CN103339004A - 控制装置 - Google Patents

Abstract

寻求一种能够降低实际的输出转矩以及实际电流相对于正在振动的转矩指令以及电流指令的追踪延迟而降低稳态偏差的旋转电机的控制装置。该控制装置对与内燃机以及车轮驱动连结的旋转电机进行控制，具备：转矩电流运算部，其基于转矩指令来运算二相电流指令；实际电流运算部，其运算二相实际电流；电流反馈控制部，其使二相电压指令以二相实际电流接近于二相电流指令的方式变化；以及基于二相电压指令的电压控制部，转矩指令包含从内燃机传递来的传递转矩振动的振动抵消转矩指令，电流反馈控制部具有利用与传递转矩振动的频率的周期函数对应的传递函数的特性来算出二相电压指令的高次谐波控制器。

Description

控制装置

技术领域

本发明涉及用于对与内燃机驱动连结并且与车轮驱动连结的旋转电机进行控制的控制装置。

背景技术

关于上述那样的控制装置，例如在下述的专利文献1中公开了一种使旋转电机输出用于对从内燃机传递来的转矩振动进行减振的转矩的技术。此时，针对旋转电机的转矩指令成为传递转矩振动的逆相位的转矩指令。

另外，在下述的专利文献2中公开了一种为了降低旋转电机输出的转矩脉动，而对旋转电机的电流反馈系统中的电流指令叠加用于降低转矩脉动的高频分量的技术。

然而，由于旋转电机的控制装置为了追踪直流的电流指令而利用比例积分（PI）控制器，所以针对正在振动的指令的响应会产生延迟。因此，在专利文献1中，存在着实际的输出转矩以及实际电流相对于正在振动的转矩指令以及电流指令以具有相位延迟的方式进行追踪，产生稳态偏差，无法得到充分的减振效果以及转矩脉动降低效果的可能性。另外，在专利文献2的技术中，存在着由于振动指令分量在高通滤波器中穿出，所以会过度响应或弱于噪声这样的课题。

专利文献1:日本特开2006－33969号公报

专利文献2:日本特开2004－64909号公报

发明内容

鉴于此，寻求一种能够抑制噪声的影响，并且降低实际的输出转矩以及实际电流相对于正在振动的转矩指令以及电流指令的追踪延迟，能够降低稳态偏差的旋转电机的控制装置。

本发明所涉及的用于对与内燃机驱动连结并且与车轮驱动连结的旋转电机进行控制的控制装置的特征构成在于，具备：转矩电流运算部，其利用与所述旋转电机的旋转同步旋转的二轴的旋转坐标系即二轴旋转坐标系，基于使所述旋转电机进行输出的转矩指令来运算二相电流指令，该二相电流指令是将所述旋转电机中流过的电流指令表示在所述二轴旋转坐标系中的指令；实际电流运算部，其基于所述旋转电机中流过的实际电流，来运算在所述二轴旋转坐标系中表示的二相实际电流；电流反馈控制部，其使将施加给所述旋转电机的电压指令表示在所述二轴旋转坐标系中的二相电压指令按照所述二相实际电流接近于所述二相电流指令的方式变化；以及电压控制部，其基于所述二相电压指令来控制施加给所述旋转电机的电压，所述转矩指令包含振动抵消转矩指令，该振动抵消转矩指令是用于抵消从所述内燃机向所述旋转电机传递的转矩振动即传递转矩振动的转矩指令，所述电流反馈控制部具有利用与所述传递转矩振动的频率即转矩振动频率的周期函数对应的传递函数的特性来算出所述二相电压指令的高次谐波控制器。

其中，本申请中的“旋转电机”包含马达（电动机）、发电机（Generator）以及根据需要发挥马达以及发电机双方功能的马达/发电机中的任意一个概念。

另外，在本申请中，“驱动连结”是指2个旋转构件被连结成能够传递驱动力的状态，包含该2个旋转构件被连结成一体旋转的状态或者该2个旋转构件被连结成能够借助一个或者二个以上传动部件传递驱动力的状态的概念。作为这样的传动部件，包括使旋转以同速或者变速传递的各种部件，例如包括轴、齿轮机构、传动带、链条等。另外，作为这样的传动部件，也可以包括选择性地传递旋转以及驱动力的接合构件，例如摩擦离合器、啮合式离合器等。

根据上述的特征构成，用于抵消来自内燃机的传递转矩振动的振动抵消转矩指令中包含传递转矩振动的频率分量，将包含该振动抵消转矩指令的转矩指令表示在二轴旋转坐标系中的二相电流指令也包含传递转矩振动的频率分量。即，与成为针对电流反馈控制系统的输入的二相电流指令对应的传递函数中包含与传递转矩振动的频率的周期函数对应的传递函数。

而且，根据上述的特征构成，由于电流反馈控制部被构成为利用与传递转矩振动的频率的周期函数对应的传递函数的特性，来算出二相电压指令，所以在电流反馈控制系统内具有与二相电流指令对应的传递函数。

因此，由于电流反馈控制部具有与被输入给反馈控制部的指令即二相电流指令所含的传递函数同样的传递函数即传递转矩振动的频率的周期函数所对应的传递函数，所以能够减少稳态偏差地使二相实际电流追踪二相电流指令所含的传递转矩振动的频率分量。因此，能够减少稳态偏差地使旋转电机的输出转矩追踪振动抵消转矩指令，可提高振动抵消控制的效果。从而，能够在旋转电机中有效地抵消从内燃机传递的传递转矩振动，抑制被传递到车轮的情况。

另外，由于高次谐波控制器算出的二相电压指令具有转矩振动频率的周期函数的分量而变化，所以难以受到噪声分量影响。

在此，优选所述高次谐波控制器利用具有与所述转矩振动频率的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的运算器，来算出所述二相电压指令。

对从内燃机向旋转电机传递的传递转矩振动而言，转矩振动频率中的高次振动分量因内燃机与旋转电机之间的动力传递机构的衰减而衰减，使得转矩振动频率的正弦波或者余弦波的分量比例变大。因此，对用于抵消该传递转矩振动的振动抵消转矩指令而言，转矩振动频率的正弦波或者余弦波的分量的比例也变大。因此，在针对电流反馈控制系统的输入中，与转矩振动频率的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的比例也变大。

根据上述构成，由于高次谐波控制器利用具有与转矩振动频率的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的运算器，所以能够减少稳态偏差地使二相实际电流追踪二相电流指令所含的传递转矩振动的正弦波或者余弦波的分量。

在此，优选所述高次谐波控制器利用将与从所述转矩振动频率的1倍到n倍（n为2以上的自然数）的各自然数倍的频率的周期函数分别对应的传递函数的特性并列而得到的特性，来算出所述二相电压指令。

在包含二相电流指令相对于转矩指令的运算特性是曲线或者弯折线等高次函数分量的情况下，相对于具有转矩振动频率的分量的转矩指令，运算后的二相电流指令中含有转矩振动频率的2倍以上的频率分量。因此，针对电流反馈控制系统的输入也包含与转矩振动频率的2倍以上频率的周期函数对应的传递函数的特性。

根据上述构成，由于高次谐波控制器利用与转矩振动频率的2倍以上频率的周期函数对应的传递函数的特性来算出二相电压指令，所以能够使二相实际电流减少稳态偏差地追踪二相电流指令所含的转矩振动频率的2倍以上频率的周期函数的分量。

在此，优选所述电流反馈控制部具备：比例积分控制器，其基于所述二相实际电流与所述二相电流指令之间的偏差来进行比例运算以及积分运算，算出基本电压指令；和所述高次谐波控制器，其基于所述偏差来进行利用了与所述转矩振动频率的周期函数对应的传递函数的特性的运算，算出高频电压指令，将所述基本电压指令和所述高频电压指令相加来算出所述二相电压指令。

根据该构成，能够利用比例积分控制器来确保相对于转矩振动频率以外的二相电流指令的分量的追踪性，并且利用高次谐波控制器来确保相对于转矩振动频率的分量的追踪性。

在此，优选所述振动抵消转矩指令具有所述传递转矩振动的频率的正弦波分量或者余弦波分量。

根据该构成，能够将针对电流反馈控制系统的输入确定为正弦波或者余弦波并且可使其单纯化，能够容易地设定与输入对应的高次谐波控制器，提高追踪性。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式所涉及的车辆用驱动装置以及控制装置的概略构成的示意图。

图2是表示本发明的实施方式所涉及的控制装置的构成的框图。

图3是表示本发明的实施方式所涉及的控制装置的构成的框图。

图4是用于说明本发明的实施方式所涉及的动力传递系统的模型以及控制装置的处理的图。

图5是用于说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的图。

图6是用于说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的图。

图7是用于说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的图。

图8是用于说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的图。

图9是用于说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的图。

图10是本发明的实施方式所涉及的控制装置的框图。

图11是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的流程图。

图12是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的时序图。

图13是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的时序图。

图14是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的时序图。

图15是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的时序图。

图16是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的流程图。

图17是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的时序图。

图18是说明本发明的实施方式所涉及的控制装置的处理的流程图。

具体实施方式

〔第一实施方式〕

参照附图来说明本发明所涉及的旋转电机控制装置32的实施方式。图1是表示本实施方式所涉及的车辆用驱动装置1的概略构成的示意图。如该图所示，搭载了车辆用驱动装置1的车辆是具备内燃机即发动机E和旋转电机MG作为车辆的驱动力源的混合动力车辆。在该图中，粗实线表示驱动力的传递路径，虚线表示动作油的供给路径，单点划线表示信号的传递路径，细实线表示电力的传递路径。旋转电机MG与发动机E驱动连结并且与车轮W驱动连结。在本实施方式中，旋转电机MG借助第一动力传递机构10与发动机E驱动连结，并且借助第二动力传递机构11与车轮W驱动连结。在本实施方式中，第一动力传递机构10中具备将旋转电机MG和发动机E之间的驱动连结断开或连接的发动机分离离合器CL，第二动力传递机构11中具备变速机构TM。

