JP2008301704A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
電力変換装置の変換器のスイッチング周波数を低減し、且つ、外乱等の変動に対し素早く応答し、これを抑制する。
【解決手段】
本発明の電力変換装置は、直流を交流に変換する変換器と、電圧指令値と搬送波信号を比較し該変換器の出力電圧をＰＷＭ制御する出力電圧制御装置を備え、電力変換装置の運転状態に応じて、出力電圧の形状をパルス幅制御されたパルス電圧から、出力電圧が最大に達するまでは単調増加するパルス電圧に、出力電圧が最小に達するまでは単調減少するパルス電圧に変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は交流電源や直流電源と、電動機とに接続された電力変換装置に関する。

電動機を可変速駆動する場合、電圧指令として例えば正弦波指令を生成し、該指令値と三角波や鋸波状の搬送波との大小比較を行い、大小関係が反転する毎に得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成し、これによりスイッチング素子を動作させるパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）の変換器が用いられている。

また、高圧電動機駆動では大容量化や出力波形改善のため、単位セルインバータを多重化する方法が用いられている。搬送波の周波数は電圧指令の周波数の１０〜２０倍に選ぶことが一般的である。この搬送波周波数の一層の低減することによって、インバータ素子のスイッチング損失低減や、素子のターンオフ，オン時間が関係するインバータ電圧利用率、すなわちインバータ直流電圧で定まる理論最大電圧に対する出力可能電圧の比率の向上や、電動機端子で発生するサージ電圧の低減，電動機からの磁気騒音及び輻射ノイズの低減ができる。

スイッチング周波数を低下させるための第１の従来技術がIEEE TRANSACTIONS ON INDUSTORY APPLICATIONS, VOL.35, No.1, pp36−44, 1999 に記載があり、第２の従来技術が特開２０００−２５３６７５号公報に開示がある。

第１の従来技術では、例えば、１相あたり３ユニットの電圧型単相セルインバータで構成された逆変換器の場合、各セルインバータの出力電圧を図１３（ａ）に示すようにし、それらを合成して、最大６段の所望の高さの階段状の電圧波形を生成することが記述されている。

また、第２の従来技術では、各セルインバータ毎の電圧波形の不平衡性を改善するため、セルインバータとして３レベル単相ブリッジ回路を３ユニット用い、出力電圧が６段の場合、１段目＋６段目，２段目＋５段目，３段目＋４段目に相当する電圧を、各ユニットインバータで生成し、これらの出力電圧の和をインバータの出力にしている。このように、上記従来技術では、出力電圧波形を階段状にすることで、セルインバータのスイッチング周波数を低減している。

特開２０００−２５３６７５号公報 IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTORY APPLICATIONS, VOL.35, No.1, pp36−44, 1999

しかしながら、前記従来技術ではインバータ出力電圧の変化が常に階段状であり、そのステップ周期毎でしか出力電圧が制御されないので、半周期毎に単調増加あるいは単調減少の変化となり、急峻な電圧変動等の外乱に対する補償応答が遅くなる。また、低速度では電圧波形の段数が減り図１３（ｂ）に示すようになるため、電流にひずみが生じ、モータ損失の増加やトルクリプル，高調波損失が発生する。

本発明の目的は、インバータのスイッチング周波数を低減すると共に、状態変化に素速く応答し、また、低電圧出力時の電流ひずみも生じない電力変換装置を提供することである。

本発明の電力変換装置は、直流を交流に変換する変換器と、電圧指令値と搬送波信号の比較により該変換器の出力電圧をＰＷＭ制御する出力電圧制御装置を備え、運転状態に応じて、出力電圧の形状をパルス幅制御されたパルス電圧から、出力電圧が最大に達するまでは単調増加、又は、出力電圧が最小に達するまでは単調減少のパルス電圧に変更する。

