WO2020174531A1 - 電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 Download PDF

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WO2020174531A1
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power supply
overcurrent
supply device
switching
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智 一木
佑弥 近藤
有澤　浩一
憲嗣 岩崎
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三菱電機株式会社
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    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/09—Boost converter, i.e. DC-DC step up converter increasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device that boosts electric power supplied from a power supply and supplies it to a load, a motor drive device including the power supply device, a blower and a compressor including the motor drive device, and the blower or the compression device.
  • Air conditioner equipped with a machine.
  • one converter module is provided with two reverse current blocking diodes, two switching elements, and two current detectors, and the negative terminal of the converter module is AC outside the converter module via a bypass circuit.
  • An interleaved power supply device connected to a power supply is disclosed.
  • Patent Document 1 has a configuration in which the entire current of the power supply current flows into the AC power supply via the bypass circuit. Therefore, it is not necessary to provide a large-capacity terminal in the converter module, and the power supply device including the converter module can be downsized.
  • each switching element has a current detector, and as many current detectors as switching elements are required. Therefore, when the number of switching elements is increased to increase the number of interleaved phases, the number of current detectors is also increased. Therefore, there is a problem that the device becomes large. In addition, there is a problem that the cost increases as the number of parts increases, and the reliability of the device also decreases.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power supply device capable of detecting an overcurrent that may flow in a switching element while suppressing the number of current detectors.
  • a power supply device includes a converter circuit that has an even number of booster circuits having a reactor, a switching element, and a reverse current blocking diode, and boosts a voltage output from a power supply.
  • the power supply device is provided for each of a plurality of booster circuits among the even numbered booster circuits and a first current detector that detects a first current flowing between the power supply and the converter circuit. And at least one second current detector that detects a second current that is a total current of the currents flowing through the respective switching elements.
  • the power supply device is provided corresponding to the number of detectors of the second current, and each of the power supply devices determines whether or not the second current is an overcurrent based on the detected value of the second current.
  • a current determination unit is provided. The booster circuit stops its operation when the determination result of the overcurrent determination unit corresponding to the booster circuit is an overcurrent.
  • the power supply device of the present invention it is possible to detect the overcurrent that may flow in the switching element while suppressing the number of current detectors.
  • the figure which shows the structural example of the power supply device which concerns on Embodiment 1. Flowchart for explaining the operation of the overcurrent determination unit in the first embodiment
  • connection in the description.
  • a module including two elements will be described as an example, but the term module is a concept including a plurality of discrete or modules including a plurality of elements.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power supply device 100 according to the first embodiment.
  • the power supply device 100 according to the first embodiment is a power supply device that boosts the voltage of the DC power supplied from the power supply 1 and supplies the voltage to the load 7.
  • the load 7 includes an inverter supplied with electric power from the power supply device 100 and a motor driven by the inverter.
  • FIG. 1 illustrates the case where the power supply 1 is DC power, the present invention is not limited to this example.
  • the power supply 1 is AC power
  • the AC power may be rectified using, for example, a diode bridge, and the rectified DC power may be supplied to the power supply device 100.
  • the power supply device 100 includes a converter circuit 2, a smoothing capacitor 6, a control unit 16, and a gate drive circuit 19 which is a drive circuit.
  • the power supply device 100 also includes a current detector 8, a current detector 9, and a current detector 14. Further, the power supply device 100 includes an overcurrent determination unit 15a and an overcurrent determination unit 15b.
  • the converter circuit 2 boosts the first voltage output from the power supply 1 to the second voltage.
  • the smoothing capacitor 6 smoothes the second voltage. The voltage smoothed by the smoothing capacitor 6 is applied to the load 7.
  • the converter circuit 2 has booster circuits 2a to 2d.
  • the booster circuit 2a includes a reactor L1, a backflow prevention diode D1, and a switching element 10.
  • the booster circuit 2b includes a reactor L2, a reverse current blocking diode D2, and a switching element 11.
  • the booster circuit 2c includes a reactor L3, a backflow prevention diode D3, and a switching element 12.
  • the booster circuit 2d includes a reactor L4, a backflow prevention diode D4, and a switching element 13.
  • the converter circuit 2 is configured by connecting a booster circuit 2a, a booster circuit 2b, a booster circuit 2c, and a booster circuit 2d in parallel.
  • one end of the reactor L1 is connected to the positive terminal of the power supply 1 via the DC bus 17a, and the other end of the reactor L1 is connected to the anode of the backflow prevention diode D1.
  • the DC bus bar 17a is a bus line on the high potential side of the bus bar that is an electrical wiring that connects the power supply 1 and the power supply device 100, and is a bus bar on the power supply 1 side of the connection point 18a on one end side of the reactor L1. pointing.
  • the cathode of the backflow prevention diode D1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor 6.
  • a connection point between the reactor L1 and the backflow prevention diode D1 is connected to one end of the switching element 10.
  • the other boosting circuits 2b, 2c, 2d are also configured similarly to the boosting circuit 2a.
  • one ends of the reactors L1, L2, L3 and L4 are connected to each other at a connection point 18a, and the cathodes of the backflow prevention diodes D1, D2, D3 and D4 are also connected to each other.
  • the switching element 10 of the booster circuit 2a and the switching element 11 of the booster circuit 2b are configured as a first module 3 including two elements.
  • the switching element 12 of the booster circuit 2c and the switching element 13 of the booster circuit 2d are configured as a second module 4 including two elements.
  • the first module 3 may include backflow blocking diodes D1 and D2
  • the second module 4 may include backflow blocking diodes D3 and D4.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • Each of the switching elements 10 to 13 has a diode connected in antiparallel between the drain and the source.
  • the antiparallel connection means that the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.
  • the diode may be a parasitic diode included in the MOSFET itself.
  • the parasitic diode is also called a body diode.
  • At least one of the switching elements 10 to 13 is not limited to the MOSFET formed of a silicon-based material, but may be a MOSFET formed of a wide band gap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride-based material or diamond.
  • Wide bandgap semiconductors generally have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using the wide band gap semiconductor for at least one of the switching elements 10 to 13, the withstand voltage property and the permissible current density of the switching element are increased, and the semiconductor module incorporating the switching element can be miniaturized.
  • a current detector 8 for overcurrent detection is connected in series to the first module 3. Further, a current detector 9 for detecting an overcurrent is connected in series to the second module 4. One end of the current detector 8 is connected to the connection point between the sources of the switching elements 10 and 11, and the other end is connected to the DC bus 17b. Further, one end of the current detector 9 is connected to the connection point between the sources of the switching elements 12 and 13, and the other end is connected to the DC bus 17b.
  • the DC bus bar 17b is a bus line on the low potential side of the bus bar that is an electrical wiring that connects the power supply 1 and the power supply device 100, and is a bus bar on the power supply 1 side of the connection point 18b on the other end side of the current detector 8. Refers to.
  • the current detector 14 is arranged on the DC bus 17b.
  • the current detector 14 detects a DC current flowing between the negative terminal of the power supply 1 and the connection point 18b.
  • the current detector 14 is arranged on the DC bus 17b, but it may be arranged on the DC bus 17a. In this case, the current detector 14 detects the direct current flowing between the connection point 18a and the positive terminal of the power supply 1.
  • the current flowing through the current detector 14 may be referred to as “power supply current”, “first current” or “total current”.
  • each of the currents flowing through the current detectors 8 and 9 may be referred to as a “second current”.
  • the current detector 14 may be referred to as a “first current detector”, and each of the current detectors 8 and 9 may be referred to as a “second current detector”.
  • the current detector 8 may be referred to as a "second current first detector”
  • the current detector 9 may be referred to as a "second current second detector”.
  • the current detector 14 detects the first current flowing through the current detector 14.
  • the current detector 8 detects the second current flowing through the current detector 8.
  • the second current flowing through the current detector 8 is a total current obtained by adding the current flowing through the switching element 10 and the current flowing through the switching element 11.
  • the current detector 9 detects the second current flowing through the current detector 9.
  • the second current flowing through the current detector 9 is a total current obtained by adding the current flowing through the switching element 12 and the current flowing through the switching element 13.
  • the overcurrent determination unit 15a determines whether the second current flowing through the current detector 8 is an overcurrent.
  • the overcurrent determination unit 15b determines whether the second current flowing through the current detector 9 is an overcurrent.
  • the control unit 16 includes a processor 16a and a memory 16b.
  • the control unit 16 receives the detected value Ia of the first current from the current detector 14.
  • the control unit 16 generates control signals S1 to S4 for controlling each switching element of the first module 3 and the second module 4 based on the detected value Ia.
  • the control signal S1 is a control signal for controlling the switching element 10.
  • the control signal S2 is a control signal for controlling the switching element 11
  • the control signal S3 is a control signal for controlling the switching element 12
  • the control signal S4 is for controlling the switching element 13. It is a control signal for controlling.
  • the control signals S1 to S4 generated by the control unit 16 are input to the input port 19a of the gate drive circuit 19.
  • the control unit 16 plays a role of controlling the first module 3 and the second module 4, and is not only for performing overcurrent interruption.
  • the processor 16a is an arithmetic unit such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 16b is a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), and an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM).
  • the memory 16b stores programs for executing the functions of the control unit 16 described above and the functions of the control unit 16 described below.
  • the processor 16a transmits/receives necessary information via an interface including an analog/digital converter and a digital/analog converter (not shown), and the processor 16a executes a program stored in the memory 16b to perform required processing.