另外，混合动力车辆具备进行发动机E的控制的发动机控制装置31、进行旋转电机MG的控制的旋转电机控制装置32、进行变速机构TM以及发动机分离离合器CL的控制的动力传递控制装置33以及统合这些控制装置来进行车辆用驱动装置1的控制的车辆控制装置34。其中，旋转电机控制装置32与本发明的“控制装置”相当。

旋转电机控制装置32如图2所示，具备转矩电流运算部40、实际电流运算部41、电流反馈控制部42、作为电压控制部47的二相三相电压转换部43以及逆变器控制部44。

转矩电流运算部40基于使旋转电机MG输出的输出转矩指令值Tmo，来运算将流过旋转电机MG的电流指令表示在dq轴旋转坐标系的二相电流指令Idc、Iqc。实际电流运算部41基于在旋转电机MG中流过的实际电流，运算在dq轴旋转坐标系中表示的二相实际电流Id、Iq。电流反馈控制部42使在dq轴旋转坐标系中表示了对旋转电机MG施加的电压指令的二相电压指令Vd、Vq按照二相实际电流Id、Iq接近于二相电流指令Idc、Iqc的方式变化。而且，二相三相电压转换部43以及逆变器控制部44基于二相电压指令Vd、Vq，来控制施加给旋转电机MG的电压。在此，dq轴旋转坐标系是由与旋转电机MG的旋转同步旋转的d轴以及q轴构成的二轴旋转坐标系。其中，dq轴旋转坐标系与本发明的“二轴旋转坐标系”相当。

在这种构成中，输出转矩指令值Tmo包含用于抵消从发动机E向旋转电机MG传递的转矩振动即传递转矩振动Teov的转矩指令即振动抵消转矩指令Tp。而且，电流反馈控制部42在具有高次谐波控制器45的方面具有特征，其中，高次谐波控制器45利用与传递转矩振动Teov的频率即转矩振动频率ωp的周期函数对应的传递函数的特性来算出二相电压指令Vd、Vq。以下，详细说明本实施方式所涉及的旋转电机控制装置32以及车辆用驱动装置1。

1．车辆用驱动装置的构成

首先，说明本实施方式所涉及的混合动力车辆的车辆用驱动装置1的构成。如图1所示，混合动力车辆是具备发动机E以及旋转电机MG作为车辆的驱动力源，这些发动机E和旋转电机MG被直列驱动连结的并行方式的混合动力车辆。混合动力车辆具备变速机构TM，利用该变速机构TM对传递到中间轴M的发动机E以及旋转电机MG的旋转速度进行变速并且对转矩进行转换而向输出轴O传递。

发动机E是通过燃料的燃烧而被驱动的内燃机，例如可以利用汽油发动机或柴油发动机等公知的各种发动机。在本例中，发动机E的曲轴等发动机输出轴Eo借助发动机分离离合器CL与和旋转电机MG驱动连结的输入轴I选择性驱动连结。即，发动机E借助作为摩擦接合构件的发动机分离离合器CL与旋转电机MG选择性驱动连结。另外，发动机输出轴Eo借助未图示的减震器与发动机分离离合器CL的接合部件驱动连结。

旋转电机MG具有被固定于非旋转部件的定子、和具备在该定子的径向内侧被支承为旋转自如的旋转轴的转子。该旋转电机MG的转子的旋转轴被驱动连结成与输入轴I以及中间轴M一体旋转。即，在本实施方式中，成为对输入轴I以及中间轴M驱动连结发动机E以及旋转电机MG双方的构成。

旋转电机MG借助进行直流交流转换的逆变器IN与作为蓄电装置的电池BT电连接。而且，旋转电机MG能够发挥接受电力的供给来产生动力的马达（电动机）的功能、和接受动力的供给来产生电力的发电机（Generator）的功能。即，旋转电机MG借助逆变器IN接受来自电池BT的电力供给来进行牵引，或者将通过从发动机E或者车轮W传递来的旋转驱动力而发电产生的电力借助逆变器IN对电池BT蓄电（充电）。其中，电池BT是蓄电装置的一例，也可以利用电容器等其他的蓄电装置，或者并用多种蓄电装置。另外，逆变器IN具备用于将电池BT的直流电力转换成交流电力来驱动旋转电机MG，或者用于将旋转电机MG发电产生的交流电力转换成直流电力来对电池BT进行充电的多个开关元件。

旋转电机MG是基于三相交流动作的同步电动机。在本实施方式中，旋转电机MG是在转子上具备永磁铁、在定子上具备线圈的永磁铁同步电动机。此外，也可以代替永磁铁而具备电磁铁。

驱动连结有驱动力源的中间轴M上驱动连结着变速机构TM。在本实施方式中，变速机构TM是具有变速比不同的多个变速档的有级自动变速装置。变速机构TM为了形成这些多个变速档而具备行星齿轮机构等齿轮机构和多个摩擦接合构件B1、C1、……。该变速机构TM以各变速档的变速比对中间轴M的旋转速度进行变速并且对转矩进行转换，向输出轴O传递。从变速机构TM向输出轴O传递的转矩经由输出用差动齿轮装置DF被分配传递到左右二个车轴AX，并被传递到与各车轴AX驱动连结的车轮W。

在本例中，发动机分离离合器CL以及多个摩擦接合构件B1、C1、……是分别具有多个摩擦器件而构成的离合器、制动器等接合构件。这些摩擦接合构件CL、B1、C1、……通过对被供给的液压进行控制而接合或者释放。作为这种摩擦接合构件，例如优选利用湿式多板离合器或湿式多板制动器等。

2．液压控制系统的构成

下面，说明车辆用驱动装置1的液压控制系统。液压控制系统具备用于将从液压泵供给的动作油的液压调整成规定压力的液压控制装置PC。在此虽然省略详细的说明，但液压控制装置PC通过基于来自液压调整用的线性电磁阀的信号压力对一个或者二个以上调整阀的开度进行调整，来对从该调整阀排出的动作油的量进行调整而将动作油的液压调整成一个或者二个以上的规定压力。被调整成规定压力的动作油分别以所需水平的液压被供给变速机构TM或发动机分离离合器CL的各摩擦接合构件等。

3．控制装置的构成

下面，说明进行车辆用驱动装置1的控制的控制装置31～34的构成。

控制装置31～34分别具备CPU等运算处理装置作为核心部件，并且具有构成为能够从该运算处理装置读出以及写入数据的RAM（随机读取存储器）、构成为能够从运算处理装置读出数据的ROM（只读存储器）等存储装置等。而且，通过在各控制装置的ROM等中存储的软件（程序）或者另行设置的运算电路等硬件或者这两方，来构成图2所示那样的旋转电机控制装置32的各功能部40～44。另外，控制装置31～34被构成为相互进行通信，共享传感器的检测信息以及控制参数等各种信息并且进行协调控制，来实现各功能部40～44的功能。

另外，车辆用驱动装置1具备传感器Se1～Se4，从各传感器输出的电信号被输入给控制装置31～34。控制装置31～34基于被输入的电信号来算出各传感器的检测信息。发动机旋转速度传感器Se1是用于检测发动机输出轴Eo（发动机E）的旋转速度以及旋转角度的传感器。发动机控制装置31基于发动机旋转速度传感器Se1的输入信号来检测发动机E的旋转速度（角速度）ωe以及旋转角度θe。

输入轴旋转速度传感器Se2是用于检测输入轴I及中间轴M的旋转速度以及旋转角度的传感器。由于旋转电机MG的旋转轴与输入轴I以及中间轴M一体驱动连结，所以旋转电机控制装置32基于输入轴旋转速度传感器Se2的输入信号来检测旋转电机MG（转子）的旋转速度（角速度）ωm及旋转角度θm、以及输入轴I及中间轴M的旋转速度。另外，旋转电机控制装置32基于输入轴旋转速度传感器Se2的输入信号，来检测旋转电机MG的磁极位置θre、磁极位置θre的旋转速度（角速度）即磁极旋转速度ωre。在此，磁极位置θre以及磁极旋转速度ωre用于利用电角来表示转子的旋转角度以及旋转速度（角速度）。其中，作为输入轴旋转速度传感器Se2，可利用分析器或者旋转编码器等。

输出轴旋转速度传感器Se3是用于检测输出轴O的旋转速度的传感器。动力传递控制装置33基于输出轴旋转速度传感器Se3的输入信号来检测输出轴O的旋转速度（角速度）ωo。另外，由于输出轴O的旋转速度与车速成比例，所以动力传递控制装置33基于输出轴旋转速度传感器Se3的输入信号来算出车速。

电流传感器Se4是用于检测在旋转电机MG的各相线圈中流过的电流的传感器。旋转电机控制装置32基于电流传感器Se4的输入信号来检测在各相线圈中流过的实际电流Iu、Iv、Iw。

3－1．车辆控制装置

车辆控制装置34具备对发动机E、旋转电机MG、变速机构TM以及发动机分离离合器CL等进行的各种转矩控制以及进行将各摩擦接合构件的接合控制等统合为车辆整体的控制的功能部。

车辆控制装置34根据加速器开度、车速以及电池的充电量等，来算出从中间轴M侧向输出轴O侧传递的目标驱动力即车辆要求转矩，并且决定发动机E以及旋转电机MG的运转模式。而且，车辆控制装置34基于车辆要求转矩以及运转模式等，来算出对发动机E要求的输出转矩即发动机要求转矩、对旋转电机MG要求的输出转矩即旋转电机要求转矩以及发动机分离离合器CL的目标传递转矩容量，将它们指示给其他的控制装置31～33来进行统合控制。

车辆控制装置34基于加速器开度、车速以及电池的充电量等，来决定各驱动力源的运转模式。在本实施方式中，作为运转模式，具有仅将旋转电机MG作为驱动力源的电动模式、至少将发动机E作为驱动力源的并行模式（Parallel mode）、通过发动机E的旋转驱动力来进行旋转电机MG的再生发电的发动机发电模式、利用从车轮传递的旋转驱动力来进行旋转电机MG的再生发电的再生发电模式、以及利用旋转电机MG的旋转驱动力来使发动机E起动的发动机起动模式。在此，发动机分离离合器CL被接合的运转模式是并行模式、发动机发电模式以及发动机起动模式。因此，在运转模式是并行模式、发动机发电模式或者发动机起动模式的情况下，由于发动机E的输出转矩经由发动机分离离合器CL被向旋转电机MG传递，所以在规定的条件成立的情况下，实施后述的转矩振动抵消控制以及高次谐波控制。