また、本発明の電力変換装置は、上記運転状態を出力電圧，出力電流，出力周波数の指令値や検出値、あるいはそれらから演算される値を用いて判断し、前記変更を行う。

また、本発明の電力変換装置は、直流電圧の供給源は１次電池もしくは２次電池もしくは、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサによって構成されている。

また、以下の構成Ａ〜Ｍである。

直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置において、ゲート信号に応じてスイッチング動作を行う逆変換器と、所定の期間の交流電圧指令値を単調増加もしくは単調減少する階段状の電圧指令に変換する予見電圧指令演算部と、該予見電圧指令値に応じて該逆変換器のゲート信号を生成する第１のゲート信号生成部と、瞬時瞬時の電圧指令値を演算する瞬時電圧指令演算部と、搬送波と該瞬時電圧指令値の大きさを比較することにより得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成する第２のゲート信号生成部を備え、前記第１のゲート信号生成部もしくは前記第２のゲート信号生成部のどちらか一方を、該逆変換器のゲート信号生成用として選択的に用いることを特徴とする電力変換装置（構成Ａ）。

直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置において、ゲート信号に応じてスイッチング動作を行う逆変換器と、所定の期間の交流電圧指令値を単調増加もしくは単調減少する階段状の電圧指令に変換する予見電圧指令演算部と、瞬時瞬時の電圧指令値を演算する瞬時電圧指令演算部と、搬送波と電圧指令値の大きさを比較することにより得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成するゲート信号生成部を備え、該予見電圧指令演算部と該瞬時電圧指令演算部のどちらか一方を、該ゲート信号生成部の電圧指令生成用として選択的に用いることを特徴とする電力変換装置（構成Ｂ）。

構成ＡからＢのいずれかにおいて、前記直流電圧の供給源は１次電池もしくは２次電池もしくは、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサのいずれかによって構成されることを特徴とする電力変換装置（構成Ｃ）。

交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、ゲート信号に応じてスイッチング動作を行う順変換器と、所定の期間の交流電圧指令値を単調増加もしくは単調減少する階段状の電圧指令に変換する予見電圧指令演算部と、該予見電圧指令値に応じて該順変換器のゲート信号を生成する第１のゲート信号生成部と、瞬時瞬時の電圧指令値を演算する瞬時電圧指令演算部と、搬送波と該瞬時電圧指令値の大きさを比較することにより得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成する第２のゲート信号生成部とを備え、前記第１のゲート信号生成部もしくは前記第２のゲート信号生成部のどちらか一方を、該順変換器のゲート信号生成用として選択的に用いることを特徴とする電力変換装置（構成Ｄ）。

交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、ゲート信号に応じてスイッチング動作を行う順変換器と、所定の期間の交流電圧指令値を単調増加もしくは単調減少する階段状の電圧指令に変換する予見電圧指令演算部と、瞬時瞬時の電圧指令値を演算する瞬時電圧指令演算部と、搬送波と電圧指令値の大きさを比較することにより得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成するゲート信号生成部Ｂを備え、該予見電圧指令演算部と該瞬時電圧指令演算部のどちらか一方を、前記ゲート信号生成部の電圧指令生成に選択的に用いることを特徴とする電力変換装置（構成Ｅ）。

構成ＡからＥのいずれかにおいて、前記変換器は、複数の単位変換器で構成され、各々の単位変換器を多重接続することを特徴とする電力変換装置（構成Ｆ）。

構成ＡからＦのいずれかにおいて、前記予見電圧指令演算部では、出力電圧最大値の整数分の１のさらに整数倍に電圧指令値が達した時点で、該電圧指令値がその後所定値だけ増加する期間は単調増加するパルス電圧指令を生成し、該電圧指令値がその後所定値だけ減少する期間は単調減少するパルス電圧指令を生成することを特徴とする電力変換装置（構成Ｇ）。