  • the calculation result by the processor 16a is stored in the memory 16b.
  • the gate drive circuit 19 generates drive pulses G1 to G4 for driving the switching elements of the first module 3 and the second module 4 based on the control signals S1 to S4.
  • the drive pulse G1 is a drive pulse for driving the switching element 10.
  • the drive pulse G2 is a drive pulse for driving the switching element 11
  • the drive pulse G3 is a drive pulse for driving the switching element 12
  • the drive pulse G4 is a switching pulse for the switching element 13. This is a drive pulse for driving.
  • the DC power supplied from the power supply 1 is stored in the corresponding reactor.
  • the control unit 16 performs switching control that causes each switching element to perform a switching operation with a predetermined duty so that the second voltage output from the converter circuit 2 becomes a desired boost voltage.
  • the converter circuit 2 transmits the required power to the load 7 by applying the boosted second voltage to the smoothing capacitor 6 and the load 7.
  • the booster circuits 2a to 2d operate in sequence according to a predetermined cycle. This cycle is called an "interleave cycle". A combination of one reactor and one switching element is counted as one phase.
  • the number of boosting circuits defined in the first embodiment matches the number of phases defined here.
  • FIG. 1 shows an example of four phases and a four-phase interleave system configuration, but the configuration is not limited to this.
  • N is an integer of 1 or more, the number of phases may be 2N. That is, the power supply device 100 according to the first embodiment may have an even-phase (2-phase, 4-phase, 6-phase, 8-phase,...) Interleaved configuration.
  • one module and a current detector connected to the one module are provided.
  • FIG. 1 in the configuration of the four-phase interleave method, the configuration having two switching elements in one module is illustrated, but the configuration is not limited to this.
  • two modules may be provided and three switching elements may be provided in each module.
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining the operation of the overcurrent determination unit in the first embodiment.
  • 2 is a flowchart corresponding to the operation of the overcurrent determination unit 15a.
  • the overcurrent determination unit 15a determines whether or not the second current is an overcurrent based on the detected value IS1 of the second current detected by the current detector 8 (step S101).
  • the threshold A which is the first threshold, is used to determine the overcurrent.
  • the overcurrent determination unit 15a determines that the second current is not an overcurrent and continues the determination process of step S101.
  • the overcurrent determination unit 15a determines that the second current is the overcurrent, and the first module 3 stops.
  • the signal CS1 is transmitted (step S102). By this processing, the switching elements 10 and 11 of the first module 3 stop operating. After that, the process returns to step S101, and the determination process from step S101 is continued.
  • the overcurrent determining unit 15a determines that the detected current value IS1 of the second current is equal to the threshold value A, which is “not an overcurrent”. You may judge.
  • the overcurrent determination unit 15b determines whether or not the second current is an overcurrent based on the detection value IS2 of the second current detected by the current detector 9.
  • the threshold A is used to determine the overcurrent, as in the overcurrent determination unit 15a.
  • the overcurrent determination unit 15b determines that the second current is not an overcurrent.
  • the overcurrent determination unit 15b determines that the second current is the overcurrent, and transmits the stop signal CS2 to the second module 4.
  • the switching elements 12 and 13 of the second module 4 stop operating.
  • the overcurrent determination unit 15b determines that the current value IS2 of the second current is equal to the threshold value A, which is “not an overcurrent”, but is “an overcurrent”. May be.
  • the overcurrent determination units 15a and 15b can be configured using integrated circuits (Integrated Circuits: ICs).
  • the overcurrent determination unit 15a has a function of forcibly stopping the operation of the first module 3 when an overcurrent flows through the current detector 8, but the switching of the first module 3 is not performed. It does not have a function of directly controlling the elements 10 and 11.
  • the overcurrent determination unit 15b has a function of forcibly stopping the operation of the second module 4 when an overcurrent flows through the current detector 9, but the switching of the second module 4 is performed. It does not have a function of directly controlling the elements 12 and 13. Any method may be used to stop the operations of the first module 3 and the second module 4.
  • the power supply to the switching element may be forcibly cut off, or the control signal line to the switching element may be electrically cut off by a switch or the like.
  • the control unit 16 determines whether the first current is an overcurrent based on the detected value Ia of the first current received from the current detector 14.
  • the threshold value B which is the second threshold value, is used to determine the overcurrent.
  • the control unit 16 determines that the first current is not an overcurrent and performs normal control.
  • the control unit 16 determines that the first current is an overcurrent, sends a stop signal to the gate drive circuit 19, and drives the switching element.
  • the output of the driving pulses G1 to G4 for stopping is stopped.
  • the operations of the first module 3 and the second module 4 are stopped.
  • the detected value Ia of the first current is equal to the threshold value B, it is determined as "not overcurrent", but it may be determined as "overcurrent”.
  • any method may be used to transmit the stop signal to the gate drive circuit 19.
  • the gate drive circuit 19 may be recognized as a stop signal, or a signal different from the control signals S1 to S4 may be output to the gate drive circuit 19.
  • the output of the drive pulses G1 to G4 may be forcibly stopped.
  • the switching elements 10 and 11 of the first module 3 stop the switching operation, and the determination result of the overcurrent determination unit 15b is the overcurrent. If, the switching elements 12 and 13 of the second module 4 stop the switching operation. Then, when the determination result of the control unit 16 is overcurrent, all the switching elements 10 to 13 stop the switching operation.
  • the stop control using the overcurrent determination unit 15a or the overcurrent determination unit 15b (hereinafter, appropriately referred to as “first stop control”) is performed only when an overcurrent is flowing. Further, the first stop control is performed prior to the stop control by the control unit 16 based on the detected value Ia of the first current by the current detector 14 (hereinafter appropriately referred to as “second stop control”). It On the other hand, the second stop control is continuously performed even if the overcurrent is detected even once. Therefore, if the first stop control and the second stop control are performed in parallel, it is possible to reliably prevent the failure of the switching element from increasing.
  • the current detectors 8 and 9 are used only for overcurrent detection and interruption. Therefore, the current detectors 8 and 9 may be cheaper and less accurate than the current detector 14. On the other hand, when an abnormality occurs, it is necessary to promptly execute the above-described first stop control. Therefore, the response speed of the current detectors 8 and 9 is preferably faster than that of the current detector 14.
  • An example of the current detectors 8 and 9 is a shunt resistor.
  • the overcurrent determination units 15a and 15b send a stop signal to the first module 3 and the second module 4 without passing through the control unit 16 and the gate drive circuit 19. Therefore, it is possible to quickly stop the operation of the module determined to be overcurrent.
  • the current detector 14 is provided for controlling the switching elements 10 to 13 and detecting the total current flowing through each of the switching elements 10 to 13. That is, the control unit 16 controls each of the switching elements 10 to 13 by the detection value Ia of the first current detected by the current detector 14. Since the first current flowing through the current detector 14 is the sum of the second current flowing through the current detector 8 and the second current flowing through the current detector 9, the first current has a frequency higher than that of the second current. Get lower. Therefore, the response speed of the current detector 14 may be slower than the response speed of the current detector 8 or the current detector 9. On the other hand, since the current detector 14 controls the switching elements 10 to 13, it is preferable that the current detector 14 has higher accuracy than the current detector 8 or the current detector 9.
  • An example of the current detector 14 is a current transformer (CT).
  • the second current which is provided for each of the plurality of booster circuits and is the sum of the currents flowing through the switching elements of the plurality of booster circuits, is detected.
  • One or a plurality of second current detectors are provided corresponding to the number of the second current detectors, and each determines whether or not the second current is an overcurrent based on the detected value of the second current. And an overcurrent determination unit.
  • the booster circuit stops its operation when the determination result of the overcurrent determination unit provided corresponding to the booster circuit is an overcurrent. This makes it possible to detect the overcurrent that may flow in the switching element while suppressing the number of current detectors. Moreover, since the number of current detectors can be suppressed, the cost can be reduced. Furthermore, since the mounting area can be reduced, the power supply device can be downsized.
  • the first stop control is performed by the overcurrent determination units 15a and 15b, but the configuration is not limited to this. Specifically, the configuration shown in FIG. 3 may be used instead of the configuration shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing a first modification of the power supply device according to the first embodiment.
  • the overcurrent determination units 15a and 15b are respectively replaced by the overcurrent determination units 15a1 and 15b1.
  • the control unit 16 is replaced with the control unit 16A.
  • the other configurations are the same as or equivalent to those of FIG. 1, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and the duplicated description will be omitted.
  • the overcurrent determination unit 15a1 determines that the second current is the overcurrent, and the overcurrent is determined.
  • the determination result OC1 indicating that there is is output to the control unit 16A.
  • the overcurrent determination unit 15b1 determines that the second current is the overcurrent, and indicates that the overcurrent is the overcurrent.
  • the determination result OC2 of is output to the control unit 16A.
  • the control unit 16A transmits a stop signal to the gate drive circuit 19 based on the determination results OC1 and OC2. The subsequent operation is as described above.
  • the stop signal CS1 can be changed to the determination result OC1 in the overcurrent determination unit 15a1.
  • the stop signal CS2 can be changed to the determination result OC2. Since the determination results OC1 and OC2 are communication between the processor and the IC, there is an effect that communication can be easily constructed.
  • FIG. 4 is a diagram showing a second modification of the power supply device according to the first embodiment.
  • the overcurrent determination units 15a and 15b are respectively replaced by the overcurrent determination units 15a1 and 15b1.