3－2．发动机控制装置

发动机控制装置31具备进行发动机E的动作控制的功能部。在本实施方式中，发动机控制装置31在被从车辆控制装置34指示了发动机要求转矩的情况下，将从车辆控制装置34指示的发动机要求转矩设定成输出转矩指令值，进行按照发动机E输出输出转矩指令值的输出转矩Te的方式加以控制的转矩控制。

3－3．动力传递控制装置

动力传递控制装置33具备进行变速机构TM以及发动机分离离合器CL的控制的功能部。动力传递控制装置33被输入输出轴旋转速度传感器Se3等传感器的检测信息。

3－3－1．变速机构的控制

动力传递控制装置33进行对变速机构TM形成变速档的控制。在本实施方式中，动力传递控制装置33基于车速、加速器开度以及档位位置等传感器检测信息来决定变速机构TM中的目标变速档。而且，动力传递控制装置33借助液压控制装置PC对变速机构TM所具备的各摩擦接合构件C1、B1、……被供给的液压进行控制，来使各摩擦接合构件接合或者释放而使变速机构TM形成目标的变速档。

3－3－2．发动机分离离合器的控制

另外，动力传递控制装置33进行发动机分离离合器CL的接合或者释放。在本实施方式中，动力传递控制装置33按照发动机分离离合器CL的传递转矩容量与从车辆控制装置34指示的目标传递转矩容量一致的方式，借助液压控制装置PC来控制向发动机分离离合器CL供给的液压。其中，在本实施方式中，只要没有特别说明，则发动机分离离合器CL被接合。

3－4．旋转电机控制装置

旋转电机控制装置32是进行旋转电机MG的动作控制的控制装置。如图2所示，旋转电机控制装置32具备转矩电流运算部40、实际电流运算部41、电流反馈控制部42、二相三相电压转换部43以及逆变器控制部44的功能部，各功能部相配合地进行控制，以使旋转电机MG输出输出转矩指令值Tmo的转矩。

输出转矩指令值Tmo包含用于抵消从发动机E向旋转电机MG传递的转矩振动即传递转矩振动Teov的转矩指令即振动抵消转矩指令Tp。

在本实施方式中，旋转电机控制装置32构成为具备算出振动抵消转矩指令Tp的转矩振动抵消控制部70。

旋转电机控制装置32基于由车辆控制装置34指示的旋转电机要求转矩等来设定基础转矩指令值Tb。而且，旋转电机控制装置32如图2所示，被构成为将基础转矩指令值Tb与转矩振动抵消控制部70算出的振动抵消转矩指令Tp相加后的值设定为输出转矩指令值Tmo。其中，输出转矩指令值Tmo相当于本发明“转矩指令”。

3－4－1．转矩振动抵消控制部70

转矩振动抵消控制部70是执行算出用于将从发动机E向旋转电机MG传递的传递转矩振动Teov抵消的振动抵消转矩指令Tp的转矩振动抵消控制的功能部。以下，详细说明算出振动抵消转矩指令Tp的转矩振动抵消控制的处理。

3－4－1－1．从发动机传递的转矩振动

首先，说明车辆用驱动装置1的动力传递系统。图4表示了将动力传递系统模型化成3惯性的轴扭转振动系统。即，将发动机E、旋转电机MG以及负载（车辆）模型化成分别具有惯性力矩（inertia）Je、Jm、Jl的刚体。而且，模型化成发动机E与旋转电机MG之间通过具有弹性的第一动力传递机构10连结，旋转电机MG和负载（车辆）之间通过具有弹性的第二动力传递机构11连结。在本实施方式中，第一动力传递机构10由减震器、发动机输出轴Eo以及输入轴I等部件构成。第一动力传递机构10具有规定的扭转弹簧常数和粘性摩擦系数，产生轴扭转。第二动力传递机构11由中间轴M、变速机构TM、输出轴O以及车轴AX等部件构成。

如图4所示，由于发动机E的间歇性燃烧等，在发动机E的输出转矩Te中产生相对于该输出转矩的平均值的振动分量即输出转矩振动Tev。发动机E的输出转矩Te经由第一动力传递机构10被作为传递转矩Teo传递给旋转电机MG。传递转矩Teo中被传递输出转矩振动Tev，产生相对于该传递转矩Teo的平均值的振动分量即传递转矩振动Teov。而且，在没有如本实施方式那样进行转矩振动抵消控制的情况下，有可能传递转矩振动Teov被向车轮W侧传递而使驾驶员感到不舒服。

鉴于此，在本实施方式中，构成为通过转矩振动抵消控制，使旋转电机MG输出用于抵消传递转矩振动Teov的抵消振动转矩Tmv，来降低从旋转电机MG向车轮W侧传递的转矩振动。即，构成为通过转矩振动抵消控制来降低将传递转矩Teo和旋转电机MG的输出转矩Tm合计后的合计转矩To中的振动分量即合计转矩振动Tov。

合计转矩振动Tov产生旋转电机MG的旋转速度ωm中的振动分量即旋转速度振动ωmv。详细而言，将合计转矩To与从第二动力传递机构11向旋转电机MG传递的转矩合计后的转矩除以旋转电机MG的惯性力矩Jm并进行积分后的值成为旋转电机MG的旋转速度（角速度）。因此，旋转电机MG的旋转速度ωm中产生将合计转矩振动Tov除以惯性力矩Jm并进行积分后的值的旋转速度振动ωmv。

鉴于此，转矩振动抵消控制部70构成为基于旋转电机MG的旋转速度ωm，按照旋转速度振动ωmv减少的方式来算出振动抵消转矩指令Tp。即，转矩振动抵消控制部70按照抵消振动转矩Tmv成为传递转矩振动Teov的逆相位的转矩的方式来算出振动抵消转矩指令Tp。

接着，更详细地说明从发动机E经由第一动力传递机构10向旋转电机MG传递的传递转矩振动Teov。

如图5所示，发动机E的输出转矩Te因发动机E的燃烧步骤中的燃烧而产生。在火花点火式发动机的情况下，在点火正时后开始燃烧。即，由于燃烧而上升的燃烧室内的压力经由活塞以及连杆按照曲轴角度等的几何学关系，被向曲轴（发动机输出轴Eo）传递，并被转换成发动机E的输出转矩Te。发动机E的输出转矩Te在点火正时后逐渐增加，随着活塞接近下止点而逐渐减少。因此，发动机E的输出转矩Te如图5所示，与旋转同步周期性振动。发动机E的输出转矩Te的转矩振动频率ωp（角频率）根据发动机E的旋转速度ωe而变化。在气缸数为N的4循环发动机中，ωp＝N／2×ωe，在4气缸发动机中，ωp＝2×ωe。其中，在柴油发动机等压缩自点火发动机中，点火正时、即燃烧开始正时可作为向燃烧室内的燃料喷射正时。

如果对发动机E的输出转矩Te进行傅里叶变换，则针对转矩振动频率ωp能够得到0次（0）、1次（ωp）、2次（2ωp）、3次（3ωp）、4次（4ωp）、……的频率分量的振幅。傅里叶变换中的0次频率分量的振幅与发动机E的输出转矩Te的平均值对应。傅里叶变换中的1次频率分量的振幅大致与输出转矩振动的Tev的振幅对应。傅里叶变换中的2次以上频率分量的振幅小于1次频率分量的振幅，随着变为高次，振幅减少。

另外，由于发动机E的输出转矩Te变动到零附近，所以输出转矩振动Tev的振幅大。该输出转矩振动Tev的振幅与发动机E的输出转矩Te的平均值的增加大概成比例地增加。其中，以下只要没有特别说明，则发动机E的输出转矩Te表示正在振动的转矩的平均值。

该正在振动的发动机E的输出转矩Te经由第一动力传递机构10被向旋转电机MG传递，成为传递转矩Teo。第一动力传递机构10的转矩传递特性在与发动机E的旋转速度ωe的运转区域对应的转矩振动频率ωp的频带中，如图5所示的转矩传递特性的波德图（Bode diagram）的例子那样，随着转矩振动频率ωp增加，增益自0dB开始逐渐减少。例如，在转矩振动频率ωp的频带中，增益以大约－40dB／dec减少。因此，如图5的波德图的例子所示，1次频率分量的增益也自0dB开始减少，但2次以上频率分量的增益的减少大于1次减少幅度。由于该2次以上增益的减少是以dB为单位的减少，所以是指数函数性的减少，减少量大。其中，由于0次频率分量的增益是0dB，所以发动机E的输出转矩Te的平均值不减少，而保持原样成为输出转矩振动Tev的平均值。

因此，输出转矩振动Tev中的2次以上振动分量的振幅因第一动力传递机构10的传递特性而比1次振动分量中的振幅的减少大幅减少，被向旋转电机MG传递。因此，传递转矩Teo中的传递转矩振动Teov如图5所示，2次以上振动分量的振幅大幅减少，接近于1次振动分量。其中，1次振动分量的振幅也减少。因此，能够如下式所示那样利用转矩振动频率ωp的1次振动分量即转矩振动频率（角频率）ωp的正弦波（或者余弦波）来近似传递转矩振动Teov。

[数1]

Teov(t)=ΔTeov sin(ωpt)...(1)

在此，ΔTeov是传递转矩振动Teov的振幅。其中，传递转矩振动Teov由于第一动力传递机构10的传递特性而相对于输出转矩振动Tev产生大约－180deg～－160deg的相位延迟。

其中，如图5的波德图所示，可知第一动力传递机构10的转矩传递特性与转矩振动频率ωp、即发动机E的旋转速度ωe成比例，增益降低。因此，在低的旋转速度ωe（例如1000pm）下，增益的减少变小，传递转矩振动的振幅ΔTeov变大。另外，发动机E的输出转矩Te的平均值越大，则该输出转矩Te中的输出转矩振动Tev的振幅越变大，即使是相同的增益（旋转速度），传递转矩振动的振幅也变大。

