ｈ１＊は、詳しくは後述するが、変換器群間バランス制御手段１５３が制御対象とするもので、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２との間の電力の平衡バランスを制御する変数であり、同右辺第３項のＶ０ｂ１＊は、詳しくは後述するが、相間バランス制御手段１５４が制御対象とするもので、ｒ、ｓ、ｔ相の変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔの相間の電力バランスを制御する変数である。
ここで、同第２項および第３項は、ｒ、ｓ、ｔ相の出力電圧指令値に共通して加算される零相電圧であるので、これらの電圧成分は入力端子ｒ、ｓ、ｔの端子間には現れず、入力端子ｒ、ｓ、ｔの端子間に現れる電圧は、Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊の線間電圧に相当する電圧となる。

次に、第２の変換器群１０２を構成する各単相変換器に与える出力電圧指令値は、（３）式の通りとなる。

ここで、Ｖｕｙ＊は、ｕ相の変換器直列体１２０ｕの各単相変換器の出力電圧指令値、Ｖｖｙ＊は、ｖ相の変換器直列体１２０ｖの各単相変換器の出力電圧指令値、Ｖｗｙ＊は、ｗ相の変換器直列体１２０ｗの各単相変換器の出力電圧指令値である。各変数の添え字に含まれるｙは、出力電圧指令値を与える単相変換器によって変化し、単相変換器２０ａ、２０ｂ、・・・、２０ｍに対応して、ｙ＝ａ、ｂ、・・・、ｍとなる。例をあげると、ｕ相の変換器直列体１２０ｕの単相変換器２０ａの出力電圧指令値はＶｕａ＊のようになる。また、（３）式において、ｍは、変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの単相変換器の直列数を表しており、前記の設計例ではｍ＝１０である。

（３）式右辺第１項のＫｕｙ、Ｋｖｙ、Ｋｗｙは、第１の変換器群１０１の場合と同様、直列間バランス制御手段１５５が制御対象とするもので、変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの内部で単相変換器間の電力バランスを制御する変数であり、（４）式の関係がある。

同じく、（３）式右辺第１項のＶｕ＊は、詳しくは後述するが、出力制御手段１５２が制御対象とするものである。
また、（３）式右辺第２項のＶ０ｈ２＊は、第１の変換器群１０１の場合と同様、変換器群間バランス制御手段１５３が制御対象とするもので、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２の間の電力の平衡バランスを制御する変数であり、同右辺第３項のＶ０ｂ２＊は、第１の変換器群１０１の場合と同様、相間バランス制御手段１５４が制御対象とするもので、ｕ、ｖ、ｗ相の変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの相間の電力バランスを制御する変数である。
ここで、同第２項および第３項は、ｕ、ｖ、ｗ相の出力電圧指令値に共通して加算される零相電圧であるので、これらの電圧成分は出力端子ｕ、ｖ、ｗの端子間には現れず、出力端子ｕ、ｖ、ｗの端子間に現れる電圧は、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の線間電圧に相当する電圧となる。

次に、（１）式および（３）式の各変数の決定方法について説明する。第１の変換器群１０１の主な役割の一つは、系統電源３０１から所望の電力を入力するという入力制御手段１５１が担う機能であり、入力する電力を制御する変数が（１）式の右辺第１項のＶｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊である。前述の通り、入力端子ｒ、ｓ、ｔの端子間に現れる電圧は、Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊の線間電圧に相当する電圧であるので、Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊は、図４に示す一般的な三相の電力変換装置を制御する過程で計算される各相の電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊と同様に導出することができる。

公知技術を用いれば、系統電源３０１から電力変換装置に入力される入力電力Ｐを制御することが可能である。ここで所望の入力電力Ｐの指令値Ｐ＊は、電力変換装置の全ての直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃａｖｅが直流電圧指令値（前述の設計例では１，０００Ｖ）と等しくなるように決定しても良いし、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２の間の電力バランス制御が機能することを見越して、第１の変換器群１０１内の全直流キャパシタ電圧平均値Ｖｄｃ１ａｖｅが直流電圧指令値（前述の設計例では１，０００Ｖ）と等しくなるように決定してもよい。