  • the gate drive circuit 19 is replaced with the gate drive circuit 19A. Further, the gate drive circuit 19A is provided with input ports 19b and 19c.
  • the other configurations are the same as or equivalent to those of FIG. 1, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and the duplicated description will be omitted.
  • the overcurrent determination unit 15a1 determines that the second current is the overcurrent, and the overcurrent The determination result OC1 indicating that there is is output to the input port 19b of the gate drive circuit 19A. Further, when the detected value IS2 of the second current detected by the current detector 9 is larger than the threshold value A, the overcurrent determination unit 15b1 determines that the second current is the overcurrent, and indicates that the overcurrent is the overcurrent. The determination result OC2 is output to the input port 19c of the gate drive circuit 19A.
  • the gate drive circuit 19A performs the first stop control for the switching elements 10 and 11 of the first module 3 based on the determination result OC1, and the switching elements 12 and 13 of the second module 4 based on the determination result OC2. 1st stop control with respect to is implemented. The subsequent operation is as described above.
  • the stop signal CS1 can be changed to the determination result OC1 in the overcurrent determination unit 15a1.
  • the stop signal CS2 can be changed to the determination result OC2. Since the determination results OC1 and OC2 are communication between circuits, there is an effect that communication can be easily constructed.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a switching pattern in the second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a switching pattern as a comparative example in comparison with the switching pattern of the second embodiment shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit of the power supply device used for explaining the operation of the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a simplified circuit of the power supply device used for explaining the operation of the second embodiment.
  • the basic configuration of the power supply device according to the second embodiment is similar to that of the first embodiment, and the description of the configuration is omitted.
  • the switching pattern of the comparative example shown in FIG. 6 will be described.
  • the switching patterns of the switching element 10, the switching element 11, the switching element 12, and the switching element 13 are shown in this order from the upper side.
  • the part indicated by hatching is the ON period.
  • the horizontal axis indicates the phase.
  • T is a switching control cycle, and one cycle of the control cycle T is indicated by 360 degrees.
  • the control cycle T is a repeating cycle when switching control of each switching element is performed.
  • the switching element 10 in the first module 3 is controlled to be turned on.
  • the switching element 11 in the first module 3, the switching element 12 in the second module 4, and the switching element 13 in the second module 4 are controlled to be turned on in this order.
  • the ON period in which each switching element is controlled to be ON is T0
  • the value of “T0/T” obtained by dividing the ON period T0 by the control cycle T is defined as the duty.
  • the phase angle difference in which the ON periods of the switching elements do not overlap is generalized to 360/(2N) [degrees].
  • 360 [degree] is a phase angle of one control cycle with 0 [degree] as a reference
  • 2N is the number of phases.
  • the phase angle difference in which the ON periods of the switching elements do not overlap is 90 degrees, and the duty at that time is 25%.
  • FIG. 6 shows an example in which the duty of switching control exceeds 25% of the control cycle T.
  • a phenomenon occurs in which the switching elements in the same module are simultaneously turned on.
  • the switching element 10 and the switching element 11 of the first module 3 are simultaneously turned on in the section of the phase ⁇ 1- ⁇ 2.
  • the switching element 12 and the switching element 13 of the second module 4 are simultaneously turned on in the section of the phase ⁇ 3- ⁇ 4.
  • set cutoff value When the switching elements in each module are turned on at the same time, the total current of each module flows to each current detector in each module. There is no problem if they are simultaneously turned on near the zero cross, but if they are turned on near the current peak, the cutoff value set in the device (hereinafter referred to as “set cutoff value”) may be exceeded. In this case, it is not a failure abnormality, but an overcurrent error will occur during normal operation, so there is a concern that stability will drop during normal operation.
  • FIG. 7 shows a simplified portion of one booster circuit in the power supply device 100 shown in FIG.
  • Vs is the output voltage of the power supply 1 (the above-mentioned “first voltage”)
  • Vdc is the boosted voltage held in the smoothing capacitor 6 (the above-mentioned “second voltage”).
  • SW represents one of the switching elements 10 to 13.
  • L is the inductance of the reactor
  • ⁇ ton is the ON time of the switching element SW
  • T is the above-described control cycle
  • Duty is a value representing the duty in percent (%).
  • the on-current ⁇ Ion flowing while the switching element SW is on can be obtained from the following relational expression.
  • the on-current ⁇ Ion in the above formula (1) is a current flowing through the reactor while the switching element SW is on.
  • off current ⁇ Ioff that flows while the switching element SW is off can be obtained from the relational expression shown below.
  • the off current ⁇ Ioff in the above equation (2) is a current flowing through the diode while the switching element SW is off.
  • Vs Vdc*(1-Duty) ...(4)
  • the phase angle difference in the switching pattern of FIG. 6 is determined based on the number of phases.
  • the phase angle difference between the switching elements when the switching elements in the same module are controlled to be ON is determined based on the number of switching elements.
  • the number of switching elements in the same module is K
  • K is an integer of 2 or more.
  • the phase angle difference between the switching elements when the switching elements in the same module are controlled to be ON is the phase angle of 360 degrees in one control cycle in terms of the number of switching elements in the same module. It can be generalized to be the value obtained by dividing. In the case of the configuration of FIG.
  • the number of switching elements in the same module may be 3 or more.
  • the phase angle difference of switching control between modules is different from the phase angle difference of switching control within modules.
  • between the modules between the switching elements when the reference switching element (the switching element 10 and the switching element 12 or the switching element 11 and the switching element 13 in the configuration of FIG. 1) is controlled to be turned on.
  • the phase angle difference of is defined as "phase angle difference of switching control between adjacent modules".
  • FIG. 8 shows a simplified booster circuit in the power supply device 100 shown in FIG. Specifically, only the switching elements 10 and 11 of the first module 3 are shown. Therefore, the description here is the operation in the two-phase interleave method.
  • the current flowing when the switching element 10 is turned on is represented by “Isw1”
  • the current flowing when the switching element 11 is turned on is represented by “Isw2”
  • the current flowing through the current detector 8 is represented by “Isw”. Is written.
  • the effective value of the current Isw1 flowing when the switching element 10 is turned on is X [Arms].
  • “Rms” means an effective value (root mean square).
  • the switching element 11 also has the same characteristics as the switching element 10
  • the effective value of the current Isw2 at the time of turning on is set to the same X [Arms]. Therefore, the set cutoff value of the current detector 8 must be set to X [Arms] or more.
  • this value is a value when the simultaneous ON of the switching elements 10 and 11 is not considered.
  • the switching elements 10 and 11 are simultaneously turned on, a current of X [Arms] flows through each of the switching elements 10 and 11, so that a current of 2X [Arms] flows through the first module 3 as a whole. Therefore, considering the simultaneous turning on of the switching elements 10 and 11, the set cutoff value of the current detector 8 must be set to 2X [Arms] or more. Since a current of 2X [Arms] flows through the current detector 14, similarly, the rated value must be 2X [Arms] or more.
  • the current flowing in the same module can be reduced.
  • the current capacity of the elements of the entire circuit can be reduced, and the cost and size can be reduced.
  • the current flowing in the same module becomes relatively small, so that heat generation of the module can be suppressed.
  • the required heat dissipation performance can be secured even if the material of the heat dissipation part such as the heat sink is made smaller than in the past. Therefore, the cost of the material of the heat radiating portion can be reduced, and the heat radiating portion can be made small, so that the volume ratio of the heat radiating portion in the space can be reduced.
  • the phase angle difference between the switching elements when the plurality of switching elements in the same module are controlled to be ON is the phase angle of one control cycle. Is divided by the number of switching elements in the same module. As a result, it is possible to reduce the duty range in which an overcurrent error may occur.
  • FIG. 9 is a diagram showing a switching pattern used for explaining the operation of the third embodiment.
  • the switching pattern shown in FIG. 9 is the same as that of FIG.
  • FIG. 9 shows a state in which the operation of the second module 4 is stopped.
  • the operation is based on the two-phase interleave method that operates with a phase angle difference of 180 degrees. Therefore, even if an overcurrent flows through the second module 4 and the second module 4 is stopped due to the overcurrent interruption, the operation can be continued by the first module 3 which is not stopped.
  • the four-phase interleave system is normally operated, and when the second module 4 stops operating due to overcurrent, the first module 3 is used to perform the two-phase operation. Operates in interleaved mode. By providing the power supply device 100 with such an operation mode, the operation of the entire device is not stopped by the overcurrent interruption, and the stability of the operation can be improved.
  • the operation is continued in the first module 3, but the present invention is not limited to this example.
  • only the first module 3 is operated while suppressing the output to a certain output threshold value to prevent the device from stopping instantaneously, and after shifting to a stable state, stop the device. You may do so.
  • the operation in the case of two modules has been described according to the configuration of the power supply device 100 in FIG. 1, but it goes without saying that the present invention can be applied to a configuration having three or more modules. It is assumed that the number of modules is M (M is an integer of 2 or more), and the number of modules stopped by the overcurrent interruption is L (L is an integer of 1 or more and less than M). The number of switching elements in the same module is "2" here. In the case of this example, even if the L modules are stopped by the overcurrent interruption, the operation can be continued by the non-stopped (ML) modules.
  • the 2M-phase interleave system is normally operated, and the 2(ML)-phase interleave system is operated when the overcurrent is cut off. Even when the number of switching elements in the same module is three or more, such degenerate operation is possible.
