JP2022028976A - 回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】仮想的な電磁シャント回路を用いた制振制御が可能な回転電機制御装置の実現。【解決手段】ｄｑ軸ベクトル座標系において回転電機を駆動制御する回転電機制御装置は、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれにおいて、回転電機に対する電流指令Ｉ＊と回転電機からのフィードバック電流Ｉとの偏差に基づき、回転電機に対する電圧指令Ｖ＊を演算して回転電機をフィードバック制御する比例積分制御器１を備え、回転電機のインダクタンスと直列共振回路を形成するキャパシタンスを有する仮想的な電磁シャント回路のインピーダンスに基づいて、ｑ軸の比例積分制御器１のゲインが設定されている。【選択図】図３

Description

本発明は、永久磁石型の交流の回転電機の回転軸に伝達されるトルク振動である伝達トルク振動を低減させる制振機能を備えた回転電機制御装置に関する。

特開２０１２－２００１２８号公報には、回転電機が駆動連結される機械系から回転電機の回転軸に伝達されるトルク振動を打ち消すためのトルクを回転電機に出力させる制御装置が開示されている。この制御装置では、回転電機の回転速度から、トルク振動の周波数に対応した回転速度振動を抽出すると共に、回転電機の回転速度に基づいてトルク振動の周波数であるトルク振動周波数を算出している。そして、この制御装置は、回転速度振動及びトルク振動周波数に基づいて、回転速度振動をトルク振動周波数において所定位相遅らせた位相遅れ回転速度振動を算出して、制振トルク（打ち消しトルク振動の指令値）を演算している。この手法では、回転電機の回転速度（角速度）の変化に対して位相遅れが顕著となる共振点付近における制振性能が充分に得られないという課題がある。

そのような共振点領域において高い制振性能を得られる手法が、高木賢太郎らによる論文「ディジタル仮想インピーダンス回路を用いた電磁シャント制振」において提案されている。この論文には、ばね・質量と電磁アクチュエータからなる系の支配方程式を導出して、コンピュータ上における仮想的なディジタルインピーダンス回路を用いて制振制御を行う手法が記載されている。この電磁アクチュエータは、永久磁石とコイルから構成され、コイルに電流が流れることで可動部を可動させるローレンツ力を生じ、逆に可動部の移動速度に応じてコイルに誘導起電力を生じさせるものである。但し、この論文の序文（１．はじめに）にも記載されているように、この論文では、高度な振動制御系設計に進む前の段階として、インピーダンス回路を模擬する場合を検討している。従って、ディジタル仮想インピーダンス回路（仮想的な電磁シャント回路）を用いた制振技術を、電動車両やエアコンディショナー、発電機など、今日の産業分野において広く用いられている交流の回転電機（例えば永久磁石型同期モータ（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor））に対して、この制振技術をそのまま適用できるというものではない。

特開２０１２－２００１２８号公報

高木賢太郎（TAKAGI Kentaro）、井上剛志（INOUE Tsuyoshi）、宮地智也（MIYACHI Tomoya）"ディジタル仮想インピーダンス回路を用いた電磁シャント制振（Electro-Magnetic Shunt Damping with a Digital Virtual Impedance Circuit）"、日本機械学会論文集（Ｃ編）、日本機械学会、２０１２年２月、７８巻、７８６号、論文Ｎｏ．２０１１－ＪＣＲ－０６９３、ｐ．１２６－１４０（ｐ．４７４－４８８）

上記背景に鑑みて、仮想的な電磁シャント回路を用いた制振制御が可能な回転電機制御装置の実現が望まれる。

上記に鑑みた回転電機制御装置は、１つの態様として、永久磁石型の交流の回転電機の回転軸に伝達されるトルク振動である伝達トルク振動を低減させる制振機能を備え、永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と前記ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系において前記回転電機を駆動制御する回転電機制御装置であって、前記ｄ軸及び前記ｑ軸のそれぞれにおいて、前記回転電機に対する電流指令と前記回転電機からのフィードバック電流との偏差に基づき、前記回転電機に対する電圧指令を演算して前記回転電機をフィードバック制御する比例積分制御器を備え、前記回転電機のインダクタンスと直列共振回路を形成するキャパシタンスを有する仮想的な電磁シャント回路のインピーダンスに基づいて、前記ｑ軸の前記比例積分制御器のゲインが設定されている。