一方、第２の変換器群１０２の主な役割の一つは、モータ５０１を駆動するという出力制御手段１５２が担う機能であり、それを制御する変数が（３）式の右辺第１項のＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊である。前述の通り、出力端子ｕ、ｖ、ｗの端子間に現れる電圧は、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の線間電圧に相当する電圧であるので、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、図５に示す一般的な三相の電力変換装置を制御する過程で計算される各相の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と同様に導出することができ、公知な制御例である、Ｖ／ｆ一定制御やベクトル制御、ダイレクトトルク制御などを適用できる。

次に、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２の間の電力バランス制御、即ち、変換器群間バランス制御手段１５３の制御機能について説明する。前記で説明した、（１）式および（３）式の右辺第１項のＶｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊や、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のみを用いて制御を行うと、第１の変換器群１０１は系統電源３０１から電力を入力し続け、第２の変換器群１０２はモータ５０１を駆動、すなわち電力をモータ５０１へ出力し続けるので、第１の変換器群１０１内の直流キャパシタ電圧は上昇し続け、第２の変換器群１０２内の直流キャパシタ電圧は低下し続ける。これは、モータの制御が不可能になること以外に、半導体素子や直流キャパシタの過電圧破壊にもつながるため、第１の変換器群１０１から第２の変換器群１０２へ電力を送る制御（第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２の間の電力平衡バランス制御）が必要である。その制御を行う変数が、（１）式の右辺第２項のＶ０ｈ１＊と、（３）式の右辺第２項のＶ０ｈ２＊である。

Ｖ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊は、共に零相電圧（第１の零相電圧）として与えられるため、図６に示すような零相等価回路で説明することができる。図７は、Ｖ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊を算出するブロック図の一例を示している。ここでは、例として、６０Ｈｚの１８次周波数である１，０８０Ｈｚで、実効値がＶ１８の正弦波電圧を用意し、それをＶ０ｈ１＊とする。
そして、Ｖ０ｈ２＊は、第１の変換器群１０１の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ａｖｅと、第２の変換器群１０２の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ２ａｖｅとの偏差を計算し、それを制御器Ｇｈ（ｓ）に与えて、位相θを計算する。その位相θをＶ０ｈ１＊から遅らせた電圧をＶ０ｈ２＊とする。すなわち、（５）式の通りとなる。

ここで、ω１８は、１８次周波数（＝１，０８０Ｈｚ）の角周波数である。
図８は、例として、Ｌ＝３ｍＨ、Ｃ＝７．４μＦと設定したＬＣ直列体２０１のインピーダンスと位相の周波数特性を示している。この場合、ＬＣ直列体２０１の共振周波数は、１，０６８Ｈｚであり、共振周波数よりも高周波の領域ではインダクタンス成分が支配的となる。それ故に、１８次の周波数である１，０８０Ｈｚでは、インピーダンスが、０．４４Ωのインダクタンス成分となるため、図７の制御ブロックによって計算されたＶ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊によって、第１の変換器群１０１から第２の変換器群１０２に（６）式で示される電力が送電される。

Ｖ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊を適切に決定すれば、第１の変換器群１０１から第２の変換器群１０２に送電される電力Ｐ１２を制御できるので、第１の変換器群１０１内の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ａｖｅと、第２の変換器群１０２内の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ２ａｖｅとを均一にすることができる。なお、前記の説明では、Ｖ０ｈ１＊およびＶ０ｈ２＊の周波数を１，０８０Ｈｚに設定したが、系統電源３０１の周波数よりも十分に高く、かつＬＣ直列体２０１の共振周波数よりも高ければ、幾らに設定してもよい。但し、第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２が出力可能な周波数よりも低く設定する必要がある。即ち、Ｖ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊は、第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２の各スイッチング素子Ｓのスイッチング動作で作り出すものであるので、必要な高速度スイッチングが可能なスイッチング素子Ｓで構成することが要請される。

以上のように、Ｖ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊の周波数を、入力端子および出力端子に印加される交流の周波数の上限より高い周波数であって、かつ、スイッチング素子Ｓのスイッチング能力が可能な範囲で高い値に設定し、共振周波数がこのＶ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊の周波数より若干低くなるＬＣ直列体２０１を用いることで、群間バランス制御動作におけるＬＣ直列体２０１のインピーダンスが小さくなって群間でやりとりできる電力を大きくでき、しかも、同インピーダンスも誘導性（インダクタンス成分）となるので、制御動作が安定するという利点がある。