  • the power supply device According to the power supply device according to the third embodiment, even when a part of the plurality of modules is stopped due to overcurrent interruption, the non-stopped module of the plurality of modules operates. continue. As a result, it is possible to prevent the operation of the entire device from being stopped due to overcurrent interruption, and it is possible to improve the stability of the operation of the power supply device.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the motor drive device according to the fourth embodiment.
  • power supply device 100 described in the first embodiment can be applied to a motor drive device that supplies DC power to an inverter.
  • an application example of the power supply device 100 described in the first embodiment to a motor drive device will be described.
  • the motor drive device 150 includes the power supply device 100 shown in FIG. 1 and an inverter 7a.
  • the power supply device 100 is a device that converts AC power into DC power.
  • the inverter 7a is a device that converts DC power output from the power supply device 100 into AC power.
  • a motor 7b is connected to the output side of the inverter 7a.
  • the inverter 7a drives the motor 7b by supplying the converted AC power to the motor 7b.
  • the motor drive device 150 shown in FIG. 10 can be applied to products such as blowers, compressors, and air conditioners.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example in which the motor drive device 150 shown in FIG. 10 is applied to an air conditioner.
  • the motor 7b is connected to the output side of the motor driving device 150, and the motor 7b is connected to the compression element 504.
  • the compressor 505 includes a motor 7b and a compression element 504.
  • the refrigeration cycle unit 506 is configured to include a four-way valve 506a, an indoor heat exchanger 506b, an expansion valve 506c and an outdoor heat exchanger 506d.
  • the flow path of the refrigerant circulating inside the air conditioner passes from the compression element 504, through the four-way valve 506a, the indoor heat exchanger 506b, the expansion valve 506c, the outdoor heat exchanger 506d, and again through the four-way valve 506a. , Compression element 504.
  • the motor drive device 150 is supplied with power from the power supply 1 and rotates the motor 7b.
  • the compression element 504 can perform a compression operation of the refrigerant by the rotation of the motor 7b, and circulate the refrigerant inside the refrigeration cycle unit 506.
  • the motor drive device includes the power supply device according to the first to third embodiments.
  • the effects described in the first to third embodiments can be enjoyed in products such as blowers, compressors, and air conditioners to which the motor drive device according to the fourth embodiment is applied.

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Abstract

電流検出器の数を抑制しつつ、スイッチング素子に流れ得る過電流を検出することができる電源装置を提供する。電源装置（１００）は、昇圧回路（２ａ－２ｄ）を有し、電源（１）から出力される電圧を昇圧するコンバータ回路（２）と、電源（１）とコンバータ回路（２）との間に流れる第１電流を検出する電流検出器（１４）と、昇圧回路（２ａ－２ｄ）のスイッチング素子（１０－１３）に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する電流検出器（８－９）と、第２電流の検出値（ＩＳ１，ＩＳ２）に基づいて第２電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部（１５ａ，１５ｂ）と、を備える。昇圧回路（２ａ－２ｄ）は、対応する過電流判定部（１５ａ，１５ｂ）の判定結果が過電流である場合に動作を停止する。

Description

電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
　本発明は、電源から供給される電力を昇圧して負荷に供給する電源装置、当該電源装置を備えたモータ駆動装置、当該モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、当該送風機又は当該圧縮機を備えた空気調和機に関する。
　下記特許文献１には、１つのコンバータモジュールに２つの逆流阻止ダイオード、２つのスイッチング素子、及び２つの電流検出器を備え、コンバータモジュールの外部に、コンバータモジュールの負極端子がバイパス回路を介して交流電源に接続されるインターリーブ方式の電源装置が開示されている。
特開２０１３－２４７７８８号公報
　上記特許文献１の技術は、電源電流の全電流がバイパス回路を介して交流電源に流れ込む構成である。このため、コンバータモジュールには大容量の端子を設ける必要がなく、コンバータモジュールを含む電源装置の小型化が可能になるとされている。
　しかしながら、特許文献１では、スイッチング素子のそれぞれに電流検出器を有する構成であり、スイッチング素子と同数の電流検出器が必要となる。従って、インターリーブの相数を増やすためにスイッチング素子の数を増加させると、これに伴って電流検出器の数も増加する。このため、装置が大型化するという課題が生じる。また、部品点数の増加に伴ってコストが増加し、装置の信頼性も低下するという課題も生じる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流検出器の数を抑制しつつ、スイッチング素子に流れ得る過電流を検出することができる電源装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電源装置は、リアクトル、スイッチング素子及び逆流阻止ダイオードを有する昇圧回路を偶数有し、電源から出力される電圧を昇圧するコンバータ回路を備える。また、電源装置は、電源とコンバータ回路との間に流れる第１電流を検出する第１電流の検出器と、偶数の昇圧回路のうちの複数の昇圧回路ごとに設けられ、当該複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する少なくとも１つの第２電流の検出器とを備える。更に、電源装置は、第２電流の検出器の数に対応して設けられ、それぞれが第２電流の検出値に基づいて第２電流が過電流であるか否かを判定する少なくとも１つの過電流判定部を備える。昇圧回路は、昇圧回路に対応する過電流判定部の判定結果が過電流である場合に動作を停止する。
　本発明に係る電源装置によれば、電流検出器の数を抑制しつつ、スイッチング素子に流れ得る過電流を検出することができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電源装置の構成例を示す図 実施の形態１における過電流判定部の動作の説明に供するフローチャート 実施の形態１に係る電源装置の第１の変形例を示す図 実施の形態１に係る電源装置の第２の変形例を示す図 実施の形態２におけるスイッチングパターンの一例を示す図 図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンと対比させた比較例としてのスイッチングパターンを示す図 実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の等価回路を示す図 実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の簡略回路を示す図 実施の形態３の動作説明に使用するスイッチングパターンを示す図 実施の形態４に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 図１０に示したモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。また、以下では、２素子入りのモジュールを一例として説明するが、モジュールという用語は、複数個のディスクリート、又は複数素子入りのモジュールを含む概念とする。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電源装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る電源装置１００は、電源１から供給される直流電力の電圧を昇圧して負荷７に供給する電源装置である。負荷７は、電源装置１００からの電力が供給されるインバータ、及びインバータによって駆動されるモータを含むものである。なお、図１は、電源１が直流電力の場合を例示しているが、この例に限定されない。電源１が交流電力である場合、当該交流電力を例えばダイオードブリッジを用いて整流し、整流後の直流電力を電源装置１００に供給すればよい。