キャパシタンスによる電圧降下は、電流の時間積分により表される。比例積分制御器には、積分器が含まれる。従って、電圧指令を演算する比例積分制御器のゲインを仮想的な電磁シャント回路のインピーダンスに基づいて設定することで、仮想的な電磁シャント回路を比例積分制御器に組み込むことができる。即ち、本構成によれば、仮想的な電磁シャント回路を用いた制振制御が可能な回転電機制御装置を実現することができる。

回転電機制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

車両の駆動力源となる回転電機を含む車両用駆動装置の構成例を示す図 ベクトル制御を行う回転電機制御装置の構成例を示す模式的ブロック図 電流制御部の構成例を模式的に示すブロック線図 電流制御部の他の構成例を模式的に示すブロック線図 電流制御部の他の構成例を模式的に示すブロック線図 電流制御部の他の構成例を模式的に示すブロック線図 電流制御部の比較例を模式的に示すブロック線図 電流制御部の比較例を模式的に示すブロック線図 比例積分制御の原理を模式的に示すブロック線図 電磁シャント回路の原理を模式的に示す等価回路図 非干渉電圧制御部の構成例を模式的に示すブロック線図 非干渉電圧制御部におけるローパスフィルタの仕様の説明図

以下、回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。ここでは、図１に示すように、車両の車輪Ｗの駆動力源として車両用駆動装置１００に用いられる永久磁石型の複数相の交流（本実施形態では３相交流）の回転電機８０（MG）を駆動制御する回転電機制御装置１０（MG-CTRL）を例として説明する。回転電機８０は、変速機９０（TA）などの動力伝達装置を介して車輪Ｗに駆動連結されている。本実施形態では、さらに回転電機８０に内燃機関７０（EG）が駆動連結されている形態を例示している。つまり、例えば、車両用駆動装置１００は、動力伝達経路の順に、内燃機関７０、回転電機８０、変速機９０、車輪Ｗの順に駆動連結されている。

内燃機関７０と回転電機８０とは、クラッチ７５を介して連結されており、内燃機関７０と回転電機８０とが駆動連結されている状態と、内燃機関７０と回転電機８０とが遮断されている状態とに切り換え可能である。車輪Ｗは、回転電機８０のトルクにより駆動される状態と、内燃機関７０のトルク及び回転電機８０のトルクにより駆動される状態と、内燃機関７０のトルクにより駆動される状態とにより駆動される。尚、車輪Ｗが内燃機関７０のトルクにより駆動される状態では、回転電機８０が内燃機関７０のトルクにより従動回転するため、回転電機８０は内燃機関７０のトルクにより回生動作を行うことができる。

内燃機関７０は、内燃機関制御装置７１（EG-CTRL）により制御され、変速機９０は、変速機制御装置９１（TA-CTRL）により制御される。上述したように、回転電機８０は、回転電機制御装置１０により制御される。回転電機制御装置１０、内燃機関制御装置７１、変速機制御装置９１は、車両制御装置２０（VHC-CTRL）からの指令（トルク、走行速度、変速比などに基づく制御指令）に基づいて、それぞれの装置を制御する。

図１に示すように、回転電機８０は、変速機９０（TA）などの動力伝達装置を介して車輪Ｗに駆動連結されており、回転電機８０の回転軸は、車輪Ｗや変速機９０から外乱トルクＴｎ（図３等参照）を受ける。この外乱トルクＴｎは、回転電機８０の回転軸に伝達されるトルク振動（伝達トルク振動）に相当する。回転電機制御装置１０は、そのような外乱トルクＴｎを低減させる制振機能も有している。即ち、回転電機制御装置１０は、永久磁石型の交流の回転電機８０の回転軸に伝達されるトルク振動である伝達トルク振動（外乱トルクＴｎ）を低減させる制振機能を備え、図２、図３等を参照して後述するように、永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系において回転電機８０を駆動制御する。