なお、図７では、Ｖ０ｈ１＊とＶ０ｈ２＊の位相差を制御する例を示したが、その零相電圧に対して、ＬＣ直列体２０１に流れる電流Ｉｃｒ、Ｉｃｓ、ＩｃｔやＬＣ直列体２０１に流れる零相電流Ｉｃ０（＝（Ｉｃｒ＋Ｉｃｓ＋Ｉｃｔ）／３）を制御することによって、第１の変換器群１０１から第２の変換器群１０２に送電される電力Ｐ１２を制御してもよい。

次に、相間バランス制御手段１５４による、各変換器直列体の相間の電力バランス制御について説明する。この各変換器直列体の相間の電力バランス制御は、第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２でそれぞれ独立に行う。なお、各変換器直列体の相間の電力バランスを制御しない場合は、例えば、変換器直列体１１０ｒの直流キャパシタ電圧が上昇し続け、変換器直列体１１０ｓ、１１０ｔの直流キャパシタ電圧が低下し続けるなどの可能性があり、スイッチング素子Ｓや直流キャパシタＣの過電圧破壊を生じる恐れがある。そこで、（１）式の右辺第３項のＶ０ｂ１＊、および（３）式の右辺第３項のＶ０ｂ２＊を用いて各変換器直列体の相間の電力バランス制御を行う。

図９は、変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔの相間の電力バランス制御を説明する回路図である。この制御では、各相の変換器直列体をそれぞれ１台の単相変換器として考え、各相の変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔ内の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ｒａｖｅ、Ｖｄｃ１ｓａｖｅ、Ｖｄｃ１ｔａｖｅが均一になるように零相電圧Ｖ０ｂ１＊（第２の零相電圧）を出力する。
図１０は、Ｖ０ｂ１＊の計算方法の一例を示すブロック図である。先ず、第１の変換器群１０１内の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ａｖｅと各相の変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔ内の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ｒａｖｅ、Ｖｄｃ１ｓａｖｅ、Ｖｄｃ１ｔａｖｅとの偏差をそれぞれ計算し、制御器Ｇｂ（ｓ）に与える。制御器Ｇｂ（ｓ）のそれぞれの出力と、入力端子に流れる電流Ｉｓｒ、Ｉｓｓ、Ｉｓｔとの積を計算し、各相の計算結果の総和を計算してＶ０ｂ１＊を算出する。制御器Ｇｂ（ｓ）には比例制御器や比例・積分制御器が使用できる。

図１１は、ｒ相の変換器直列体１１０ｒの全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ｒａｖｅのみが大きい場合の制御を説明するフェーザ図である。図１１（ａ）のように、各相の電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊は、系統電源３０１の電圧と略等しい三相平衡であり、通常、入力電流Ｉｓｒ、Ｉｓｓ、Ｉｓｔは、Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊と同位相に制御される。Ｖｄｃ１ｒａｖｅのみが大きい場合は、図１１（ｂ）のように、Ｖ０ｂ１＊はＩｓｒと逆位相となり、中性点Ｏが移動する。その結果、ｒ相の出力電圧指令値はＶｒ＊よりも小さくなり、ｓ相およびｔ相の出力電圧指令値は、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊よりも大きくなる。よって、ｒ相の変換器直列体１１０ｒの入力電力は小さくなり、ｓ相、ｔ相の変換器直列体１１０ｓ、１１０ｔの入力電力が大きくなるので、各相の変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔの全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ｒａｖｅ、Ｖｄｃ１ｓａｖｅ、Ｖｄｃ１ｔａｖｅを均一に制御することができる。

なお、前記の説明では、Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを用いずにＩｓｒ、Ｉｓｓ、Ｉｓｔを用いたが、これは、Ｉｒ、Ｉｓ、ＩｔにはＬＣ直列体２０１に流れる高周波の零相電流が含まれるためであり、その電流値を制御に用いるとＶ０ｂ１＊が高周波で振動するので、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２の間の電力バランス制御、すなわちＶ０ｈ１＊と干渉する恐れがあるためである。Ｖ０ｂ１＊が低周波であれば、ＬＣ直列体２０１のインピーダンスは十分に高いため、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２の間の電力バランス制御とは干渉しない。逆に、Ｖ０ｈ１＊は十分に高周波であるため、各変換器直列体の間の電力バランス制御とも干渉しない。
さらに、前記の説明では、入力端子に流れる電流Ｉｓｒ、Ｉｓｓ、Ｉｓｔを制御に用いたが、力率が十分に高い場合は電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊や系統電源３０１の電圧値を用いてもよい。