因此，如图6所示，低的旋转速度ωe且高的输出转矩Te的区域成为传递转矩振动Teov增大到使驾驶员感到不舒服的水平的高振动区域。该高振动区域如图6所示，与发动机E的热效率变高的高效率区域重复。在不进行本申请那样的转矩振动抵消控制的情况下，需要避开高振动区域来运转发动机E，会产生无法使用发动机E的高效率区域的情况。因此，在本实施方式所涉及的控制装置中，进行转矩振动抵消控制，抵消传递转矩振动Teov，以便能够使用高振动区域。

3－4－1－2．振动抵消转矩指令Tp

可知为了抵消能够以相对于转矩振动频率ωp的1次振动分量来加以近似的传递转矩振动Teov，只要使旋转电机MG输出与式（1）的传递转矩振动Teov相反的相位、即相位提前或者或者延迟π（180deg）的转矩振动即可。

因此，由转矩振动抵消控制部70算出的振动抵消转矩指令Tp如下式所示，接近于转矩振动频率ωp的1次的振动分量、即转矩振动频率ωp的正弦波（或者余弦波）。

[数2]

Tp(t)=ΔTp sin(ωpt)...(2)

在此，ΔTp是振动抵消转矩指令Tp的振幅，ωp是振动抵消转矩指令Tp的振动频率。

在本实施方式中，转矩振动抵消控制部70构成为基于旋转电机MG的旋转速度ωm，进行按照旋转速度ωm的旋转速度振动ωmv减少的方式来变更振动抵消转矩指令Tp的旋转反馈控制。作为该旋转反馈控制的结果，振动抵消转矩指令Tp变成式（2）所示那样的转矩振动频率ωp的正弦波（或者余弦波）或者与其接近的波形。

在本实施方式中，转矩振动抵消控制部70被构成为在发动机E的旋转速度ωe以及发动机要求转矩的运转条件处于图6所示的高振动区域那样的预先决定的抵消控制执行区域内的情况下，判定为执行转矩振动抵消控制，在不处于抵消控制执行区域内的情况下，判定为不执行转矩振动抵消控制。

转矩振动抵消控制部70在判定为执行转矩振动抵消控制的情况下，算出振动抵消转矩指令Tp，在判定为不执行转矩振动抵消控制的情况下，将振动抵消转矩指令Tp设定成0。

其中，在从基于第一动力传递机构10的输出转矩振动Tev开始传递转矩振动Teov的振幅减少小的情况等下，存在着在传递转矩振动Teov中转矩振动频率ωp的2次以上振动分量未充分变小的情况。该情况下，也可以构成为对振动抵消转矩指令Tp如下式那样，施加转矩振动频率ωp的2倍以上频率的振动分量。

[数3]

Tp(t)=ΔTp sin(ωpt)+ΔTp2 sin(2ωpt)+ΔTp3 sin(3ωpt)+……   ...(3)

3－4－2．转矩控制以及电流反馈控制

在本实施方式中，如图2所示，旋转电机控制装置32将基础转矩指令值Tb与振动抵消转矩指令Tp相加后的值设定为输出转矩指令值Tmo。而且，构成为旋转电机控制装置32的各功能部40～44相协调来执行使旋转电机MG输出输出转矩指令值Tmo的转矩的转矩控制。

此时，旋转电机控制装置32被构成为基于输出转矩指令值Tmo来算出电流指令，通过使用了向量控制法的电流反馈控制来进行旋转电机MG的控制。在向量控制中，在转子所具备的磁铁的N极的朝向（磁极位置）确定d轴，由此在电角超前π／2的方向取q轴，设定由与转子的电角的旋转同步旋转的d轴以及q轴构成的dq轴旋转坐标系。在此，以U相线圈为基准将d轴（磁极位置）的进角（电角）定义为磁极位置θre。而且，在向量控制中，进行如下的电流反馈控制：在dq轴旋转坐标系中设定电流指令，基于磁极位置θre将各相线圈中流过的实际电流Iu、Iv、Iw转换成在dq轴旋转坐标系中表示的二相实际电流Id、Iq，按照二相实际电流Id、Iq接近于电流指令的方式来控制施加给旋转电机MG的电压。以下，详细说明本实施方式所涉及的转矩控制以及电流反馈控制。

3－4－2－1．转矩电流运算部40

转矩电流运算部40是基于使旋转电机MG输出的输出转矩指令值Tmo，来运算将旋转电机MG中流过的电流指令表示在dq轴旋转坐标系中的二相电流指令Idc、Iqc的功能部。

在本实施方式中，转矩电流运算部40构成为算出使旋转电机MG输出输出转矩指令值Tmo的转矩那样的d轴二相电流指令Idc以及q轴二相电流指令Iqc。在图7（a）中，如作为等转矩曲线A2而表示那样，使旋转电机MG输出相同大小的转矩那样的d轴二相电流指令Idc以及q轴二相电流指令Iqc的组合存在无数个。鉴于此，转矩电流运算部40根据Id＝0控制、最大转矩电流控制、最大转矩磁通控制、以及弱磁通控制等控制方法，来运算二相电流指令Idc、Iqc。Id＝0控制是将d轴二相电流指令Idc设定成0，根据输出转矩指令值Tmo来使q轴二相电流指令Iqc变化的控制方法。最大转矩电流控制是算出相对于同一电流使产生转矩最大那样的二相电流指令Idc、Iqc的控制方法。最大转矩磁通控制是按照在同一转矩产生时交链磁通最小的方式来算出二相电流指令Idc、Iqc的控制方法。弱磁通控制是通过流过负的d轴电流，按照利用基于d轴电机子反作用力的减磁效果来使d轴方向的磁通减少的方式，算出二相电流指令Idc、Iqc的控制方法。

二相电流指令Idc、Iqc被决定在考虑各控制方式而确定的曲线上，例如图7（a）所示的最大转矩电流曲线A1上。在此，最大转矩电流曲线A1是在进行最大转矩电流控制时，将二相实际电流Id、Iq可取到的值连接而成的曲线。在根据运转条件的变化等变更了控制方式（电流控制模式）的情况下，二相电流指令Idc、Iqc被决定在与各控制方式（电流控制模式）对应的曲线上。以下，以进行最大转矩电流控制的情况为例来进行说明。

如图7（a）所示，随着输出转矩指令值Tmo从0开始增加，转矩电流运算部40沿着最大转矩电流曲线A1，使q轴二相电流指令Iqc从0开始增加，使d轴二相电流指令Idc从0开始减少。另一方面，随着输出转矩指令值Tmo从0减少，转矩电流运算部40沿着最大转矩电流曲线A1，使q轴二相电流指令Iqc从0减少，使d轴二相电流指令Idc从0减少。在图7（b）（c）中，如各电流指令Idc、Iqc相对于输出转矩指令值Tmo的关系特性所示那样，q轴二相电流指令Iqc按照相对于输出转矩指令值Tmo的增加而单调增加的方式被算出。另一方面，在输出转矩指令值Tmo小于0的情况下，d轴二相电流指令Idc按照相对于输出转矩指令值Tmo的增加而单调增加的方式被算出，在输出转矩指令值Tmo大于0的情况下，按照相对于输出转矩指令值Tmo的增加而单调减少的方式被算出。另外，各电流指令Idc、Iqc相对于输出转矩指令值Tmo的关系特性成为曲线，是比1次大的高次函数。

尤其在如旋转电机要求转矩（基础转矩指令值Tb）被设定成0的状态下正执行转矩振动抵消控制的情况那样，输出转矩指令值Tmo跨过0进行振动的情况下，如图8的左侧所示，d轴二相电流指令Idc以输出转矩指令值Tmo的振动频率（转矩振动频率ωp）的2倍频率振动。另一方面，q轴二相电流指令Iqc以与输出转矩指令值Tmo的振动频率（转矩振动频率ωp）相同的频率振动。

因此，如在图8的右侧表示对各波形进行了傅里叶变换后的频率特性那样，在输出转矩指令值Tmo中产生振动抵消转矩指令Tp的转矩振动频率ωp的分量（基本波分量、1次）的振幅，与此相对，在d轴二相电流指令Idc中相对转矩振动频率ωp产生2次（2ωp）的频率分量的振幅。其中，在q轴二相电流指令Iqc中产生了与振动抵消转矩指令Tp的转矩振动频率ωp相同的1次（ωp）的频率分量的振幅。

另外，由于各电流指令Idc、Iqc相对于输出转矩指令值Tmo的关系特性成为比1次大的高次函数，所以在d轴二相电流指令Idc中产生4次（4ωp）的频率分量的振幅。另外，在q轴二相电流指令Iqc中产生3次（3ωp）的频率分量的振幅。这样的二相电流指令Idc、Iqc中的2次以上的高次（转矩振动频率ωp的2以上的自然数倍）频率分量在各电流指令Idc、Iqc相对于输出转矩指令值Tmo的关系特性中随着高次函数分量增加而增加。

其中，即使在如式（3）所示，对振动抵消转矩指令Tp添加了转矩振动频率ωp的2倍以上的频率（2次以上高次）的振动分量的情况下，也在二相电流指令Idc、Iqc中产生转矩振动频率ωp的2倍以上的频率（2次以上的高次）的分量的振幅。

另一方面，如在旋转电机要求转矩（基础转矩指令值Tb）被设定得大于或者小于0的状态下正执行转矩振动抵消控制的情况那样，在输出转矩指令值Tmo不跨过0地进行振动的情况下，如图9的左侧所示，d轴二相电流指令Idc以及q轴二相电流指令Iqc以与输出转矩指令值Tmo的振动频率（转矩振动频率ωp）相同的频率振动。

因此，如在图9的右侧表示对各波形进行了傅里叶变换后的频率特性那样，d轴二相电流指令Idc以及q轴二相电流指令Iqc中产生了与振动抵消转矩指令Tp的转矩振动频率ωp相同的1次（ωp）的频率分量的振幅。另外，由于各电流指令Idc、Iqc相对于输出转矩指令值Tmo的关系特性成为比1次大的高次函数，所以d轴二相电流指令Idc以及q轴二相电流指令Iqc中产生了3次（3ωp）的频率分量的振幅。