図２に示すように、回転電機制御装置１０は、トルク制御部１１と、電流制御部１２と、インバータ制御部１３と、電流フィードバック部１４とを備えている。トルク制御部１１は、車両制御装置２０からの指令（例えばトルク指令Ｔ^＊）に基づいて電流指令Ｉ^＊（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）を演算する。電流制御部１２は、電流指令Ｉ^＊と後述するフィードバック電流Ｉ（Ｉｄ，Ｉｑ）との偏差に基づいて電圧指令Ｖ^＊（Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊）を演算する。図３等を参照して後述するように、電流制御部１２は、比例積分制御器１（PI）を中核として構成されている。インバータ制御部１３は、ｄｑ軸ベクトル座標系から回転電機８０の３相座標系への座標変換を行ってインバータ３０を構成するスイッチング素子のスイッチング信号を生成する。電流フィードバック部１４は、回転電機８０の３相のステータコイル８１（コイル）に流れる３相の電流（３相座標系の電流：Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を座標変換してｄｑ軸ベクトル座標系の電流（ベクトル座標系の電流：Ｉ（Ｉｄ，Ｉｑ））を電流制御部１２にフィードバックする。３相の電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、電流センサ８５により検出される。また、座標変換のための回転電機８０のロータの回転（回転角度（機械角、及び電気角）、回転速度）は、レゾルバなどの回転センサ８７によって検出される。ベクトル制御については、公知であるので詳細な説明は省略する。

本実施形態の回転電機制御装置１０は、上述したように、伝達トルク振動（外乱トルクＴｎ）を低減させる制振機能を備えている。この制振機能は、電流制御部１２に組み込まれている。図３のブロック線図は、電流制御部１２の構成例を、回転電機８０を含む車両用駆動装置１００のモデル（８，９）と電流制御部１２との関係を中心に示している。符号“８”は、回転電機８０の電気系モデル８（MG(ELE)）であり、符号“９”は回転電機８０を含む車両用駆動装置１００の機械系モデル９（MECH）である。回転電機８０の電気系モデル８に基づき出力されるトルクＴに外乱トルクＴｎが加わり、機械系モデル９を介して回転軸が回転するモデルとなっている。

１つの態様として、電流制御部１２は、比例積分制御器１（PI）と、非干渉電圧補償器２（DCPL）と、フィードフォワード制御部５とを備えている。尚、比例積分制御器１は、比例積分微分制御器（PID）であってもよい。詳細は後述するが、フィードフォワード制御部５は、フィードフォワード電圧補償器３と、電流指令調整器４とを備えている。この形態は、比較例として図７のブロック線図に示す一般的な電流制御部１２Ｐと比較して、（Ａ）比例積分制御器１が制振機能を得られるように適切に調整されている（図７の“１Ｐ”と比較して適切に調整されている）、（Ｂ）非干渉電圧補償器２が制振機能を得られるように適切に調整されている（図７の“２Ｐ”と比較して適切に調整されている）、（Ｃ）比例積分制御器１に対してフィードフォワード制御部５を備えている、という点で相違している。

また、他の態様として、電流制御部１２は、フィードフォワード制御部５を備えずに、図４に示すように、比例積分制御器１と、非干渉電圧補償器２とを備えて構成されていてもよい。この形態では、図７に示す比較例と比べて、（Ａ）比例積分制御器１が制振機能を得られるように適切に調整されている、（Ｂ）非干渉電圧補償器２が制振機能を得られるように適切に調整されている、という点で相違する。

尚、図７に例示する形態では、制振機能を有さない一般的な電流制御部１２Ｐが非干渉電圧補償器２を備えている形態を示しているが、図８に例示するように、一般的な電流制御部１２Ｐが非干渉電圧補償器２を備えていない場合もある。そのような電流制御部１２Ｐに対して制振機能を設ける場合には、電流制御部１２は、非干渉電圧補償器２及びフィードフォワード制御部５を備えずに、図５に示すように、制振機能を得られるように適切に調整された比例積分制御器１を備えて構成されていてもよい。つまり、この形態では、図８の比較例に対して、（Ａ）比例積分制御器１が制振機能を得られるように適切に調整されている、という点で相違する。

また、電流制御部１２は、非干渉電圧補償器２を備えずに、図６に示すように、比例積分制御器１及びフィードフォワード制御部５を備えて構成されていてもよい。この形態では、図８の比較例に対して、（Ａ）比例積分制御器１が制振機能を得られるように適切に調整されている、（Ｃ）比例積分制御器１に対してフィードフォワード制御部５を備えている、という点で相違する。

以上、図３～図６を参照して、電流制御部１２の構成例について簡単に説明した。以下、上述したような一般的な電流制御部１２Ｐと相違する部分、上述した（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）について詳細に説明する。