同様に、変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗの相間の電力バランス制御、すなわち、（３）式右辺第３項のＶ０ｂ２＊（第２の零相電圧）についても、図１２に例示するブロック図を用いて導出することができる。ただし、第１の変換器群１０１を流れる電流は、入力方向を正、第２の変換器群１０２を流れる電流は、出力方向を正としているので、各相の変換器直列体１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗ内の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ２ｕａｖｅ、Ｖｄｃ２ｖａｖｅ、Ｖｄｃ２ｗａｖｅと、第２の変換器群１０２内の全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ２ａｖｅとの偏差を計算する際の符号は図１０とは反転している。また、図１２も同様に、高周波成分が少ないＩｍｕ、Ｉｍｖ、Ｉｍｗを制御に用いているが、力率が１に近い場合は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を用いてもよい。

次に、直列間バランス制御手段１５５による、互いに直列接続された単相変換器間の電力バランス制御について説明する。単相変換器間の電力バランス制御は、（１）式右辺第１項のＫｒｘ、Ｋｓｘ、Ｋｔｘ（ｘ＝ａ、ｂ、・・・、ｎ）、および（３）式右辺第１項のＫｕｙ、Ｋｖｙ、Ｋｗｙ（ｙ＝ａ、ｂ、・・・、ｍ）によって実現する。

図１３は、例として、ｒ相の単相変換器に着目し、Ｋｒａ、Ｋｒｂ、・・・、Ｋｒｎを決定するブロック図の一例を示している。ｒ相の変換器直列体１１０ｒの全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ１ｒａｖｅと、ｒ相の単相変換器１０ａの直流キャパシタ電圧Ｖｄｃｒａとの偏差を計算し、それを制御器（図１３では比例制御器Ｋｉ）に与え、それに１を加えることで、Ｋｒａを計算する。同様に、単相変換器１０ｂ、・・・、１０ｎにおいても、自身の直流キャパシタ電圧Ｖｄｃｒｂ、・・・、Ｖｄｃｒｎを用いて、Ｋｒｂ、・・・、Ｋｒｎを計算する。以上のように制御を行えば、変換器直列体１１０ｒ内の全直流キャパシタ電圧平均値Ｖｄｃ１ｒａｖｅよりも直流キャパシタ電圧が低い単相変換器は、出力する電圧の分担が相対的に多くなるので入力する電力量も多くなり、自身の直流キャパシタ電圧が高い単相変換器は、出力する電圧の分担が相対的に少なくなるので入力する電力量も少なくなり、最終的には、単相変換器の全直流キャパシタ電圧を均一にできる。
なお、ｓ相、ｔ相に関しても同様に、図１３のブロック図を用いて制御することが可能であり、ｓ相の場合は記号のｒをｓに、ｔ相の場合は記号のｒをｔに置き換えればよい。

一方、図１４は、例として、ｕ相の単相変換器に着目し、Ｋｕａ、Ｋｕｂ、・・・、Ｋｕｍを決定するブロック図の一例を示している。図１３と異なる点は、ｕ相の単相変換器はモータ５０１を駆動しているので、出力電圧が大きくなるほど出力電力も大きくなる。それ故に、ｕ相の変換器直列体１２０ｕの全直流キャパシタ電圧の平均値Ｖｄｃ２ｕａｖｅと、ｕ相の単相変換器２０ａの直流キャパシタ電圧Ｖｄｃｕａとの偏差を計算し、それを制御器（図１４では比例制御器Ｋｉ）に与え、その出力を１より減算することで、Ｋｕａを計算する。同様に、単相変換器２０ｂ、・・・、２０ｍにおいても、自身の直流キャパシタ電圧Ｖｄｃｕｂ、・・・、Ｖｄｃｕｍを用いて、Ｋｕｂ、・・・、Ｋｕｍを計算する。

なお、図１３および図１４では、制御器に比例制御器を用いた。これは、前述のように（２）式および（４）式を成立させるためであり、言い換えると、各相の変換器直列体１１０ｒ、１１０ｓ、１１０ｔ、１２０ｕ、１２０ｖ、１２０ｗが出力する零相電圧以外の電圧をＶｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と等しくするためである。系統電源３０１から入力する電力の制御やモータ５０１の制御に影響を与えなければ、従って、多少の電流歪みや制御精度の低下が許容される場合は、図１３および図１４の制御器に比例・積分制御器などを用いて、制御の安定性を優先するようにしても良い。