　次に、実施の形態１に係る電源装置１００の構成について説明する。図１において、電源装置１００は、コンバータ回路２と、平滑コンデンサ６と、制御部１６と、駆動回路であるゲート駆動回路１９と、を備える。また、電源装置１００は、電流検出器８と、電流検出器９と、電流検出器１４と、を備える。更に、電源装置１００は、過電流判定部１５ａと、過電流判定部１５ｂと、を備える。
　コンバータ回路２は、電源１から出力される第１電圧を第２電圧に昇圧する。平滑コンデンサ６は、第２電圧を平滑する。平滑コンデンサ６によって平滑された電圧は、負荷７に印加される。
　コンバータ回路２は、昇圧回路２ａ～２ｄを有する。昇圧回路２ａは、リアクトルＬ１と、逆流阻止ダイオードＤ１と、スイッチング素子１０とを有する。昇圧回路２ｂは、リアクトルＬ２と、逆流阻止ダイオードＤ２と、スイッチング素子１１とを有する。昇圧回路２ｃは、リアクトルＬ３と、逆流阻止ダイオードＤ３と、スイッチング素子１２とを有する。昇圧回路２ｄは、リアクトルＬ４と、逆流阻止ダイオードＤ４と、スイッチング素子１３とを有する。コンバータ回路２は、昇圧回路２ａと、昇圧回路２ｂと、昇圧回路２ｃと、昇圧回路２ｄとが並列に接続されて構成される。
　昇圧回路２ａにおいて、リアクトルＬ１の一端は、直流母線１７ａを介して電源１の正極側端子に接続され、リアクトルＬ１の他端は、逆流阻止ダイオードＤ１のアノードに接続される。直流母線１７ａは、電源１と電源装置１００とを接続する電気配線である母線のうちの高電位側の母線であり、リアクトルＬ１の一端側の接続点１８ａよりも電源１側の母線のことを指している。
　また、昇圧回路２ａにおいて、逆流阻止ダイオードＤ１のカソードは、平滑コンデンサ６の正極側端子に接続される。リアクトルＬ１と逆流阻止ダイオードＤ１との接続点は、スイッチング素子１０の一端に接続される。他の昇圧回路２ｂ，２ｃ，２ｄも、昇圧回路２ａと同様に構成される。また、昇圧回路２ａ～２ｄにおいて、リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の一端同士は接続点１８ａで接続され、逆流阻止ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４のカソード同士も接続される。
　コンバータ回路２において、昇圧回路２ａのスイッチング素子１０及び昇圧回路２ｂのスイッチング素子１１は、２素子入りの第１のモジュール３として構成されている。また、昇圧回路２ｃのスイッチング素子１２及び昇圧回路２ｄのスイッチング素子１３は、２素子入りの第２のモジュール４として構成されている。また第１のモジュール３には逆流阻止ダイオードＤ１，Ｄ２が含まれていてもよく、第２のモジュール４には逆流阻止ダイオードＤ３，Ｄ４が含まれていてもよい。
　スイッチング素子１０～１３の一例は、図示の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：以下「ＭＯＳＦＥＴ」と表記）である。ＭＯＳＦＥＴに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。
　スイッチング素子１０～１３のそれぞれは、ドレインとソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
　また、スイッチング素子１０～１３のうちの少なくとも１つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子１０～１３のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
　第１のモジュール３には、過電流検出用の電流検出器８が直列に接続されている。また、第２のモジュール４には、過電流検出用の電流検出器９が直列に接続されている。電流検出器８の一端は、スイッチング素子１０，１１のソース同士の接続点に接続され、他端は直流母線１７ｂに接続される。また、電流検出器９の一端は、スイッチング素子１２，１３のソース同士の接続点に接続され、他端は直流母線１７ｂに接続される。直流母線１７ｂは、電源１と電源装置１００とを接続する電気配線である母線のうちの低電位側の母線であり、電流検出器８の他端側の接続点１８ｂよりも電源１側の母線のことを指している。
　電流検出器１４は、直流母線１７ｂに配置される。電流検出器１４は、電源１の負極側端子と接続点１８ｂとの間に流れる直流電流を検出する。なお、図１において、電流検出器１４は、直流母線１７ｂに配置されているが、直流母線１７ａに配置されていてもよい。この場合、電流検出器１４は、接続点１８ａと電源１の正極側端子との間に流れる直流電流を検出する。
　昇圧回路２ａ又は昇圧回路２ｂが動作するとき、電流検出器８には、第１のモジュール３を通して電流が流れる。また、昇圧回路２ｃ又は昇圧回路２ｄが動作するとき、電流検出器９には、第２のモジュール４を通して電流が流れる。また、昇圧回路２ａ～２ｄのうちの少なくとも１つが動作するとき、電流検出器１４には電流が流れる。なお、以下の説明において、電流検出器１４に流れる電流を「電源電流」、「第１電流」又は「全電流」と呼ぶ場合がある。また、電流検出器８，９に流れる電流のそれぞれを、共に「第２電流」と呼ぶ場合がある。また、電流検出器１４を「第１電流の検出器」と呼び、電流検出器８，９のそれぞれを「第２電流の検出器」と呼ぶ場合がある。更に、電流検出器８を「第２電流の第１検出器」と呼び、電流検出器９を「第２電流の第２検出器」と呼ぶ場合がある。
　電流検出器１４は、電流検出器１４に流れる第１電流を検出する。電流検出器８は、電流検出器８に流れる第２電流を検出する。電流検出器８に流れる第２電流は、スイッチング素子１０に流れる電流と、スイッチング素子１１に流れる電流とが合算された合算電流である。電流検出器９は、電流検出器９に流れる第２電流を検出する。電流検出器９に流れる第２電流は、スイッチング素子１２に流れる電流と、スイッチング素子１３に流れる電流とが合算された合算電流である。過電流判定部１５ａは、電流検出器８に流れる第２電流が過電流であるか否かを判定する。過電流判定部１５ｂは、電流検出器９に流れる第２電流が過電流であるか否かを判定する。
　制御部１６は、プロセッサ１６ａと、メモリ１６ｂとを備えている。制御部１６は、電流検出器１４から第１電流の検出値Ｉａを受信する。制御部１６は、検出値Ｉａに基づいて、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ４を生成する。制御信号Ｓ１は、スイッチング素子１０を制御するための制御信号である。以下、同様に、制御信号Ｓ２は、スイッチング素子１１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３は、スイッチング素子１２を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ４は、スイッチング素子１３を制御するための制御信号である。制御部１６によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ４は、ゲート駆動回路１９の入力ポート１９ａに入力される。制御部１６は、第１のモジュール３及び第２のモジュール４を制御する役割を果たしており、過電流遮断を行うためのみのものではない。
　制御部１６において、プロセッサ１６ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。メモリ１６ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。
　メモリ１６ｂには、上述した制御部１６の機能、及び後述する制御部１６の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ１６ａは、図示しないアナログディジタル変換器及びディジタルアナログ変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ１６ｂに格納されたプログラムをプロセッサ１６ａが実行することにより、所要の処理を行う。プロセッサ１６ａによる演算結果は、メモリ１６ｂに記憶される。
　ゲート駆動回路１９は、制御信号Ｓ１～Ｓ４に基づいて、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ４を生成する。駆動パルスＧ１は、スイッチング素子１０を駆動するための駆動パルスである。以下、同様に、駆動パルスＧ２は、スイッチング素子１１を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ３は、スイッチング素子１２を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ４は、スイッチング素子１３を駆動するための駆動パルスである。
　第１のモジュール３及び第２のモジュール４の各スイッチング素子の何れかが制御され、スイッチング動作すると、電源１から供給される直流電力が対応するリアクトルに蓄積される。制御部１６は、コンバータ回路２から出力される第２電圧が所望の昇圧電圧となるように、予め決められたデューティで各スイッチング素子をスイッチング動作させるスイッチング制御を行う。コンバータ回路２は、平滑コンデンサ６及び負荷７に昇圧した第２電圧を印加することで、所要の電力を負荷７に送電する。
　コンバータ回路２において、昇圧回路２ａ～２ｄは、予め決められた周期に従って順番に動作する。この周期を「インターリーブ周期」と呼ぶ。また、１つのリアクトルと、１つのスイッチング素子との組み合わせを１相と数える。実施の形態１で定義した昇圧回路の数は、ここで定義した相数と一致する。図１は４相の例であり、４相インターリーブ方式の構成であるが、この構成のみに限定されない。Ｎを１以上の整数とするとき、相数は２Ｎであればよい。即ち、実施の形態１に係る電源装置１００は、偶数相（２相、４相、６相、８相、……）のインターリーブ方式の構成であればよい。なお、２相のインターリーブ方式の場合では、１つのモジュールと、当該１つのモジュールに接続される電流検出器を有する構成となる。
　また、図１では、４相インターリーブ方式の構成において、１つのモジュール内に２つのスイッチング素子を有する構成について例示したが、この構成に限定されない。例えば、６相インターリーブ方式の場合、２つのモジュールを備え、それぞれのモジュール内に３つのスイッチング素子を有する構成でもよい。
　次に、実施の形態１に係る電源装置１００における要部の動作について、図１及び図２を参照して説明する。図２は、実施の形態１における過電流判定部の動作の説明に供するフローチャートである。なお、図２は、過電流判定部１５ａの動作に対応させたフローチャートになっている。
　過電流判定部１５ａは、電流検出器８によって検出された第２電流の検出値ＩＳ１に基づいて、第２電流が過電流であるか否かを判定する（ステップＳ１０１）。過電流の判定には、第１の閾値である閾値Ａが用いられる。過電流判定部１５ａは、第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａ以下である場合（ステップＳ１０１，Ｎｏ）、当該第２電流は過電流ではないと判定し、ステップＳ１０１の判定処理を継続する。一方、第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａよりも大きい場合（ステップＳ１０１，Ｙｅｓ）、過電流判定部１５ａは、当該第２電流が過電流であると判定し、第１のモジュール３に停止信号ＣＳ１を送信する（ステップＳ１０２）。この処理により、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１は、動作を停止する。以降、ステップＳ１０１に戻り、ステップＳ１０１からの判定処理が継続される。
　なお、ステップＳ１０１の判定処理において、過電流判定部１５ａは、第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。