構成ＡからＦのいずれかにおいて、前記予見電圧指令演算部では、瞬時瞬時の交流電圧指令値もしくは電圧検出値の位相が所定の期間中での該電圧値の推移を予測し、それらに応じて予見電圧指令値を演算することを特徴とする電力変換装置（構成Ｈ）。

構成ＡからＨのいずれかにおいて、周波数指令値の大きさに応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置（構成Ｉ）。

構成ＡからＨのいずれかにおいて、電圧指令値もしくは出力電圧検出値の大きさに応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置（構成Ｊ）。

構成ＡからＨのいずれかにおいて、電圧指令値と出力電圧検出値を比較し、その差に応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置（構成Ｋ）。

構成ＡからＨのいずれかにおいて、電流指令値もしくは電流検出値の大きさに応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置（構成Ｌ）。

構成ＡからＨのいずれかにおいて、電流指令値と電流検出値を比較し、その差に応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置（構成Ｍ）。

本発明の電力変換装置によれば、インバータのスイッチング周波数を低減し、インバータ素子のスイッチング損失を低減したり、素子のターンオフ，オン時間が関係するインバータ電圧利用率すなわちインバータ直流電圧で定まる理論最大電圧に対する出力可能電圧の比率を向上したり、電動機端子で発生するサージ電圧の低減や、電動機からの磁気騒音及び輻射ノイズの低減ができ、且つ、外乱に対して素早く応答して変動を抑制し、低速時の電流ひずみも起こしにくい。

以下、本発明の詳細を図面を参照しながら説明する。

（実施例１）
本実施例を図１から図３を用いて説明する。図１は本実施例に係る主要動作部を示した図である。図２は本実施例の電力変換器の全体構成図である。図３は本実施例の電力変換装置が出力する電圧波形の例であって、横軸が時間、縦軸が電圧である。

図１においては、交流電源１からの三相交流電圧を順変換器２で直流電圧に変換し、直流電圧を平滑する平滑コンデンサ３を設け、逆変換器４により直流電圧を任意の周波数の三相交流電圧に変換する。この時、逆変換器を構成するスイッチング素子のスイッチングパターンはゲート信号演算部１０により生成されたゲート信号によって制御される。電圧指令値は周波数指令ω１*，励磁電流指令Ｉd*，トルク電流指令Ｉq*を用いて演算する。

本実施例では、所定の期間の交流電圧指令値を単調増加もしくは単調減少する階段状の電圧指令に変換する予見電圧指令演算部１１と瞬時瞬時の電圧指令を演算する瞬時電圧指令演算部２１を備える。予見電圧指令演算部１１で演算した予見電圧指令値は第１のゲート信号生成部１２に送られ、そこでは、逆変換器４の出力電圧が階段状となるように、単位インバータのスイッチング動作を行うためのゲート信号が予見電圧指令値に従って生成される。また、瞬時電圧指令演算部２１により演算された瞬時電圧指令は第２のゲート信号生成部２２に送られ、そこで搬送波と大きさを比較して、大小関係が反転する毎に得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成する。第１のゲート信号生成部１２と第２のゲート信号生成部２２の出力は切替部３１に送られる。切替部３１では、第１のゲート信号生成部１２と第２のゲート信号生成部２２の出力信号のどちらか一方を選択し、逆変換器４のゲート信号として出力する。

本実施例では、上記の逆変換器は各相あたり複数の単位変換器により構成され、図２に示すように、複数の逆変換器４を多重接続して、所望の電圧を出力する。本実施例では各相３ユニットずつの単位変換器で構成した場合の一例として、第１のゲート信号生成部１２を選択した場合の出力電圧波形を図３（ａ）に示す。電圧が最小値から最大値に達するまでは単調増加し、最大値から最小値に達するまでは単調減少する階段状の波形である。これにより、逆変換器のスイッチング回数を減らすことができる。第２のゲート信号生成部２２を選択した場合は図３（ｂ）のような形状のＰＷＭ波形が得られ、出力電圧を短い周期で制御でき、急峻な電圧変動や外乱に対し瞬時に補償応答できる。