3－4－2－2．实际电流运算部41

如图2所示，实际电流运算部41是基于旋转电机MG中流过的实际电流，来运算在dq轴旋转坐标系中表示的二相实际电流Id、Iq的功能部。在本实施方式中，实际电流运算部41基于磁极位置θre，进行三相二相转换以及旋转坐标转换，来将各相线圈中流过的实际电流Iu、Iv、Iw转换成在dq轴旋转坐标系中表示的d轴二相实际电流Id、q轴二相实际电流Iq。

3－4－2－3．电流反馈控制部42

电流反馈控制部42是使对旋转电机MG施加的电压指令表示在dq轴旋转坐标系中的二相电压指令Vd、Vq按照二相实际电流Id、Iq接近于二相电流指令Idc、Iqc的方式变化的功能部。

电流反馈控制部42具有高次谐波控制器45。高次谐波控制器45利用与传递转矩振动Teov的频率即转矩振动频率ωp的周期函数对应的传递函数的特性，来算出高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq。

在本实施方式中，高次谐波控制器45构成为利用具有与转矩振动频率ωp的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的高次谐波模型，来算出高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq。在此，高次谐波模型相当于本发明的“运算器”。

另外，在本实施方式中，高次谐波控制器45针对d轴电流以及q轴电流分别具备d轴高次谐波控制器50以及q轴高次谐波控制器51。

在本实施方式中，电流反馈控制部42还具有算出基本二相电压指令Vbd、Vbq的基本控制器46。其中，基本控制器46针对d轴电流以及q轴电流，分别具备d轴基本控制器52以及q轴基本控制器53。

而且，电流反馈控制部42构成为将d轴高次谐波二相电压指令Vhd和d轴基本二相电压指令Vbd相加后的值设定为d轴二相电压指令Vd，将q轴高次谐波二相电压指令Vhq和q轴基本二相电压指令Vbq相加后的值设定为q轴二相电压指令Vq。

3－4－2－3－1．基本控制器46

在本实施方式中，基本控制器46是如图3以及下式所示，基于二相实际电流Id、Iq与二相电流指令Idc、Iqc之间的电流偏差，进行比例运算以及积分运算来算出基本二相电压指令Vbd、Vbq的比例积分（PI）控制器。

[数4]

$\mathrm{Vbd}=(\mathrm{Kpd}+\mathrm{Kid}\frac{1}{s})(\mathrm{Idc}-\mathrm{Id})$

$\mathrm{Vbq}=(\mathrm{Kpq}+\mathrm{Kiq}\frac{1}{s})(\mathrm{Iqc}-\mathrm{Iq})...\left(4\right)$

在此，Kpd是d轴比例增益，Kpq是q轴比例增益，Kid是d轴积分增益，Kiq是q轴积分增益。这里，各增益也可以被设定成下式的那样的关系。

[数5]

$\frac{\mathrm{Kpd}}{\mathrm{Kid}}=\frac{\mathrm{Ld}}{R},$ $\frac{\mathrm{Kpq}}{\mathrm{Kiq}}=\frac{\mathrm{Lq}}{R}...\left(5\right)$

在此，Ld是d轴电感，Lq是q轴电感。

此外，基本控制器46也可以采用比例积分（PI）控制器以外的控制器，例如比例积分微分（PID）控制器。另外，基本控制器46中也可以追加具备下式表示那样的非干涉器（noninteracting unit）。该情况下，非干涉器的算出值ΔVbd、ΔVbq被追加到基本二相电压指令Vbd、Vbq中。

[数6]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔVbd}\\ \mathrm{\ΔVbq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}-\mathrm{\ωreLqIq}\\ \mathrm{\ωre}(\mathrm{LdId}+\mathrm{\Φ})\end{array}\right]...\left(6\right)$

在此，Φ是磁铁的交链磁通。

3－4－2－3－2．高次谐波控制器45

＜相对于周期振动分量的追踪误差＞

表示旋转电机MG中流过的二相实际电流Id、Iq相对于二相电压指令Vd、Vq的响应的传递函数如图3以及下式所示那样，被以一次延迟表现。

[数7]

$\mathrm{Id}=\frac{1}{\mathrm{Lds}+R}\mathrm{Vd},$ $\mathrm{Iq}=\frac{1}{\mathrm{Lqs}+R}\mathrm{Vq}...\left(7\right)$

在二相电流指令Idc、Iqc中不包含周期振动分量的情况下，仅通过如比例积分控制器那样的基本控制器46也能够使二相实际电流Id、Iq无稳态偏差地追踪二相电流指令Idc、Iqc。

但是，因振动抵消转矩指令Tp的转矩振动频率ωp的振动分量，在二相电流指令Idc、Iqc中含有从转矩振动频率ωp的1倍到n倍（n是2以上的自然数）的周期振动分量。

该情况下，仅通过如比例积分控制器哪样的基本控制器46，二相实际电流Id、Iq以具有相位延迟的方式追踪二相电流指令Idc、Iqc的周期振动分量，产生稳态偏差。例如，如图12的时序图所示，在到时刻t11之前的期间，仅通过由比例积分控制器构成的基本控制器46来算出二相电压指令。在该期间，二相实际电流I相对于正在周期振动的二相电流指令Ic以存在相位延迟以及增益降低的方式追踪，具有稳态偏差。

＜内部模型原理＞

鉴于此，为了使指令值无稳态偏差地追踪，采用在反馈系统的内部导入具有与指令值的极相同极的控制器是有效的这一内部模型原理的控制理论。

二相电流指令Idc、Iqc中包含如下式那样表示的从转矩振动频率ωp的1倍到n倍（n是2以上的自然数）的正弦波（或者余弦波）的周期振动分量。

[数8]

$\mathrm{Ic}\left(t\right)=a_0+a_1\sin \left(\mathrm{\ωpt}\right)+a_2\sin \left(2\mathrm{\ωpt}\right)+a_3\sin \left(3\mathrm{\ωpt}\right)+a_4\sin \left(4\mathrm{\ωpt}\right)\·\·\·\·\·$

$\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\sin \left(\mathrm{n\ωpt}\right)...\left(8\right)$

如果以传递函数表示式（8）的二相电流指令Idc、Iqc，则为下式。

[数9]

$\mathrm{Ic}\left(s\right)=a_0\frac{1}{s}+a_1\frac{\mathrm{\ωp}}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}+a_2\frac{2\mathrm{\ωp}}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}+a_3\frac{3\mathrm{\ωp}}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}+a_4\frac{4\mathrm{\ωp}}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}\·\·\·\·\·...\left(9\right)$

$=a_0\frac{1}{s}+\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\frac{\mathrm{n\ωp}}{s^2+{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2}$

此外，二相电流指令Idc、Iqc为余弦波的情况由下式的传递函数表示。

[数10]

$\mathrm{Ic}\left(s\right)=a_0\frac{1}{s}+\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\frac{s}{s^2+{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2}...\left(10\right)$

基于式（8）、式（9），二相电流指令Idc、Iqc的极、即传递函数的分母为0的s变为下式。

[数11]

s=0，±j(nωp) (n=1，2,3....)...(11)

因此，基于内部模型原理，如果电流反馈控制部42的传递函数Gfb构成为如下式那样具有式（11）的极，则能够使指令值无稳态偏差地追踪。

[数12]

$\begin{array}{c}\mathrm{Gfb}\left(s\right)=\frac{b_0}{s}+\frac{B_1\left(s\right)}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}+\frac{B_2\left(s\right)}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{B_3\left(s\right)}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{B_4\left(s\right)}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}\·\·\·\·\·\\ =\frac{b_0}{d}+\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}\frac{B_n\left(d\right)}{s^2+{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2}\end{array}...\left(12\right)$

包含式（12）的右边的第一项作为基本控制器46（比例积分控制器）的积分运算。

＜高次谐波模型＞

因此，高次谐波控制器45如下式所示，构成为了利用将式（12）右边的第一项删除了的、具有与正弦波或者余弦波的周期函数对应的传递函数Gh的特性的高次谐波模型。

[数13]

$\mathrm{Gh}\left(s\right)=\frac{B_1\left(s\right)}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}+\frac{B_2\left(s\right)}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{B_3\left(s\right)}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{B_4\left(s\right)}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}\·\·\·\·...\left(13\right)$

$=\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}\frac{B_n\left(s\right)}{s^2+{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2}$

在此，式（13）所示的高次谐波模型的传递函数Gh的分母（s²＋（nωp）²）是与转矩振动频率ωp的n倍（n是1以上的自然数）频率的正弦波或者余弦波的周期函数对应的传递函数。因此，高次谐波控制器45所利用的高次谐波模型被构成为具有并列了与从转矩振动频率ωp的1倍到n倍的各频率的正弦波或者余弦波的周期函数对应的传递函数（1／（s²＋（nωp）²））的特性而成的特性。

在本实施方式中，如图3以及下式所示，将以式（13）所示的高次谐波模型的传递函数Gh的分子Bn（s）设定成0次（s的0次方）的传递函数、即常数的情况为例进行说明。

[数14]

$\begin{array}{c}\mathrm{Gh}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{Kh}}_1}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}+\frac{{\mathrm{Kh}}_2}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{{\mathrm{Kh}}_3}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{{\mathrm{Kh}}_4}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}\·\·\·\·\·\\ =\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{Kh}}_n}{s^2+{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2}\end{array}...\left(14\right)$

在此，Kh1、Kh2、……是与从转矩振动频率ωp的1倍到n倍分别对应的高次谐波控制器45的控制增益，考虑电流反馈控制系统的响应性以及稳定性来加以设定。此外，控制增益Kh1、Kh2、……也可以构成为与转矩振动频率ωp成比例变更。

此外，也可以如下式以及下下式所示那样，将高次谐波模型的传递函数Gh的分子Bn（s）设定成1次（s的1次方）或者2次（s的2次方）的传递函数。

[数15]