　過電流判定部１５ｂの動作についても同様に説明する。過電流判定部１５ｂは、電流検出器９によって検出された第２電流の検出値ＩＳ２に基づいて、第２電流が過電流であるか否かを判定する。過電流の判定には、過電流判定部１５ａと同様に閾値Ａが用いられる。過電流判定部１５ｂは、第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａ以下である場合、当該第２電流は過電流ではないと判定する。一方、第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａよりも大きい場合、過電流判定部１５ｂは、当該第２電流が過電流であると判定し、第２のモジュール４に停止信号ＣＳ２を送信する。この処理により、第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３は、動作を停止する。なお、本判定処理において、過電流判定部１５ｂは、第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。
　過電流判定部１５ａ，１５ｂは、集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＩＣ）を用いて構成することができる。なお、過電流判定部１５ａは、電流検出器８に過電流が流れた際に、第１のモジュール３の動作を強制的に停止させる機能を有しているが、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１を直接的に制御する機能は有していない。また、過電流判定部１５ｂは、電流検出器９に過電流が流れた際に、第２のモジュール４の動作を強制的に停止させる機能を有しているが、第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３を直接的に制御する機能は有していない。なお、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の動作を停止させるには、どのような手法を用いてもよい。スイッチング素子への電源供給を強制的に断にしてもよいし、スイッチング素子への制御信号ラインをスイッチ等で電気的に断にしてもよい。
　次に、制御部１６の動作について説明する。制御部１６は、電流検出器１４から受信した第１電流の検出値Ｉａに基づいて、第１電流が過電流であるか否かを判定する。過電流の判定には、第２の閾値である閾値Ｂが用いられる。第１電流の検出値Ｉａが閾値Ｂ以下である場合、制御部１６は、当該第１電流は過電流ではないと判定し、通常の制御を行う。一方、第１電流の検出値Ｉａが閾値Ｂよりも大きい場合、制御部１６は、当該第１電流が過電流であると判定し、ゲート駆動回路１９に停止信号を送信し、スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ４の出力を停止する。これにより、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の動作は停止する。なお、本判定処理では、第１電流の検出値Ｉａが閾値Ｂと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。また、ゲート駆動回路１９への停止信号の送信は、どのような手法を用いてもよい。ゲート駆動回路１９への制御信号Ｓ１～Ｓ４の信号レベルによって、ゲート駆動回路１９に停止信号であることを認識させてもよいし、制御信号Ｓ１～Ｓ４とは異なる信号をゲート駆動回路１９へ出力し、駆動パルスＧ１～Ｇ４の出力を強制的に停止させてもよい。
　以上の制御により、過電流判定部１５ａの判定結果が過電流である場合は、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１がスイッチング動作を停止し、過電流判定部１５ｂの判定結果が過電流である場合は、第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３がスイッチング動作を停止する。そして、制御部１６の判定結果が過電流である場合には、全てのスイッチング素子１０～１３がスイッチング動作を停止する。
　過電流判定部１５ａ又は過電流判定部１５ｂを用いた停止制御（以下、適宜「第１の停止制御」と呼ぶ）は、過電流が流れているときだけ実施される。また、第１の停止制御は、電流検出器１４による第１電流の検出値Ｉａに基づいた制御部１６による停止制御（以下、適宜「第２の停止制御」と呼ぶ）に先行して実施される。一方、第２の停止制御は、一度でも過電流が検出された場合には、継続的に実施される。このため、第１の停止制御と第２の停止制御とを並行して実施すれば、スイッチング素子の故障が拡大するのを確実に抑止することが可能となる。
　前述の通り、電流検出器８，９，１４のうち、電流検出器８，９は過電流の検出及び遮断のみに使用する。このため、電流検出器８，９は、電流検出器１４よりも安価で低精度のものでよい。一方、異常発生時においては、上述した第１の停止制御を速やかに実施する必要がある。このため、電流検出器８，９の応答速度は、電流検出器１４よりも速いものがよい。電流検出器８，９の一例は、シャント抵抗である。
　過電流判定部１５ａ，１５ｂは、制御部１６及びゲート駆動回路１９を介さずに、第１のモジュール３及び第２のモジュール４に停止信号を送信する。このため、過電流であると判定されたモジュールの動作を、素早く停止させることができる。
　また、電流検出器１４は、スイッチング素子１０～１３の制御と、スイッチング素子１０～１３のそれぞれに流れる全電流の検出のために設けられている。即ち、制御部１６は、電流検出器１４で検出された第１電流の検出値Ｉａによってスイッチング素子１０～１３のそれぞれを制御している。電流検出器１４に流れる第１電流は、電流検出器８に流れる第２電流と、電流検出器９に流れる第２電流との合算電流であるため、第１電流は第２電流よりも周波数が低くなる。このため、電流検出器１４の応答速度は、電流検出器８又は電流検出器９の応答速度よりも遅くてもよい。一方、電流検出器１４は、スイッチング素子１０～１３を制御するため、電流検出器８又は電流検出器９よりも、高精度のものがよい。電流検出器１４の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電源装置によれば、複数の昇圧回路ごとに設けられ、当該複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する１又は複数の第２電流検出器と、第２電流検出器の数に対応して設けられ、それぞれが第２電流の検出値に基づいて第２電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、を備える。そして、昇圧回路は、昇圧回路に対応して設けられる過電流判定部の判定結果が過電流である場合に動作を停止する。これにより、電流検出器の数を抑制しつつ、スイッチング素子に流れ得る過電流を検出することが可能となる。また、電流検出器の数を抑制できるので、コストの削減が可能となる。更に、実装面積を小さくできるので、電源装置の小型化を図ることができる。
　なお、図１では、第１の停止制御を過電流判定部１５ａ，１５ｂによって実施する構成であるが、この構成に限定されない。具体的に、図１の構成に代えて、図３のように構成してもよい。図３は、実施の形態１に係る電源装置の第１の変形例を示す図である。
　図３において、実施の形態１の第１の変形例に係る電源装置１００Ａでは、図１に示す電源装置１００の構成において、過電流判定部１５ａ，１５ｂが、それぞれ過電流判定部１５ａ１，１５ｂ１に置き替えられ、制御部１６が制御部１６Ａに置き替えられている。その他の構成については、図１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
　図３において、過電流判定部１５ａ１は、電流検出器８によって検出された第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ１を制御部１６Ａに出力する。また、過電流判定部１５ｂ１は、電流検出器９によって検出された第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ２を制御部１６Ａに出力する。制御部１６Ａは、判定結果ＯＣ１，ＯＣ２に基づいて、ゲート駆動回路１９に停止信号を送信する。以降の動作は、前述の通りである。
　図３の構成によれば、過電流判定部１５ａ１において、停止信号ＣＳ１を判定結果ＯＣ１に変更することができる。また、過電流判定部１５ｂ１において、停止信号ＣＳ２を判定結果ＯＣ２に変更することができる。判定結果ＯＣ１，ＯＣ２は、プロセッサとＩＣ間の通信であるため、通信の構築が容易であるという効果がある。なお、図３の構成を採用する場合、図１のものよりも、処理能力の高いプロセッサ１６ａを使用し、また、処理速度の速いゲート駆動回路１９を使用することが好ましい。
　また、図１の構成に代えて、図４のように構成してもよい。図４は、実施の形態１に係る電源装置の第２の変形例を示す図である。
　図４において、実施の形態１の第２の変形例に係る電源装置１００Ｂでは、図１に示す電源装置１００の構成において、過電流判定部１５ａ，１５ｂが、それぞれ過電流判定部１５ａ１，１５ｂ１に置き替えられ、ゲート駆動回路１９がゲート駆動回路１９Ａに置き替えられている。また、ゲート駆動回路１９Ａには、入力ポート１９ｂ，１９ｃが設けられている。その他の構成については、図１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
　図４において、過電流判定部１５ａ１は、電流検出器８によって検出された第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ１をゲート駆動回路１９Ａの入力ポート１９ｂに出力する。また、過電流判定部１５ｂ１は、電流検出器９によって検出された第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ２をゲート駆動回路１９Ａの入力ポート１９ｃに出力する。ゲート駆動回路１９Ａは、判定結果ＯＣ１に基づいて第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１に対する第１の停止制御を実施し、判定結果ＯＣ２に基づいて第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３に対する第１の停止制御を実施する。以降の動作は、前述の通りである。
　図４の構成によれば、過電流判定部１５ａ１において、停止信号ＣＳ１を判定結果ＯＣ１に変更することができる。また、過電流判定部１５ｂ１において、停止信号ＣＳ２を判定結果ＯＣ２に変更することができる。判定結果ＯＣ１，ＯＣ２は、回路間の通信であるため、通信の構築が容易であるという効果がある。なお、図４の構成を採用する場合、図１のものよりも、処理速度の速いゲート駆動回路１９を使用することが好ましい。また、図３の構成と比較すると、プロセッサ１６ａ処理能力は低くてもよい。
実施の形態２．
　実施の形態２では、スイッチング素子１０～１３を駆動する際のスイッチングパターン、並びに当該スイッチングパターンによる動作及び効果について、図５から図８の図面を参照して説明する。図５は、実施の形態２におけるスイッチングパターンの一例を示す図である。図６は、図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンと対比させた比較例としてのスイッチングパターンを示す図である。図７は、実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の等価回路を示す図である。図８は、実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の簡略回路を示す図である。なお、実施の形態２に係る電源装置の基本的な構成は、実施の形態１と同様であり、構成の説明は省略する。