なお、前記は逆変換器について説明したが、順変換器に適用した場合、例えば第１のゲート信号生成部１２による階段状のゲート信号を選択する事で、スイッチング回数を減らし、損失を低減できることは同様である。また第２のゲート信号生成部２２によるＰＷＭ状のゲート信号を選択する事により、電源電圧変動による過電流発生などの外乱に対し素速く補償応答できる。

次に本実施例の予見電圧指令演算の動作について、図６を用いて説明する。図６（ａ）では予見電圧指令演算部１１において、瞬時電圧指令値が単位インバータの直流電圧の整数倍相当になった際に、次に瞬時電圧指令値が直流電圧分だけ変化するまでの時間と瞬時電圧指令の推移を予測し、階段状の電圧指令を演算する。

なお、単位インバータの直流電圧の大きさは出力電圧の最大値の整数分の１になり、例えば、図６（ａ）の場合では出力最大電圧の３分の１が直流電圧の大きさに相当する。予見電圧指令では図６（ａ）に示すようなスイッチング回数が少ない、階段状の電圧指令値もしくは出力電圧を生成する。なお、図６（ｂ）では図６（ａ）の一部分を拡大しており、時間ｔ１において、次に瞬時電圧指令が前記直流電圧相当だけ変化するであろう時間ｔ２を予測し、図６（ｂ）のｂ１−ｂ３−ｂ５で囲まれた面積とｂ２−ｂ３−ｂ５−ｂ４で囲まれた面積が等しくなるように予見電圧指令値を演算する。これにより瞬時電圧指令を選択した場合と、予見電圧指令を選択した場合での平均電圧は共に等しく、変換器出力電圧すなわち基本波成分は変わらない。

本実施例の切替部３１の動作を、図７から図１１を用いて説明する。図７から図１０は切替部３１において選択動作を行う際のフローチャートを示す。図１１は出力電圧波形を示す。図７に示すように切替部３１で、周波数指令値ω１*が所定値を越えなければ、第２のゲート信号生成部２２のゲート信号Ｂを選択し、周波数指令値ω１*が所定値を越えた場合、第１のゲート信号生成部１２ゲート信号Ａを選択する。速度が高くなるほど出力電圧が大きくなる場合、この動作により、高速度領域でゲート信号Ａを選択した場合は図１１（ａ）に示すような階段波形状の出力電圧波形が得られ、ＰＷＭ波形に比べスイッチング回数が減少する。また、低速度領域では図１１（ｂ）に示すようなＰＷＭ形状の出力電圧波形を用いることにより、モータ電流は従来通りのひずみの少ない正弦波状となり、トルクリプルあるいは電動機高調波損失が抑制される。

また、図８（ａ）では電圧検出値が所定の電圧値より大きい場合、ゲート信号Ａを選択し、逆に小さい場合、ゲート信号Ｂを選択する。図８（ｂ）では電圧指令値が所定の電圧値より大きい場合、ゲート信号Ａを選択し、逆に小さい場合、ゲート信号Ｂを選択する。これにより、例えば図１１（ｃ）に示すような電圧波形を得る。高電圧領域において、パルス数（スイッチング素子のスイッチング回数）の少ない階段状の電圧を出力することにより、インバータ電圧利用率が上がり、電動機端子で発生するサージ電圧が低減する。

また、図９（ａ）では電流検出値が所定の電流値より小さい場合、ゲート信号Ａを選択し、逆に大きい場合、ゲート信号Ｂを選択する。図９（ｂ）では電流指令値が所定の電流値より小さい場合、ゲート信号Ａを選択し、逆に大きい場合、ゲート信号Ｂを選択する。これにより、例えば図１１（ｄ）に示すような電圧波形を得る。定常時は階段状電圧を発生し、過電流が流れた場合は直ちにＰＷＭ波形に切り替え、高い応答速度で過電流を抑制できる。