$\begin{array}{c}\mathrm{Gh}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{Kh}}_{1}s}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}+\frac{{\mathrm{Kh}}_{2}s}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{{\mathrm{Kh}}_{3}s}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{{\mathrm{Kh}}_{4}s}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}\·\·\·\·\·\\ =\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{Kh}}_{n}s}{s^2+{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2}\end{array}...\left(15\right)$

[数16]

$\begin{array}{c}\mathrm{Gh}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{Khp}}_1{s}^2+{\mathrm{Khi}}_{1}s}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}+\frac{{\mathrm{Khp}}_2{s}^2+{\mathrm{Khi}}_{2}s}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{{\mathrm{Khp}}_3{s}^2+{\mathrm{Khi}}_{3}s}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}+\frac{{\mathrm{Khp}}_4{s}^2+{\mathrm{Khi}}_{4}s}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}\end{array}\·\·\·\·\·...\left(16\right)$

$=\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{Khp}}_n{s}^2+{\mathrm{Khi}}_{n}s}{s^2+{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2}$

在此，Khp1、Khp2、……以及Khi1、Khi2、……是与转矩振动频率ωp的1倍到n倍分别对应的高次谐波控制器45的控制增益。

另外，在如图9所示，输出转矩指令值Tmo不跨过0的情况下，在各二相电流指令Idc、Iqc中转矩振动频率ωp（1次）的正弦波（或者余弦波）分量的比例变大。因此，在本实施方式中，d轴高次谐波控制器50以及q轴高次谐波控制器51各自的高次谐波模型被构成为具有转矩振动频率ωp（1次）的正弦波或者余弦波的传递函数（1／（s²＋ωp²））的特性。

在如图8所示，输出转矩指令值Tmo跨过0而振动的情况下，尤其是在以0为中心振动的情况下，在d轴二相电流指令Idc中转矩振动频率ωp的2倍（2次）频率的正弦波（或者余弦波）分量的比例大幅增加。因此，在本实施方式中，d轴高次谐波控制器50的高次谐波模型被构成为除了转矩振动频率ωp的正弦波或者余弦波之外，还具有转矩振动频率ωp的2倍（2次）正弦波或者余弦波的传递函数（1／（s²＋（2ωp）²））的特性。

即使在输出转矩指令值Tmo跨过0而振动的情况下，在q轴二相电流指令Iqc中转矩振动频率ωp的2倍（2次）频率的正弦波（或者余弦波）分量的比例也不大幅增加。

另外，在各电流指令Idc、Iqc相对于输出转矩指令值Tmo的关系特性中，高次函数分量大的情况下，各二相电流指令Idc、Iqc所含的转矩振动频率ωp的2倍（2次）以上的频率的正弦波（或者余弦波）分量变大。另外，在输出转矩指令值Tmo中包含从转矩振动频率ωp的1倍到n倍的频率的正弦波或者余弦波分量的情况下，各二相电流指令Idc、Iqc所含的高次分量也变大。

因此，在这些情况下，d轴高次谐波控制器50以及q轴高次谐波控制器51各自的高次谐波模型也可以构成为还具有从转矩振动频率ωp的1倍到n倍的各频率的正弦波或者余弦波的传递函数（1／（s²＋（nωp）²））的特性。该情况下，根据各二相电流指令Idc、Iqc所含的各次数的分量的大小，来设定n的值。即，具备与具有比较大的振动分量的次数对应的次数（n）的高次谐波模型。

在本实施方式中，由于如图8以及图9所示，各二相电流指令Idc、Iqc中含有大量从1次到4次的分量，所以d轴高次谐波控制器50以及q轴高次谐波控制器51各自的高次谐波模型被构成为具有从转矩振动频率ωp的1倍到4倍（从1次到4次）的各频率的正弦波或者余弦波的传递函数的特性。

d轴高次谐波控制器50以及q轴高次谐波控制器51如图3所示，并列具备分别具有与从转矩振动频率ωp的1倍到4倍（从1次到4次）的各频率（各次数）对应的高次谐波模型的一次高次谐波控制器60、二次高次谐波控制器61、三次高次谐波控制器62以及四次高次谐波控制器63。各高次谐波控制器60到63如图3以及下式所示，被构成为对各频率的高次谐波模型输入各二相实际电流Id、Iq与二相电流指令Idc、Iqc之间的电流偏差，算出各频率的高次谐波模型的输出作为高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq。另外，各高次谐波模型的频率ωp根据被输入的转矩振动频率ωp而变更。

[数17]

$\mathrm{Vhd}={\mathrm{Vhd}}_1+{\mathrm{Vhd}}_2+{\mathrm{Vhd}}_3+{\mathrm{Vhd}}_4$

$=\frac{{\mathrm{Khd}}_1}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}(\mathrm{Idc}-\mathrm{Id})+\frac{{\mathrm{Khd}}_2}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}(\mathrm{Idc}-\mathrm{Id})+\frac{{\mathrm{Khd}}_3}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}(\mathrm{Idc}-\mathrm{Id})+\frac{{\mathrm{Khd}}_4}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}(\mathrm{Idc}-\mathrm{Id})$

$\mathrm{Vhq}={\mathrm{Vhq}}_1+{\mathrm{Vhq}}_2+{\mathrm{Vhq}}_3+{\mathrm{Vhq}}_4$

$=\frac{{\mathrm{Khq}}_1}{s^2+{\mathrm{\ωp}}^2}(\mathrm{Iqc}-\mathrm{Iq})+\frac{{\mathrm{Khq}}_2}{s^2+{\left(2\mathrm{\ωp}\right)}^2}(\mathrm{Iqc}-\mathrm{Iq})+\frac{{\mathrm{Khq}}_3}{s^2+{\left(3\mathrm{\ωp}\right)}^2}(\mathrm{Iqc}-\mathrm{Iq})+\frac{{\mathrm{Khq}}_4}{s^2+{\left(4\mathrm{\ωp}\right)}^2}(\mathrm{Iqc}-\mathrm{Iq})...\left(17\right)$

各高次谐波控制器60到63（各频率的高次谐波模型）例如如图10以及下式所示，具有2个积分器和反循环（feedback loop）而构成。

[数18]

${\mathrm{Vhd}}_n=\{{\mathrm{Khd}}_n(\mathrm{Idc}-\mathrm{Id})-{\left(\mathrm{n\ωp}\right)}^2{\mathrm{Vhd}}_n\}\frac{1}{s}\frac{1}{s}...\left(18\right)$

＜高次谐波控制的实施条件＞

下面，说明高次谐波控制的实施条件。

在本实施方式中，高次谐波控制器45被构成为在规定的高次谐波控制的实施条件成立的情况下，算出高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq。

高次谐波控制器45执行转矩振动抵消控制，算出振动抵消转矩指令Tp，并且在旋转电机要求转矩的变化率小于判定值的情况下判定为高次谐波控制的实施条件成立，在除此之外的情况下判定为高次谐波控制的实施条件不成立。在此，高次谐波控制器45算出规定期间的旋转电机要求转矩的变化量作为变化率。

高次谐波控制器45在高次谐波控制的实施条件成立的情况下，算出高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq，在高次谐波控制的实施条件不成立的情况下，将高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq设定成0。

通过如此构成，在未执行转矩振动抵消控制的情况下，能够防止高次谐波控制器45算出不需要的高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq而对电流反馈控制系统造成干扰。

另外，在加速或者减速时等旋转电机要求转矩的变化率大的情况下，能够防止高次谐波控制器45算出不需要的高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq而妨碍旋转电机MG的输出转矩的平滑的增加或者减少。

此外，高次谐波控制器45也可以构成为在即使执行转矩振动抵消控制、振动抵消转矩指令Tp的振幅也小于规定值的情况下，判定为高次谐波控制的实施条件不成立。

另外，高次谐波控制器45构成为在高次谐波控制的实施条件不成立的情况下，将高次谐波控制器45内的各参数设定成初期值。此时，在高次谐波控制器45如图10所示那样构成的情况下，2个积分器的值被设定成0。

参照图11的流程图来说明上述的高次谐波控制的实施条件的处理。

高次谐波控制器45在步骤#01中进行判定是否执行转矩振动抵消控制且算出了振动抵消转矩指令Tp的处理（步骤＃01）。在判定为正执行转矩振动抵消控制的情况下（步骤＃01：是），高次谐波控制器45进行判定旋转电机要求转矩的变化率是否小于判定值的处理（步骤＃02）。在判定为旋转电机要求转矩的变化率小于判定值的情况下（步骤＃02：是），高次谐波控制器45判定为高次谐波控制的实施条件成立，算出高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq，执行高次谐波控制（步骤＃03）。

另一方面，在判定为转矩振动抵消控制未被执行的情况下（步骤＃01：否），或者判定为旋转电机要求转矩的变化率为判定值以上的情况下（步骤＃02：否），高次谐波控制器45判定为高次谐波控制的实施条件不成立，将高次谐波二相电压指令Vhd、Vhq设定成0，不执行高次谐波控制（步骤#04）。

3－4－2－4．二相三相电压转换部43

二相三相电压转换部43是将电流反馈控制部42算出的二相电压指令Vd、Vq转换成三相的电压指令Vu、Vv、Vw的功能部。即，基于磁极位置θre进行固定坐标转换以及二相三相转换，将在dq轴旋转坐标系中表示的二相电压指令Vd、Vq转换成针对三相各自的线圈的电压指令即三相电压指令Vu、Vv、Vw。此外，二相三相电压转换部43也可以构成为进行对三相的电压指令Vu、Vv、Vw的调制率加以调整的处理。

3－4－2－5．逆变器控制部44

逆变器控制部44基于三相电压指令Vu、Vv、Vw，生成对逆变器IN所具备的多个开关元件进行接通断开（ON/OFF）控制的逆变器控制信号Suvw。

在本实施方式中，逆变器控制部44通过基于三相电压指令Vu、Vv、Vw与载波的比较的脉冲宽度调制（PWM：Pulse Width Modulation），来生成逆变器控制信号Suvw。

也可以构成为能够以正弦波PWM（SPWM：Sinusoidal PWM）、空间向量PWM（SVPWM：Space Vector PWM）、3次高次谐波注入PWM（THIPWM：Third Harmonics Injection PWM）、不连续PWM（DPWM：Discontinuous PWM）等来切换脉冲宽度调制的方式。