　まず、図６に示す比較例のスイッチングパターンについて説明する。図６では、上段側から、スイッチング素子１０、スイッチング素子１１、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１３の順でそれぞれのスイッチングパターンが示されている。ハッチングで示した部分が、オン期間である。横軸は位相を示している。Ｔはスイッチングの制御周期であり、制御周期Ｔの１周期を３６０度で示している。制御周期Ｔは、各スイッチング素子をスイッチング制御するときの繰り返し周期である。
　図６の例では、まず、第１のモジュール３内のスイッチング素子１０がオンに制御される。その後、第１のモジュール３内のスイッチング素子１１、第２のモジュール４内のスイッチング素子１２、第２のモジュール４内のスイッチング素子１３の順でオンに制御されている。ここで、各スイッチング素子がオンに制御されるオン期間をＴ０とするとき、オン期間Ｔ０を制御周期Ｔで除した「Ｔ０／Ｔ」の値をデューティと定義する。
　また、Ｎを１以上の整数とするとき、２Ｎ相インターリーブ方式では、各スイッチング素子のオン期間が重ならない位相角差は、３６０／（２Ｎ）［度］で一般化される。ここで、３６０［度］は、０［度］を基準とする１制御周期の位相角であり、“２Ｎ”は相数である。具体的に、４相インターリーブ方式の場合、各スイッチング素子のオン期間が重ならない位相角差は９０度であり、そのときのデューティは２５％である。
　図６には、スイッチング制御のデューティが制御周期Ｔの２５％を超えた例が示されている。この場合、同一モジュール内のスイッチング素子が同時オンとなる現象が生起する。具体的に図６の例では、位相θ１－θ２の区間で、第１のモジュール３のスイッチング素子１０と、スイッチング素子１１とが同時オンとなっている。また、位相θ３－θ４の区間で、第２のモジュール４のスイッチング素子１２と、スイッチング素子１３とが同時オンとなっている。
　各モジュール内のスイッチング素子が同時オンした場合、各モジュールでは、各モジュール全体の合算電流が各電流検出器に流れる。ゼロクロス付近で同時オンしても問題ないが、電流ピーク付近で同時オンすると、装置に設定している遮断値（以下「設定遮断値」と呼ぶ）を超えるおそれがある。この場合、故障異常ではなく、通常運転時において過電流エラーとなってしまうことにつながるので、通常運転時の安定性低下が懸念される。
　次に、スイッチング制御のデューティが制御周期の２５％までの範囲で制御できる昇圧比について、図７を参照して説明する。図７には、図１に示す電源装置１００における１つの昇圧回路の部分を簡略化して示している。図７において、Ｖｓは電源１の出力電圧（上述した「第１電圧」）、Ｖｄｃは平滑コンデンサ６に保持される昇圧電圧（上述した「第２電圧」）である。ＳＷは、スイッチング素子１０～１３のうちの一つを表している。Ｌはリアクトルのインダクタンス、Δｔｏｎはスイッチング素子ＳＷのオン時間、Ｔは上述した制御周期、Ｄｕｔｙは、デューティをパーセント（％）で表した値である。
　まず、スイッチング素子ＳＷがオンの期間に流れるオン電流ΔＩｏｎは、以下に示す関係式から求めることができる。
　Ｖｓ＝Ｌ＊ΔＩｏｎ／Δｔｏｎ
　ΔＩｏｎ＝Ｖｓ＊Δｔｏｎ／Ｌ
　　　…（１）
　上記（１）式におけるオン電流ΔＩｏｎは、スイッチング素子ＳＷがオンの期間にリアクトルに流れる電流である。
　また、スイッチング素子ＳＷがオフの期間に流れるオフ電流ΔＩｏｆｆは、以下に示す関係式から求めることができる。
　Ｖｄｃ＝Ｌ＊ΔＩｏｆｆ／（Ｔ－Δｔｏｎ）＋Ｖｓ
　ΔＩｏｆｆ＝（Ｖｄｃ－Ｖｓ）＊（Ｔ－Δｔｏｎ）／Ｌ
　　　…（２）
　上記（２）式におけるオフ電流ΔＩｏｆｆは、スイッチング素子ＳＷがオフの期間にダイオードに流れる電流である。
　ここで、ΔＩｏｎ＝ΔＩｏｆｆであれば昇圧可能である。この関係は、以下のように表すことができる。
　Ｖｓ＊Δｔｏｎ／Ｌ＝（Ｖｄｃ－Ｖｓ）＊（Ｔ－Δｔｏｎ）／Ｌ
　Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（Ｔ－Δｔｏｎ）／Ｔ
　　　…（３）
　ここで、Δｔｏｎ＝Ｔ＊Ｄｕｔｙの関係があるため、上記（３）式の第２式は、以下の（４）式で表すことができる。
　Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（１－Ｄｕｔｙ）
　　　…（４）
　上記（４）式に、Ｄｕｔｙ＝２５％を代入すると、以下の（５）式が得られる。
　Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（１－０．２５）＝０．７５Ｖｄｃ
　Ｖｄｃ＝（１／０．７５）＊Ｖｓ＝１．３Ｖｄｃ
　　　…（５）
　よって、図６に示すスイッチングパターンの場合、Ｄｕｔｙ＝２５％以下で制御できる昇圧比の範囲は、上記（５）式の第２式から１．３倍までであることが分かる。即ち、図６に示すスイッチングパターンの場合、１．３倍以上の昇圧比を得る場合には、Ｄｕｔｙを２５％以上に設定する必要があり、同一モジュール内のスイッチング素子の同時オンを回避できないことを意味している。
　そこで、スイッチングパターンを図５のように変更する。図５では、まず、第１のモジュール３内のスイッチング素子１０をオンに制御する。次に、第２のモジュール４内のスイッチング素子１２をオンに制御する。その後、第１のモジュール３内のスイッチング素子１１、第２のモジュール４内のスイッチング素子１３の順でオンに制御する。
　上記のようにスイッチング制御することで、Ｄｕｔｙ＝５０％までは、同じモジュール内で同時オンが起こらない。このとき、Ｄｕｔｙ＝５０％で制御可能な受電電圧は、以下の（６）式で表される。
　Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（１－０．５）＝０．５Ｖｄｃ
　Ｖｄｃ＝（１／０．５）＊Ｖｓ＝２Ｖｓ
　　　…（６）
　上記（６）式の第２式から、昇圧比２倍までは制御可能となる。従って、実施の形態２で提案する方式のスイッチングパターンの場合、１．３倍を超え、２倍までの昇圧比までは、同一モジュール内のスイッチング素子の同時オンを回避できることを意味している。これにより、実施の形態２で提案する方式のスイッチングパターンの場合、通常運転時の過電流エラーが起こる可能性を減少させることができる。
　上述したように、図６のスイッチングパターンにおける位相角差は、相数に基づいて定められる。これに対し、図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンは、同一モジュール内のスイッチング素子がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差は、スイッチング素子の数に基づいて定められる。ここで、同一モジュール内のスイッチング素子数をＫとし、Ｋを２以上の整数とする。このとき、図５のスイッチングパターンは、同一モジュール内のスイッチング素子がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差は、１制御周期の位相角３６０度を同一モジュール内のスイッチング素子数で除した値であると一般化できる。図１の構成の場合、各モジュール内のスイッチング素子数は“２”であり、位相角差は３６０／２＝１８０度になる。なお、後述するように、同一モジュール内のスイッチング素子数は３以上でもよく、例えば同一モジュール内のスイッチング素子数が３の場合、位相角差は３６０／３＝１２０度になる。
　また、図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンでは、モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、モジュール内のスイッチング制御の位相角差とは異なる。具体的に図５の例の場合、第１のモジュール３のスイッチング素子１０と、第２のモジュール４のスイッチング素子１２との間のスイッチング制御の位相角差は、３６０／４＝９０度になる。ここで、各モジュール間において、基準となるスイッチング素子（図１の構成であれば、スイッチング素子１０及びスイッチング素子１２、又はスイッチング素子１１及びスイッチング素子１３）がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差を、「隣接モジュール間のスイッチング制御の位相角差」と定義する。この定義を使用すると、モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、１制御周期の位相角３６０度をインターリーブの相数２Ｎで除した値であると一般化できる。例えば、インターリーブの相数が８の場合において、同一モジュール内のスイッチング素子数が２の場合（この場合、モジュール数＝４）、同一モジュール内のスイッチング素子数が４の場合（この場合、モジュール数＝２）が考えられるが、何れの場合も、モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、３６０／８＝４５度となる。
　次に、実施の形態２におけるスイッチングパターンによって得られる更なる効果について説明する。図８には、図１に示す電源装置１００における昇圧回路が簡略化されて示されている。具体的には、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１のみが示されている。従って、ここでの説明は、２相インターリーブ方式での動作となる。
　図８では、スイッチング素子１０をオンしたときに流れる電流を「Ｉｓｗ１」と表記し、スイッチング素子１１をオンしたときに流れる電流を「Ｉｓｗ２」と表記し、電流検出器８に流れる電流を「Ｉｓｗ」と表記している。これらの電流Ｉｓｗ１、電流Ｉｓｗ２及び電流Ｉｓｗの間には、Ｉｓｗ＝Ｉｓｗ１＋Ｉｓｗ２の関係がある。
　図８において、まず、スイッチング素子１０をオンしたときに流れる電流Ｉｓｗ１の実効値がＸ［Ａｒｍｓ］だとする。“ｒｍｓ”は、実効値（ｒｏｏｔ　ｍｅａｎ　ｓｑｕａｒｅ）の意味である。また、スイッチング素子１１もスイッチング素子１０と同じ特性であると仮定し、オン時の電流Ｉｓｗ２の実効値を同じＸ［Ａｒｍｓ］とする。従って、電流検出器８の設定遮断値は、Ｘ［Ａｒｍｓ］以上に設定されなければならない。一方、この値は、スイッチング素子１０，１１の同時オンを考慮しない場合の値である。仮に、スイッチング素子１０，１１が同時オンすると、スイッチング素子１０，１１には、それぞれＸ［Ａｒｍｓ］の電流が流れるため、第１のモジュール３全体では、２Ｘ［Ａｒｍｓ］の電流が流れてしまう。従って、スイッチング素子１０，１１の同時オンを考慮すると、電流検出器８の設定遮断値を２Ｘ［Ａｒｍｓ］以上に設定しなければならない。電流検出器１４にも２Ｘ［Ａｒｍｓ］の電流が流れるため、同様に定格値を２Ｘ［Ａｒｍｓ］以上にしなければならない。
　上記のように、同一モジュール内のスイッチング素子の同時オンを考慮すると、回路全体の素子の電流容量を底上げする必要があり、装置のコストが増加し、装置のサイズが増大するという課題が生じる。
　これに対し、実施の形態２で提案するスイッチングパターンによれば、同一モジュールに流れる電流を減少させることができる。これにより、回路全体の素子の電流容量を小さくでき、コスト及びサイズの低減が可能となる。
　また、図６のスイッチングパターンでは、昇圧比１．３倍のＤｕｔｙ＝２５％を超えると同一モジュール内のスイッチング素子による同時オンが生じる。これにより、通常運転時において、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲は１－０．２５＝７５％である。これに対し、実施の形態２で提案するスイッチングパターンによれば、同一モジュール内のスイッチング素子による同時オンが、昇圧比２倍のＤｕｔｙ＝５０％までは生じない。これにより、通常運転時において、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲は１－０．５＝５０％である。従って、実施の形態２で提案するスイッチングパターンによれば、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲を従来よりも低減することができる。