また、図１０（ａ）では電圧検出値と電圧指令値の差が所定の電圧差より小さい場合、ゲート信号Ａを選択し、逆に大きい場合、ゲート信号Ｂを選択する。図１０（ｂ）では電流検出値と電流指令値の差が所定の電流差より小さい場合、ゲート信号Ａを選択し、逆に大きい場合、ゲート信号Ｂを選択する。これにより、例えば図１１（ｄ）に示すような電圧波形を得る。

本実施例のように条件に応じて切り替えを行うことにより、階段状電圧を出力中に、図１１(ｄ)の破線で示した区間で急峻な電流変動や電圧変動が生じた場合、直ちにＰＷＭ波形に切り替える。本実施例では、定常時は階段状電圧によりスイッチング周波数を低減し、急峻な電流電圧変動が起こった場合、直ちにＰＷＭ波形に切り替え、瞬時瞬時の電圧指令演算によって変動に素早く応答できる。

（実施例２）
本実施例を図４，図５に示す。ここでは図１で示した実施例１と異なる点についてのみ説明する。本実施例では図４に示すように、所定の期間の交流電圧指令値を単調増加もしくは単調減少する階段状の電圧指令に変換する予見電圧指令演算部１１と瞬時瞬時の電圧指令を演算する瞬時電圧指令演算部２１を備える。

切替部３１では、電流検出部５からの電流検出値もしくは電圧検出部６による電圧検出値もしくは周波数指令値ω１*に応じて、予見電圧指令演算部１１と瞬時電圧指令演算部２１の出力信号のどちらか一方を選択する。選択された電圧指令値はゲート信号生成部２２に送られ、そこで搬送波と大きさを比較して、大小関係が反転する毎に得られるパルス信号に基づいてゲート信号を生成し逆変換器４に送られる。

図５は図４に示した本実施例で、図２の変換器を制御した場合の、ある相の電圧指令値と出力電圧の関係とを示す。本実施例では電圧が最も高いところは１パルスの出力電圧となり、高圧レベル側でスイッチング回数を下げ、インバータ電圧利用率を上げ、電動機端子で発生するサージ電圧を低減する。

なお、本実施例の予見電圧指令演算部１１や、切替部３１の動作は前記実施例１と同様である。

（実施例３）
本実施例を図１２に示す。図１２では図１で示した交流電源１，順変換器２，平滑コンデンサ３に相当する直流電源部５１を１次電池もしくは２次電池に置き換えている。この他の構成は前記実施例１，２と同様である。これによって、本実施例による電力変換装置は移動可能になる。

実施例１に係る主要動作部を示したブロック図である。 実施例１に係わる電力変換装置の全体構成図である。 実施例１によって出力される電圧波形の例である。 実施例２に係る電力変換装置の構成図である。 実施例２による電圧指令及び出力電圧を示した図である。 実施例１，２における予見電圧指令演算方法の説明図である。 実施例１，２における選択動作の第１の例を示すフローチャートである。 実施例１，２における選択動作の第２の例を示すフローチャートである。 実施例１，２における選択動作の第３の例を示すフローチャートである。 実施例１，２における選択動作の第４の例を示すフローチャートである。 実施例１，２実施例における選択動作により出力される電圧波形の例を示した図である。 実施例３に係る電力変換装置の構成図である。 従来技術の電力変換装置の出力電圧波形の例を示した図である。

符号の説明

１…交流電源、２…順変換器、３…平滑コンデンサ、４…逆変換器、５…電流検出部、６…電圧検出部、７…電動機、１０…ゲート信号演算部、１１…予見電圧指令演算部、１２，２２…ゲート信号生成部、２１…瞬時電圧指令演算部、２３…搬送波生成部、３１…切替部、５１…直流電源部。

Claims (14)