3－4－2－6．高次谐波控制的举动

下面，参照从图12到图14来说明高次谐波控制的举动。

＜1次的高次谐波模型＞

在图12中，表示了在二相电流指令Idc、Iqc中转矩振动频率ωp分量的比例大的情况（在图12中为100％），即高次谐波控制器45被构成为具有仅转矩振动频率ωp（1次）的正弦波或者余弦波的传递函数（1／（s²＋ωp²））的特性的情况的例子。

在时刻t11之前不执行高次谐波控制，高次谐波二相电压指令Vh被设定成0，二相电压指令V由通过比例积分运算器所形成的基本控制器46算出的基本二相电压指令Vb构成。基本二相电压指令Vb为了使以转矩振动频率ωp正在振动的二相电流指令Ic与二相实际电流I一致而周期变化，但二相实际电流I以相对于存在相位延迟以及增益降低的方式追踪正在周期振动的二相电流指令Ic，电流偏差具有稳态偏差。

另一方面，如果在时刻t11开始高次谐波控制，则1次的高次谐波二相电压指令Vh根据二相电流指令Ic与二相实际电流I之间的电流偏差，以转矩振动频率ωp自激励地开始振动并且振幅逐渐增加。此时，高次谐波模型如图10所示，具有对电流偏差进行积分并且自激励地以转矩振动频率ωp振动来生成高次谐波二相电压指令Vh的作用。另外，电流偏差正以转矩振动频率ωp振动。因此，正以转矩振动频率ωp振动的高次谐波二相电压指令Vh的相位向电流偏差减少的方向提前或者延后，并且高次谐波二相电压指令Vh的振幅向电流指令减少的方向增加或者减少。因此，二相电压指令V与二相实际电流I之间的电流偏差逐渐减少。

因此，根据电流偏差算出的基本二相电压指令Vb也减少。然后，在时刻t12，通过1次的高次谐波二相电压指令Vh能够使二相实际电流I减少稳态偏差地追踪二相电流指令Ic，可使基本二相电压指令Vb的周期变化减少到0附近。

＜从1次到4次的高次谐波模型＞

在图13以及图14中，表示如图8所示的输出转矩指令值Tmo跨过0的情况那样，在二相电流指令Idc、Iqc中主要产生了从转矩振动频率ωp的2倍到4倍的频率分量情况、即高次谐波控制器45被构成为具有从转矩振动频率ωp的1倍到4倍的正弦波或者余弦波的传递函数（1／（s²＋（nωp）²））的特性的情况的例子。图13中表示了d轴电流的举动，图14中表示了q轴电流的举动。

〔d轴电流〕

首先，说明图13的d轴电流的举动的例子。

输出转矩指令值Tmo将0作为中心以转矩振动频率ωp振动，如利用图8说明那样，d轴二相电流指令Idc主要以转矩振动频率ωp的2倍的频率振动。

在时刻t21之前，不执行高次谐波控制，基于d轴基本二相电压指令Vbd，d轴二相实际电流Id相对于正在周期振动的d轴二相电流指令Idc以存在相位延迟以及增益降低的方式追踪，具有稳态偏差。

另一方面，如果在时刻t21开始了高次谐波控制，则由于d轴二相电流指令Idc和d轴二相实际电流Id之间的电流偏差以转矩振动频率ωp的2倍（2次）的频率正在振动，所以根据该电流偏差，2次d轴高次谐波二相电压指令Vh2d以转矩振动频率ωp的2倍的频率自激励地开始振动并且振幅逐渐增加，但1次d轴高次谐波二相电压指令Vh1d的振幅不怎么增加。

另外，如利用图8说明那样，由于d轴二相电流指令Idc中还含有转矩振动频率ωp的4倍（4次）的振动分量，所以在电流偏差中也含有4次的振动分量。因此，根据该电流偏差，4次d轴高次谐波二相电压指令Vh4d以转矩振动频率ωp的4倍的频率自激励地开始振动并且振幅逐渐增加，但是3次d轴高次谐波二相电压指令Vh3d的振幅不怎么增加。

因此，基于2次以及4次的d轴高次谐波二相电压指令Vh2d、Vh4d的增加，电流偏差逐渐减少。

因此，根据电流偏差算出的d轴基本二相电压指令Vbd也逐渐减少。而且，在时刻t22，通过2次以及4次的d轴高次谐波二相电压指令Vh2d、Vh4d，能够使d轴二相实际电流Id大幅减少稳态偏差地追踪d轴二相电流指令Idc，可使d轴基本二相电压指令Vbd的周期变化减少到0附近。

〔q轴电流〕

下面，说明图14的q轴电流的举动的例子。

与图13的情况同样，输出转矩指令值Tmo将0作为中心以转矩振动频率ωp振动，如利用图8说明那样，q轴二相电流指令Iqc主要以转矩振动频率ωp振动。

在时刻t31之前，不执行高次谐波控制，q轴二相实际电流Iq相对于正在周期振动的q轴二相电流指令Iqc以存在相位延迟以及增益降低的方式追踪，具有稳态偏差。

另一方面，如果在时刻t31开始高次谐波控制，则由于q轴二相电流指令Iqc和q轴二相实际电流Iq之间的电流偏差以转矩振动频率ωp的频率正在振动，所以根据该电流偏差，1次q轴高次谐波二相电压指令Vh1q以转矩振动频率ωp自激励地开始振动并且振幅逐渐增加，但是2次q轴高次谐波二相电压指令Vh2q的振幅几乎不增加。

另外，如利用图8所说明那样，由于q轴二相电流指令Iqc中还包含转矩振动频率ωp的3倍（3次）振动分量，所以电流偏差中也包含3次振动分量。因此，根据该电流偏差，3次q轴高次谐波二相电压指令Vh3q以转矩振动频率ωp的3倍的频率自激励地开始振动并且振幅逐渐增加，但4次q轴高次谐波二相电压指令Vh4q的振幅几乎不增加。

因此，基于1次以及3次q轴高次谐波二相电压指令Vh1q、Vh3q的增加，电流偏差逐渐减少。

因此，根据电流偏差算出的q轴基本二相电压指令Vbq也逐渐减少。而且，在时刻t32，能够通过1次以及3次q轴高次谐波二相电压指令Vh1q、Vh3q使q轴二相实际电流Iq以大幅减少周期性的稳态偏差的方式追踪q轴二相电流指令Iqc，可使q轴基本二相电压指令Vbq的周期变化减少到0附近。

3－4－2－7．运算定时

下面，参照图15的时序图以及图16的流程图来说明旋转电机控制装置32具备的各功能部的运算处理被执行的定时。

旋转电机控制装置32构成为利用PWM计时器等在每个基准运算周期T0实施一系列的中断处理（步骤#11：是）。

首先，在每个基准运算周期T0的中断处理定时，旋转电机控制装置32执行基于输入轴旋转速度传感器Se2的输入信号来检测旋转电机MG的磁极位置θre的磁极位置采样（PS）（步骤#12）。然后，旋转电机控制装置32执行基于电流传感器Se4的输入信号来检测在旋转电机MG的各相线圈中流过的实际电流Iu、Iv、Iw的电流值采样（IS）（步骤#13）。

接着，旋转电机控制装置32执行电流控制（IC）的处理（步骤＃14）。电流控制（IC）中包含转矩电流运算部40、实际电流运算部41以及电流反馈控制部42的处理。

在本实施方式中，如图15的时序图所示，旋转电机控制装置32进行实际电流运算部41的处理（IC1），基于磁极位置θre进行三相二相转换以及旋转坐标转换，将三相实际电流Iu、Iv、Iw转换成在dq轴旋转坐标系中表示的二相实际电流Id、Iq。接着，旋转电机控制装置32进行转矩电流运算部40的处理（IC2），基于输出转矩指令值Tmo来运算二相电流指令Idc、Iqc。而且，旋转电机控制装置32进行电流反馈控制部42的处理，使二相电压指令Vd、Vq按照二相实际电流Id、Iq接近于二相电流指令Idc、Iqc的方式变化。此时，旋转电机控制装置32在进行了基本控制器46的处理（IC3）之后，进行高次谐波控制器45的处理（IC4）。

接着，旋转电机控制装置32执行电压控制（VC）的处理（步骤＃15）。电压控制（VC）中包含二相三相电压转换部43以及逆变器控制部44的处理。

在本实施方式中，旋转电机控制装置32进行二相三相电压转换部43的处理（VC1），将二相电压指令Vd、Vq转换成三相电压指令Vu、Vv、Vw。接着，旋转电机控制装置32进行逆变器控制部44的处理（VC2），基于三相电压指令Vu、Vv、Vw，通过脉冲宽度调制来生成逆变器控制信号Suvw。

在此，旋转电机控制装置32也可以构成为以图17的时序图以及图18的流程图所示那样的定时进行处理。

即，相对于对作为交流信号的三相电压进行操作的电压控制（VC）的处理频度，将交流信号表示在dq轴旋转坐标系中，使对直流化后的信号进行操作的电流控制（IC）的处理频度减少，降低运算装置的处理负载。在本实施方式中，通过使电流控制（IC）的处理成为在基准运算周期T0的2次（2个周期）中进行1次的处理，能够使电流控制（IC）的处理的频度变成电压控制（VC）的处理频度的一半。

该情况下，旋转电机控制装置32也构成为利用PWM计时器等在每个基准运算周期T0实施一系列的中断处理（步骤#21：是）。

首先，在每个基准运算周期T0的中断处理定时，旋转电机控制装置32判定本次中断处理是奇数次还是偶数次（步骤#22）。

在本次中断处理是奇数次的情况下（步骤#22：是），与利用图15以及图16而说明的处理同样地执行电流控制（IC）的处理以及电压控制（VC）的处理双方。

即，首先旋转电机控制装置32执行磁极位置采样（PS）（步骤#23），然后执行电流值采样（IS）（步骤#24）。

接着，旋转电机控制装置32执行电流控制（IC）的处理（步骤＃25）。在本实施方式中，如图17的时序图所示，旋转电机控制装置32按照实际电流运算部41的处理（IC1）、转矩电流运算部40的处理（IC2）、基本控制器46的处理（IC3）、高次谐波控制器45的处理（IC4）的顺序来执行处理。