　また、同一モジュール内の同時オンが生起する場合、同時オンが生起しない場合と比べて、同一モジュール内に流れる電流が相対的に小さくなるので、モジュールの発熱を抑えることができる。これにより、従来よりもヒートシンク等の放熱部の材料を少なくしても、必要な放熱性能を確保できる。従って、放熱部の材料のコストを下げることができ、また、放熱部を小さくできるため、放熱部の空間に占める体積の割合を削減することができる。
　以上説明したように、実施の形態２に係る電源装置によれば、同一のモジュール内の複数のスイッチング素子がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差は、１制御周期の位相角を同一のモジュール内のスイッチング素子の数で除した値に設定される。これにより、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲の低減が可能となる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、実施の形態２で提案したスイッチングパターンによる制御を利用した運転制御及び当該運転制御による効果について説明する。図９は、実施の形態３の動作説明に使用するスイッチングパターンを示す図である。なお、図９に示すスイッチングパターンは、図５のものと同じである。
　まず、実施の形態１で説明した過電流遮断の機能により、第１のモジュール３及び第２のモジュール４のうちの何れか一方の動作が停止したとする。このとき、例えば図６に示されるスイッチングパターンで動作させるとすると、片方のモジュールが停止した段階で、電源装置１００の動作が困難となる。
　そこで、実施の形態２で説明した図５のスイッチングパターンで動作させる。図９では、第２のモジュール４の動作が停止している状態を示している。図９において、停止していない第１のモジュール３のスイッチングパターンだけを見ると、１８０度の位相角差で動作する２相インターリーブ方式による動作になっていることが分かる。従って、第２のモジュール４に過電流が流れ、第２のモジュール４が過電流遮断によって停止しても、停止していない第１のモジュール３によって、運転を継続することができる。即ち、図９の例の場合、通常時は、４相インターリーブ方式で動作させ、第２のモジュール４が過電流によって動作停止した過電流遮断時には、第１のモジュール３を使用して、２相インターリーブ方式で動作させる。このような動作モードを電源装置１００に具備させることにより、装置全体の動作が過電流遮断によっては停止せず、動作の安定性の向上を図ることができる。
　なお、上記では、第１のモジュール３で運転を継続することについて説明したが、この例に限定されない。別な例として、第１のモジュール３のみで、ある出力の閾値まで出力を抑えながら運転し、装置が瞬間的に停止するのを防止して、安定した状態に移行させてから、装置を停止するようにしてもよい。
　また、上記では、図１の電源装置１００の構成に合わせて、２つのモジュールの場合の動作について説明したが、３つ以上のモジュールを有する構成に適用できることは言うまでもない。モジュールの数をＭ個（Ｍは２以上の整数）とし、過電流遮断によって動作停止しているモジュールの数をＬ個（Ｌは１以上、Ｍ未満の整数）とする。また、同一モジュール内のスイッチング素子数をここでは“２”とする。この例の場合、Ｌ個のモジュールが過電流遮断によって停止しても、停止していない（Ｍ－Ｌ）個のモジュールによって、動作を継続することができる。また、この例の場合、通常時は、２Ｍ相インターリーブ方式で動作し、過電流遮断時には、２（Ｍ－Ｌ）相インターリーブ方式で動作する。なお、同一モジュール内のスイッチング素子数が３以上の場合でも、このような縮退動作が可能である。
　また、上記では、モジュールの過電流遮断について説明したが、モジュールが故障した場合にも適用できることは言うまでもない。
　以上説明したように、実施の形態３に係る電源装置によれば、複数のモジュールのうちの一部が過電流遮断によって停止した場合でも、複数のモジュールのうちで停止していないモジュールが動作を継続する。これにより、装置全体の動作が過電流遮断によって停止することを回避でき、電源装置の動作の安定性の向上を図ることができる。
実施の形態４．
　図１０は、実施の形態４に係るモータ駆動装置の構成例を示す図である。図１０に示すように、実施の形態１で説明した電源装置１００は、インバータに直流電力を供給するモータ駆動装置に適用することができる。以下、実施の形態１で説明した電源装置１００のモータ駆動装置への適用例を説明する。
　図１０に示す実施の形態４に係るモータ駆動装置１５０は、図１に示す電源装置１００と、インバータ７ａとを有する。前述の通り、電源装置１００は、交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ７ａは、電源装置１００から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。
　インバータ７ａの出力側には、モータ７ｂが接続されている。インバータ７ａは、変換した交流電力をモータ７ｂに供給することでモータ７ｂを駆動する。
　図１０に示すモータ駆動装置１５０は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。
　図１１は、図１０に示したモータ駆動装置１５０を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１５０の出力側にはモータ７ｂが接続されており、モータ７ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ７ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。
　空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１５０は、電源１より電力の供給を受け、モータ７ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ７ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。
　実施の形態４に係るモータ駆動装置によれば、実施の形態１から３に係る電源装置を備えて構成される。これにより、実施の形態４に係るモータ駆動装置を適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１から３で説明した効果を享受することができる。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　電源、２　コンバータ回路、２ａ～２ｄ　昇圧回路、３　第１のモジュール、４　第２のモジュール、６　平滑コンデンサ、７　負荷、７ａ　インバータ、７ｂ　モータ、８，９，１４　電流検出器、１０～１３　スイッチング素子、１５ａ，１５ｂ，１５ａ１，１５ｂ１　過電流判定部、１６，１６Ａ　制御部、１６ａ　プロセッサ、１６ｂ　メモリ、１７ａ，１７ｂ　直流母線、１８ａ，１８ｂ　接続点、１９，１９Ａ　ゲート駆動回路、１９ａ，１９ｂ，１９ｃ　入力ポート、１００，１００Ａ，１００Ｂ　電源装置、１５０　モータ駆動装置、５０４　圧縮要素、５０５　圧縮機、５０６　冷凍サイクル部、５０６ａ　四方弁、５０６ｂ　室内熱交換器、５０６ｃ　膨張弁、５０６ｄ　室外熱交換器、Ｄ１～Ｄ４　逆流阻止ダイオード、Ｌ１～Ｌ４　リアクトル。

Claims (15)

  1. 　リアクトル、スイッチング素子及び逆流阻止ダイオードを有する昇圧回路を偶数有し、電源から出力される電圧を昇圧するコンバータ回路と、
    　前記電源と前記コンバータ回路との間に流れる第１電流を検出する第１電流の検出器と、
    　前記偶数の昇圧回路のうちの複数の昇圧回路ごとに設けられ、前記複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する少なくとも１つの第２電流の検出器と、
    　前記第２電流の検出器の数に対応して設けられ、前記第２電流の検出値に基づいて前記第２電流が過電流であるか否かを判定する少なくとも１つの過電流判定部と、
    　を備え、
    　前記昇圧回路は、前記昇圧回路に対応する前記過電流判定部の判定結果が過電流である場合に動作を停止する
    　電源装置。
  2. 　前記第２電流の検出器は過電流の検出器であり、
    　前記第２電流の検出器が前記第２電流を検出する検出速度は、前記第１電流の検出器が前記第１電流を検出する検出速度よりも速い
    　請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記第２電流の検出器は過電流の検出器であり、
    　前記第２電流の検出器が前記第２電流を検出する検出精度は、前記第１電流の検出器が前記第１電流を検出する検出精度よりも低い
    　請求項１又は２に記載の電源装置。
  4. 　前記コンバータ回路では、複数の前記スイッチング素子が並列に接続されて１つのモジュールを構成し、
    　１つの前記モジュールごとに１つの前記第２電流の検出器が接続される
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電源装置。
  5. 　複数の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路を備え、
    　前記駆動回路は、前記過電流判定部の判定結果が過電流である場合に前記過電流が流れているスイッチングモジュールにおける前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する
    　請求項１から４の何れか１項に記載の電源装置。
  6. 　前記第１電流の検出値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御部を備え、
    　前記制御部は、前記過電流判定部の判定結果が過電流である場合に前記スイッチング素子を制御する制御信号の生成を停止する
    　請求項１から５の何れか１項に記載の電源装置。
  7. 　複数の前記モジュールのうちの一部が過電流遮断によって停止した場合でも、複数の前記モジュールのうちで停止していない前記モジュールが動作を継続する
    　請求項４に記載の電源装置。
  8. 　前記昇圧回路の数は４以上の偶数であり、
    　同一の前記モジュール内の複数の前記スイッチング素子がオンに制御されるときの前記スイッチング素子間の位相角差は、１制御周期の位相角を同一の前記モジュール内の前記スイッチング素子の数で除した値であり、
    　前記１制御周期は、前記スイッチング素子をスイッチング制御するときの繰り返し周期である
    　請求項４又は７に記載の電源装置。
  9. 　複数の前記モジュール間において、隣接モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、前記１制御周期の位相角をインターリーブの相数で除した値である
    　請求項８に記載の電源装置。
  10. 　複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体により形成されている
    　請求項１から９の何れか１項に記載の電源装置。
  11. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項１０に記載の電源装置。
  12. 　請求項１から１１の何れか１項に記載の電源装置と、
    　前記電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
    　モータ駆動装置。
  13. 　請求項１２に記載のモータ駆動装置を備える
    　送風機。
  14. 　請求項１２に記載のモータ駆動装置を備える
    　圧縮機。
  15. 　請求項１３に記載の送風機及び請求項１４に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    　空気調和機。
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