最後に計算された各出力電圧指令値を三角波キャリアと比較することで、スイッチング素子に与えるゲート信号を決定する。各出力電圧指令値と三角波キャリアとを比較してゲート信号を決定する三角波キャリア比較は一般的であり、レグが２つある単相変換器は、バイポーラ変調やユニポーラ変調と呼ばれる公知な方法を用いることができる。本発明の電力変換装置では、単相変換器を直列に接続しているので、出力電圧指令値と比較する三角波キャリアの位相を直列接続された単相変換器ごとにシフトさせれば、変換器直列体が出力する電圧レベル数や制御可能な周波数を増加することができ、高調波電圧や高調波電流を低減することができる。

以上のように、本発明の実施の形態１によれば、複数の巻線を有する変圧器や、高周波変圧器および高周波変圧器に接続する追加の交直変換器を必要とせず、出力側の単相変換器（第２の変換器群２０１を構成する単相変換器）に電力を供給することができ、入力電流も第１の変換器群１０１によって制御することができる。
なお、各群間、相間および直列間の各単相変換器の直流キャパシタ電圧を均一にでき、モータ５０１を適切に駆動できる方法であれば、変換器制御手段として以上で説明した方法以外の他の制御方法を用いてもよい。

また、前記では、三相／三相の電力変換装置を例示したが、三相以外の相数の電力変換装置としても使用できる。例えば、図１のｔ相およびｗ相に接続される全ての単相変換器とＬＣ直列体を取り除けば、二相／二相の電力変換装置となる。二相の電圧を、単相の電圧の大きさが１／２で、逆位相の２つの電圧と考えれば、前記で説明した零相電圧や零相電流の概念を適用できるので、単相／単相の電力変換装置としても適用可能である。

実施の形態２．
ところで、モータ５０１の始動時には静止摩擦力が始動を妨げるように発生するので、それに打ち勝つトルクを発生させる目的で電力変換装置から直流電圧もしくは０Ｈｚに近い低周波電圧を出力することがある。従って、本願発明に係る電力変換装置は、交流の入力端子と交流の出力端子との間で電力変換を行うものであるが、一定の過渡的な条件下においては、交流電力を直流電力に変換する機能も要請されるものである。

実施の形態１で示した図１や図３の主回路構成においては、そのような直流電圧もしくは０Ｈｚに近い低周波電圧を出力する時間が十分に短いか直流キャパシタの容量が十分に大きければ問題とならないが、そうでない場合は、ある相が常に電力を供給し、他の相が常に電力を吸収する動作となり、第２の変換器群１０２を構成する単相変換器の直流キャパシタ電圧が上昇もしくは低下し、モータ５０１の制御が行えない可能性がある。最悪の場合は直流キャパシタ電圧が上昇し続け、スイッチング素子Ｓや直流キャパシタＣが破壊される。

本発明の実施の形態２に係る電力変換装置は、上記した条件下での対策を加味したもので、図１５に示すように、第３の変換器群１０３を第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２との間に追加する。そして、第３の変換器群１０３の主回路構成としては、例えば、図１６に示すような、２台の三相変換器を直流端子部で共通に接続した回路構成が使用できる。なお、共通の直流端子部に接続する直流キャパシタＣの電圧をＶｄｃ３とし、この電圧を検出する電圧センサを接続する。この場合、第３の変換器群１０３の直流端子部は各相で共通となるので、直流電圧や低周波の電圧を出力したとしても、ある相が出力する電力と他のある相に入力される電力が相殺されるので、前述のようなスイッチング素子Ｓや直流キャパシタＣの破壊を防ぐことができる。

次に、図１５の電力変換装置を図３と同様にモータ駆動装置として使用することを例に、回路動作について説明する。第３の変換器群１０３の直流キャパシタ電圧の直流電圧指令値を、第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２の単相変換器の直流キャパシタ電圧の電圧指令値と同等に設計すると、第３の変換器群１０３が出力可能な電圧は、第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２の１台の単相変換器が出力可能な電圧の０．５倍となる。

即ち、第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２の単相変換器は、この事例では、図２に示すように、フルブリッジの単相変換器を採用しているので、直流キャパシタ電圧をＶｄｃとしたとき、＋Ｖｄｃ〜−Ｖｄｃの出力が可能であるのに対し、第３の変換器群１０３は、図１６に示すように、コンバータ、インバータ側それぞれハーフブリッジの三相変換器を採用しているので、１相当たりの出力電圧は、＋０．５Ｖｄｃ〜−０．５Ｖｄｃとなる。