1. 直流を交流に変換する変換器と、電圧指令値と搬送波信号の比較により該変換器の出力電圧をＰＷＭ制御する出力電圧制御装置とを備えた電力変換装置において、
   該電力変換装置の運転状態に応じて、出力電圧波形をパルス幅制御されたパルス電圧から、出力電圧が最大に達するまでは単調増加し、出力電圧が最小に達するまでは単調減少のパルス電圧に変更することを特徴とする電力変換装置。
2. 直流を交流に変換する変換器と、電圧指令値と搬送波信号の比較により該変換器の出力電圧をＰＷＭ制御する出力電圧制御装置を備えた電力変換装置において、
   該電力変換装置の運転状態に応じて、出力電圧波形をパルス幅制御されたパルス電圧から、出力電圧がその最大値の整数分の１のさらに別の整数倍に達した時点で、出力電圧が最大または最小である中央位相まで出力電圧が増加する期間は電圧波形が単調増加し、出力電圧が減少する期間は電圧波形が単調減少することを特徴とする電力変換装置。
3. 直流を交流に変換する変換器と、電圧指令値と搬送波信号の比較により該変換器の出力電圧をＰＷＭ制御する出力電圧制御装置を備えた電力変換装置において、
   該電力変換装置の運転状態に応じて、出力電圧波形をパルス幅制御されたパルス電圧から、出力電圧がその最大値の整数分の１のさらに別の整数倍に達した時点で、電圧指令値がその後増加する期間は電圧波形が単調増加し、電圧指令値が減少する期間は電圧波形が単調減少する出力電圧に変更することを特徴とする電力変換装置。
4. 直流を交流に変換する変換器と、電圧指令値と搬送波信号の比較により該変換器の出力電圧をＰＷＭ制御する出力電圧制御装置を備えた電力変換装置において、
   該電力変換装置の運転状態に応じて、出力電圧波形をパルス幅制御されたパルス電圧から、出力電圧の最大値と次の最大値の周期を２πとする出力電圧位相が所定値に達した時点で、出力電圧が最大または最小である中央位相まで電圧波形が単調増加あるいは単調減少する出力電圧に変更することを特徴とする電力変換装置。
5. 直流を交流に変換する変換器と、電圧指令値と搬送波信号の比較により該変換器の出力電圧をＰＷＭ制御する出力電圧制御装置を備えた電力変換装置において、
   該電力変換装置の運転状態に応じて、出力電圧波形をパルス幅制御されたパルス電圧から、出力電圧指令値もしくは出力電圧検出値の位相が所定値に達した時点で、出力電圧が最大または最小である中央位相まで電圧波形が単調増加あるいは単調減少する出力電圧に変更することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれかにおいて、前記運転状態は前記電力変換装置の出力電圧，出力電流，出力周波数の指令値もしくは検出値、あるいはそれらから演算される値を用いて判別することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１から請求項５のいずれかにおいて、前記電力変換装置を用いて電動機を駆動し、前記運転状態は前記電力変換装置の出力電圧，出力電流，出力周波数，電動機の回転速度の指令値もしくは検出値、あるいはそれらから演算される値を用いて判別することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１から請求項７のいずれかにおいて、前記直流電圧の供給源は１次電池もしくは２次電池もしくは、交流電源からの交流を直流に変換する順変換器と直流回路に接続された平滑コンデンサのいずれかによって構成されることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれかにおいて、前記変換器は、複数の単位変換器で構成され、各々の単位変換器を多重接続することを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項８と請求項９のいずれかにおいて、周波数指令値の大きさに応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項８と請求項９のいずれかにおいて、電圧指令値もしくは出力電圧検出値の大きさに応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項８と請求項９のいずれかにおいて、電圧指令値と出力電圧検出値を比較し、その差に応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項８と請求項９のいずれかにおいて、電流指令値もしくは電流検出値の大きさに応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項８と請求項９のいずれかにおいて、電流指令値と電流検出値を比較し、その差に応じて前記選択動作を行うことを特徴とする電力変換装置。

Images