然后，旋转电机控制装置32执行电压控制（VC）的处理（步骤＃26）。在本实施方式中，旋转电机控制装置32在进行了二相三相电压转换部43的处理（VC1）后，进行逆变器控制部44的处理（VC2）。

另一方面，在本次的中断处理是偶数次的情况下（步骤#22：否），旋转电机控制装置32执行电压控制所需要的磁极位置采样（PS）（步骤#27），然后执行电压控制（VC）的处理（步骤＃28）。在此，电压控制（VC）的处理与奇数次同样地在进行了二相三相电压转换部43的处理（VC1）之后，进行逆变器控制部44的处理（VC2）。因此，在偶数次的情况下，不进行电流控制（IC）的处理地进行运算负载的降低。由此，能够抑制因实施高次谐波控制而导致的运算负载的过度上升。

〔其他实施方式〕

最后，说明本发明的其他实施方式。其中，以下说明的各实施方式的构成不限于各自单独应用，只要不产生矛盾则也可以与其他实施方式的构成组合应用。

（1）在上述的实施方式中，以在混合动力车辆中具备控制装置31至34，旋转电机控制装置32具备各功能部40～44、70的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，旋转电机控制装置32也可以设为与多个控制装置31、33、34的任意组合而统合成的控制装置，控制装置31至34所具备的功能部的分担也能够任意设定。

（2）在上述的实施方式中，以旋转电机控制装置32具备转矩振动抵消控制部70的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，车辆控制装置34等其他控制装置具备转矩振动抵消控制部70的构成也是本发明的优选实施方式之一。

（3）在上述的实施方式中，与变速机构TM独立地具备使旋转电机MG和车轮W之间的驱动连结断接的摩擦接合构件、或者使转矩转换器以及转矩转换器的输入输出部件之间为直接连接接合状态的摩擦接合构件的构成也是本发明的优选实施方式之一。

（4）在上述的实施方式中，以变速机构TM是有级自动变速装置的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，变速机构TM是能够连续地变更变速比的无级自动变速装置等除了有级自动变速装置以外的变速装置的构成也是本发明的优选实施方式之一。

（5）在上述的实施方式中，以第一动力传递机构10由减震器、发动机输出轴Eo、输入轴I等部件构成，第二动力传递机构11由中间轴M、变速机构TM、输出轴O以及车轴AX等部件构成的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，第一动力传递机构10以及第二动力传递机构11只要是至少连结成能够传递动力的机构即可，例如也可以只是轴。另外，第一动力传递机构10以及第二动力传递机构11也可以具有从轴、离合器、减震器、齿轮以及变速机构等中选择出的1个或者多个构成构件。

（6）在上述的实施方式中，以旋转电机MG被配备在发动机E与车轮W之间的动力传递路径上的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，旋转电机MG在发动机E的与车轮W侧相反侧和发动机E的输出轴驱动连结的构成也是本发明的优选实施方式之一。

（7）在上述的实施方式中，以d轴高次谐波控制器50、q轴高次谐波控制器51具备具有与从转矩振动频率ωp的1倍（1次）到4倍（4次）的频率的正弦波对应的传递函数的特性的控制器的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，d轴高次谐波控制器50具备仅具有与转矩振动频率ωp的1倍（1次）以及2倍（2次）的频率的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的控制器，q轴高次谐波控制器51具有仅具有与转矩振动频率ωp（1次）的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的控制器的构成也是本发明的优选实施方式之一。

如上所述，d轴二相电流指令Idc在如图8所示那样输出转矩指令值Tmo跨过0的情况下（尤其以0为中心振动的情况下），主要以转矩振动频率ωp的2倍（2次）的频率振动，在如图9所示那样输出转矩指令值Tmo不跨过0的情况下，主要以转矩振动频率ωp（1次）的频率振动。因此，如果利用1次以及2次的高次谐波模型来构成d轴高次谐波控制器50，则针对输出转矩指令值Tmo跨过0的情况以及不跨过0的情况双方，能够使d轴二相实际电流Id以大幅减少稳态偏差的方式追踪d轴二相电流指令Idc。此时，d轴二相电流指令Idc中包含转矩振动频率ωp的3倍（3次）以上的频率的振动分量，但该振动分量的比例不大，仅通过1次以及2次的高次谐波模型也能够使稳态偏差大幅减少。

另外，如上所述，在q轴二相电流指令Iqc如图8以及图9所示那样输出转矩指令值Tmo跨过0的情况以及未跨过0的情况双方，主要以转矩振动频率ωp（1次）振动。因此，如果通过1次高次谐波模型来构成q轴高次谐波控制器51，则针对输出转矩指令值Tmo跨过0的情况以及未跨过0的情况双方，能够使q轴二相实际电流Iq以大幅减少稳态偏差的方式追踪q轴二相电流指令Iqc。此时，q轴二相电流指令Iqc中包含转矩振动频率ωp的3倍（3次）以上的频率的振动分量，但该振动分量的比例不大，仅通过1次的高次谐波模型也能够大幅减少稳态偏差。

（8）在上述的实施方式中，以d轴高次谐波控制器50以及q轴高次谐波控制器51具备具有与从转矩振动频率ωp的1倍（1次）到4倍（4次）的频率的正弦波对应的传递函数的特性的控制器的情况为例进行了说明。但是，本发明的实施方式不限于此。即，d轴高次谐波控制器50以及q轴高次谐波控制器51构成为具备具有仅与转矩振动频率ωp（1次）、或者仅从转矩振动频率ωp的1倍（1次）到3倍（3次）的频率、或者仅从1倍（1次）到8倍（8次）的频率等从1倍到任意自然数倍的频率的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的控制器也是本发明的优选实施方式之一。

产业上的可利用性

本发明能够应用于对与内燃机驱动连结并且与车轮驱动连结的旋转电机进行控制的控制装置。

附图标记说明

ωm：旋转电机的旋转速度（旋转角速度）；θre：磁极位置（旋转角）；ωre：磁极旋转速度（旋转角速度）；ωp：转矩振动频率（角频率）；1：车辆用驱动装置；10：第一动力传递机构；11：第二动力传递机构；31：发动机控制装置；32：旋转电机控制装置（控制装置）；33：动力传递控制装置；34：车辆控制装置；40：转矩电流运算部；41：实际电流运算部；42：电流反馈控制部；43：二相三相电压转换部（电压控制部）；44：逆变器控制部（电压控制部）；45：高次谐波控制器；46：基本控制器；47：电压控制部；50：d轴高次谐波控制器；51：q轴高次谐波控制器；52：d轴基本控制器；53：q轴基本控制器；60：一次高次谐波控制器；61：二次高次谐波控制器；62：三次高次谐波控制器；63：四次高次谐波控制器；70：转矩振动抵消控制部；A1：最大转矩电流曲线；A2：等转矩曲线；CL：发动机分离离合器；E：发动机（内燃机）；IN：逆变器；Id：d轴二相实际电流；Idc：d轴二相电流指令；Iq：q轴二相实际电流；Iqc：q轴二相电流指令；MG：旋转电机；Se2：输入轴旋转速度传感器；Se4：电流传感器；Suvw：逆变器控制信号；T0：基准运算周期；TM：变速机构；Tb：基础转矩指令值；Tmo：输出转矩指令值；Tp：振动抵消转矩指令；Vd：d轴二相电压指令；Vq：q轴二相电压指令；Vbd：d轴基本二相电压指令；Vbq：q轴基本二相电压指令；Vhd：d轴高次谐波二相电压指令；Vhq：q轴高次谐波二相电压指令；W：车轮。

Claims (5)

1.一种控制装置，用于对与内燃机驱动连结并且与车轮驱动连结的旋转电机进行控制，其中，具备：

转矩电流运算部，其利用与所述旋转电机的旋转同步旋转的二轴的旋转坐标系即二轴旋转坐标系，基于使所述旋转电机进行输出的转矩指令来运算二相电流指令，所述二相电流指令是将所述旋转电机中流过的电流指令表示在所述二轴旋转坐标系中的电流指令；

实际电流运算部，其基于所述旋转电机中流过的实际电流来运算在所述二轴旋转坐标系中表示的二相实际电流；

电流反馈控制部，其使将施加给所述旋转电机的电压指令表示在所述二轴旋转坐标系中的二相电压指令按照所述二相实际电流接近于所述二相电流指令的方式变化；以及

电压控制部，其基于所述二相电压指令来控制施加给所述旋转电机的电压，

所述转矩指令包含振动抵消转矩指令，所述振动抵消转矩指令是用于抵消从所述内燃机向所述旋转电机传递的转矩振动即传递转矩振动的转矩指令，

所述电流反馈控制部具有利用与所述传递转矩振动的频率即转矩振动频率的周期函数对应的传递函数的特性来算出所述二相电压指令的高次谐波控制器。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其中，

所述高次谐波控制器利用具有与所述转矩振动频率的正弦波或者余弦波对应的传递函数的特性的运算器来算出所述二相电压指令。

3.根据权利要求1或者2所述的控制装置，其中，

所述高次谐波控制器利用将与从所述转矩振动频率的1倍到n倍的各自然数倍的频率的周期函数分别对应的传递函数的特性并列而得到的特性，来算出所述二相电压指令，其中，n是2以上的自然数。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的控制装置，其中，

所述电流反馈控制部具备:

比例积分控制器，其基于所述二相实际电流与所述二相电流指令之间的偏差来进行比例运算以及积分运算，算出基本电压指令；和

所述高次谐波控制器，其基于所述偏差来进行利用了与所述转矩振动频率的周期函数对应的传递函数的特性的运算，算出高频电压指令，

将所述基本电压指令和所述高频电压指令相加来算出所述二相电压指令。

5.根据权利要求1至4中任意一项所述的控制装置，其中，

所述振动抵消转矩指令具有所述传递转矩振动的频率的正弦波分量或者余弦波分量。

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