そこで、実施の形態１で説明した制御を基本として、第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２が出力すべき出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ、および、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｔ＊から、０．５台分の単相変換器に相当する出力電圧を第３の変換器群１０３が分担して出力することを考える。よって、第３の変換器群１０３の系統電源３０１側の三相変換器に与えるｒ、ｓ、ｔ相の出力電圧指令値Ｖ３ｒ＊、Ｖ３ｓ＊、Ｖ３ｔ＊は、（７）式の通りとなる。

ここで、（７）式で第１項のみで出力電圧指令値を与える理由は、第３の変換器群１０３は、直流キャパシタＣが、ｒ、ｓ、ｔ相およびｕ、ｖ、ｗ相で共通であるため、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２との間の電力バランス制御や、各変換器直列体の間の電力バランス制御のような制御は必要でないからである。

同様に、第３の変換器群１０３のモータ５０１側の三相変換器に与えるｕ、ｖ、ｗ相の出力電圧指令値Ｖ３ｕ＊、Ｖ３ｖ＊、Ｖ３ｗ＊は、（８）式の通りとなる。

また、第３の変換器群１０３が第１の変換器群１０１および第２の変換器群１０２の出力すべき電圧を一相あたり単相変圧器０．５台分負担することになるので、第１の変換器群１０１の単相変換器の電圧指令値は、（９）式の通りとなる。

第２の変換器群１０２の単相変換器の電圧指令値は、（１０）式の通りとなる。

ここで、（７）式と（９）式における右辺第１項の係数Ｋ３ｒ、Ｋ３ｓ、Ｋ３ｔ、Ｋｒｘ、Ｋｓｘ、Ｋｔｘは、（１１）式の関係を満たすものとすると、入力端子ｒ、ｓ、ｔの端子間に現れる電圧を、Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊の線間電圧相当とすることができる。

この場合は、第１の変換器群１０１内の単相変換器間のバランス制御に、第３の変換器群とのバランス制御を加える目的で、実施の形態１で示した図１３の制御ブロック図を、図１７のように変更する。

同様に、（８）式と（１０）式における右辺第１項の係数Ｋ３ｕ、Ｋ３ｖ、Ｋ３ｗ、Ｋｕｙ、Ｋｖｙ、Ｋｗｙは、（１２）式の関係を満たすものとすると、出力端子ｕ、ｖ、ｗの端子間に現れる電圧を、Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の線間電圧相当とすることができる。

この場合も、第２の変換器群１０２内の単相変換器間のバランス制御に、第３の変換器群１０３とのバランス制御を加える目的で、図１４の制御ブロック図を、図１８のように変更する。

なお、上記は一の構成例であり、第１から第３の変換器群１０１〜１０３の直流キャパシタ電圧を適切に制御でき、モータ５０１を適切に駆動できる方法であれば、他の制御方法を用いてもよい。
上記の説明では、三相／三相の電力変換装置の例を示したが、実施の形態１で説明したと同様に、他の相数の電力変換装置に適用しても良い。その場合は、第３の変換器群１０３の回路構成を入力側と出力側の相数に対応させて変更すればよい。

以上のように、本発明の実施の形態２によれば、複数の巻線を有する変圧器や、高周波変圧器および高周波変圧器に接続する追加の交直変換器を必要とせず、出力側の単相変換器（第２の変換器群２０１を構成する単相変換器）に電力を供給することができ、入力電流も第１の変換器群１０１によって制御することができる。更に、第１および第２の変換器群１０１と１０２との間に第３の変換器群１０３を挿入する構成としたので、電力変換装置から直流電圧もしくは０Ｈｚに近い低周波電圧を出力する場合にも、第１および第２の変換器群１０１、１０２において特定の相に電力が偏るという不具合は解消される。

実施の形態３．
先の実施の形態１や２では、系統電源３０１がＬＣ直列体２０１を介してモータ５０１に接続される回路構成となるが、系統電源３０１の周波数（例えば５０Ｈｚや６０Ｈｚ）において、ＬＣ直列体２０１のインピーダンスが十分に高ければ、系統電源３０１の電圧は直接的にモータ５０１の駆動には影響を与えない。しかしながら、ＬＣ直列体２０１のインピーダンスを十分に高く設計できない場合や、モータ５０１のインピーダンスが高い場合などは、系統電源３０１がモータ５０１に与える影響を無視できなくなる。

本発明の実施の形態３に係る電力変換装置は、上記した条件下での対策を加味したもので、図１９に示すように、ＬＣ直列体２０１を第１のＬＣ直列体２１１と第２のＬＣ直列体２１２の２つに分離する。第１のＬＣ直列体２１１の一方の端子はそれぞれ入力端子ｒ、ｓ、ｔと接続し、他方の端子は、各相の端子同士で接続して中性点を形成する。第２のＬＣ直列体２１２の一方の端子はそれぞれ出力端子ｕ、ｖ、ｗと接続し、他方の端子は、各相の端子同士で接続して中性点を形成し、第１のＬＣ直列体２１１の中性点と接続する。

上記のように、ＬＣ直列体２０１を２つに分離し、中性点のみで接続することによって、零相成分でのみ入力端子と出力端子が電気的に接続された形となり、系統電源３０１の電圧はモータ５０１へは印加されない。また、第１の変換器群１０１と第２の変換器群１０２との間の電力バランス制御は、零相電圧を用いて行うので、実施の形態１や２と同様に制御が可能である。

なお、図１９では、分離前のＬＣ直列体２０１の定数をＬ、Ｃとし、分離後のＬＣ直列体２１１、２１２の定数をＬ／２、２Ｃとしたが、これは、全体の共振周波数を分離前と一致させることが目的であり、必ずしも、ＬＣ直列体２１１と２１２の定数を合わせる必要はない。
さらに、ＬＣ直列体２０１を分離し、中性点のみを接続する利点として、入力側の相数と出力側の相数とが異なる場合でも適用することができる。例えば、入力側が三相で出力側が単相のような場合も適用可能である。この場合は、出力側の単相電圧を、電圧の大きさが１／２で、各々が逆位相の２つの電圧（二相電圧）として考えれば、零相電圧や零相電流という概念を上記説明と同様に適用できる。

以上のように、本発明の実施の形態３によれば、複数の巻線を有する変圧器や、高周波変圧器および高周波変圧器に接続する追加の交直変換器を必要とせず、出力側の単相変換器（第２の変換器群１０２を構成する単相変換器）に電力を供給することができ、入力電流も第１の変換器群１０１によって制御することができる。更に、ＬＣ直列体２０１を、中性点を介して互いに直列に接続された第１および第２のＬＣ直列体で構成したので、系統電源３０１の周波数におけるＬＣ直列体２０１のインピーダンスを十分に高く設計できない場合にも、系統電源３０１がモータ５０１に与える影響を阻止することができる。

なお、実施の形態１から３では、スイッチング素子ＳとしてＩＧＢＴを使用することを想定しているが、ＭＯＳＦＥＴなどの他のスイッチング素子を用いてもよい。また、通常、スイッチング素子ＳやダイオードＤを構成する半導体素子の材料に珪素を使用するが、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドなどのワイドギャップ材料を使用すると、半導体素子の高耐圧化が可能で、単相変換器の直列接続台数を低減でき、さらには低損失化が可能となる。さらに、前記ワイドギャップ材料を使用すると、高速スイッチングが可能となり、スイッチング周波数を高くできるので、ＬＣ直列体の共振周波数を高く設定でき、ＬＣ直列体を小型化することができる。

また、直流キャパシタ電圧の検出値をそのまま制御に適用することを想定したが、単相変換器の直流キャパシタ電圧は系統電源やモータの周波数の２倍の周波数で振動する恐れがあるため、この振動を除去するように、ローパスフィルタや移動平均などを用いてもよい。

１０１第１の変換器群、１０２第２の変換器群、１０３第３の変換器群、
１５０変換器制御手段、１５１入力制御手段、１５２出力制御手段、
１５３変換器群間バランス制御手段、１５４相間バランス制御手段、
１５５直列間バランス制御手段、２０１，２１１，２１２ＬＣ直列体、
３０１系統電源、５０１モータ、
１０ａ，１０ｂ，・・・，１０ｎ，２０ａ，２０ｂ，・・・，２０ｍ単相変換器、
Ｓスイッチング素子、Ｃ直流キャパシタ、ｒ，ｓ，ｔ入力端子、
ｕ，ｖ，ｗ出力端子。

Claims

交流の入力端子と交流の出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
互いに直列にして前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、スイッチング素子と直流キャパシタとを有し単相交流間の電力変換を行う単相変換器をそれぞれ各相毎に備えてなる第１および第２の変換器群、前記入力端子と前記出力端子との間に接続されたリアクトルとキャパシタとのＬＣ直列体、および前記第１の変換器群により前記入力端子からの入力電力を制御する入力制御手段と前記第２の変換器群により前記出力端子への出力電力を制御する出力制御手段と前記ＬＣ直列体を介して前記第１の変換器群と前記第２の変換器群との電力を平衡バランスさせる変換器群間バランス制御手段とを有する変換器制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記第１の変換器群の一方の各相端子は前記入力端子の各相端子に接続され、前記第２の変換器群の一方の各相端子は前記出力端子の各相端子に接続され、前記第１の変換器群の他方の各相端子および前記第２の変換器群の他方の各相端子は一括して互いに接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
スイッチング素子と直流キャパシタとを有し交流間の電力変換を行う第３の変換器群を備え、前記第１および第２の変換器群は前記第３の変換器群を介して互いに直列にして前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、
前記第１の変換器群の一方の各相端子は前記入力端子の各相端子に接続され、前記第２の変換器群の一方の各相端子は前記出力端子の各相端子に接続され、前記第１の変換器群の他方の各相端子は前記第３の変換器群の一方の各相端子に接続され、前記第２の変換器群の他方の各相端子は前記第３の変換器群の他方の各相端子に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記変換器群間バランス制御手段は、前記第１および第２の変換器群により第１の零相電圧を発生させ前記第１の零相電圧と前記第１の零相電圧によって前記ＬＣ直列体を介して流れる電流との積からなる電力に基づき前記第１の変換器群と前記第２の変換器群との電力を平衡バランスさせることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記第１の零相電圧の周波数を、前記入力端子および前記出力端子に印加される交流の周波数の上限より高い周波数に設定することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
前記ＬＣ直列体は、その共振周波数を、前記第１の零相電圧の周波数より低い周波数に設定することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
前記変換器制御手段は、更に、前記第１および第２の変換器群それぞれにおいて、各相の単相変換器の電力を平衡バランスさせる相間バランス制御手段を備え、
前記相間バランス制御手段は、前記第１および第２の変換器群それぞれにおいて、第２の零相電圧を発生させ前記第２の零相電圧によって各相の単相変換器間に流れる電流に基づき各相の単相変換器の電力を平衡バランスさせることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記第２の零相電圧の周波数を、前記ＬＣ直列体の共振周波数より低い周波数に設定することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
前記第１の変換器群または前記第２の変換器群における前記単相変換器が、複数個の単相変換器を直列接続してなる変換器直列体で構成される場合、
前記変換器制御手段は、更に、前記変換器直列体を構成する各単相変換器の電力を平衡バランスさせる直列間バランス制御手段を備え、
前記直列間バランス制御手段は、前記変換器直列体を構成する各単相変換器の前記直流キャパシタの電圧検出値に基づき当該各単相変換器が分担する交流電圧指令値を調整することにより前記変換器直列体を構成する各単相変換器の電力を平衡バランスさせることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記直列間バランス制御手段は、
前記第１の変換器群にあっては、対象とする単相変換器の直流キャパシタの電圧が全直流キャパシタの電圧平均値より低くなると当該単相変換器が分担する交流電圧指令値を全単相変換器の平均指令値より高くするように調整し、
前記第２の変換器群にあっては、対象とする単相変換器の直流キャパシタの電圧が全直流キャパシタの電圧平均値より低くなると当該単相変換器が分担する交流電圧指令値を全単相変換器の平均指令値より低くするように調整することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
前記ＬＣ直列体を互いに直列に接続された第１および第２のＬＣ直列体で構成し、前記第１のＬＣ直列体の一方の各相端子は前記入力端子の各相端子に接続され、前記第２のＬＣ直列体の一方の各相端子は前記出力端子の各相端子に接続され、前記第１のＬＣ直列体の他方の各相端子および前記第２のＬＣ直列体の他方の各相端子は一括して互いに接続されていることを特徴とする請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記スイッチング素子は、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体材料によって形成されていることを特徴とする請求項１ないし１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記ワイドバンドギャップ半導体材料は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１２記載の電力変換装置。