まず、（Ａ）比例積分制御器１を調整する手法について説明する。図９のブロック線図は、比例積分制御器１の原理を示している。ここでは、制振機能を備えた比例積分制御器１のブロック線図を示しており、回転電機８０の電気系モデル８に与えられる電圧指令Ｖ^＊には、外乱トルクＴｎに基づく誘起電圧（外乱電圧Ｖｎ）が加算されることになる。また、ここでは簡略化のため、ｄ軸、ｑ軸を区別せずに説明する。ここで、比例積分制御器１における比例ゲインをＫ_Ｐ、積分ゲインをＫ_Ｉとし、比例制御器（比例演算器）の伝達関数を“１”、積分制御器（積分演算器）の伝達関数を“１／ｓ”とすると、比例積分制御器１において演算される電圧指令Ｖ^＊は、下記式（１）で示される。尚、“Ｉ^＊－Ｉ”は電流指令Ｉ^＊とフィードバック電流Ｉとの偏差を示している。

Ｖ^＊ ＝ （Ｉ^＊－Ｉ）（Ｋ_Ｐ＋（１／ｓ）Ｋ_Ｉ） ・・・(1)

ここで、制振機能に着目し、“電流指令Ｉ^＊＝０”とすると、比例積分制御器１において演算される電圧指令Ｖ^＊は、下記式（２）で示される。

Ｖ^＊ ＝ －Ｋ_Ｐ・Ｉ－（１／ｓ）Ｋ_Ｉ・Ｉ ・・・(2)

図１０は、電磁シャント回路の原理を示す等価回路図である。この等価回路において、回転電機８０の電気系モデル８は、ステータコイル８１のコイル抵抗ＲａとコイルインダクタンスＬａとの直列回路として示されるインピーダンスを有する。この電気系モデル８（ステータコイル８１）に交流の電流“Ｉ”が流れると、コイル抵抗Ｒａの両端電圧に対して、コイルインダクタンスＬａの両端電圧の位相が遅れ、位相差が生じる。一方、抵抗とキャパシタンスとの直列回路に交流電流が流れる場合には、キャパシタンスの両端電圧は、抵抗の両端電圧に対して位相が進む。従って、回路内にインダクタンスとキャパシタンスとを含むことによって、好ましくは、インダクタンスとキャパシタンスとを共振させることによって、上述した位相の遅れや進みを相殺することができる。つまり、これによって振動を低減する制振を実現することができる。

図１０に示す電磁シャント回路７のインピーダンスは、抵抗器（シャント抵抗Ｒｓ）と、キャパシタ（シャントキャパシタンスＣｓ）との直列回路のインピーダンスである。ここで、電磁シャント回路７による電圧降下（シャント電圧Ｖｓ）は、下記式（３）で示される。尚、下記式（３）の右辺第２項は、電流“Ｉ”の時間積分であるが、ここでは式（１）、式（２）と同様に、電流“Ｉ”の時間積分をラプラス変換し、伝達関数“１／ｓ”として表す。

Ｖｓ ＝ －Ｒｓ・Ｉ－（１／ｓ）（１／Ｃｓ）・Ｉ ・・・(3)

式（２）と式（３）とを比較すると、比例積分制御器１の比例ゲインＫ_Ｐがシャント抵抗Ｒｓに対応し、積分ゲインＫ_ＩがシャントキャパシタンスＣｓの逆数に対応している。

高木賢太郎らによる論文「ディジタル仮想インピーダンス回路を用いた電磁シャント制振」にも記載されているように、上記のような電磁シャント回路７におけるシャント抵抗Ｒｓは非常に小さな値もしくは負の値になることが多い。また、電磁シャント回路７のようなＲＣシャントの場合にはシャントキャパシタンスＣｓも大きな値となる。従って、物理的な抵抗器やキャパシタを用いたシャント回路を用いることは、素子自身が負の抵抗成分を持たないことや、キャパシタが大型化することなどより、現実的ではない。

一方、仮想的な電磁シャント回路（仮想インピーダンス回路）であれば、より適切なパラメータ（シャント抵抗ＲｓやシャントキャパシタンスＣｓ）を設定することができる。仮想インピーダンス回路とは、抵抗器やキャパシタなどの受動素子を配置する代わりに電圧アンプなどを用いて、シャント回路における電圧を出力することによって、仮想インピーダンス回路と同じインピーダンスを持つ実際のシャント回路が接続されたようにする方法である。例えば、回転電機制御装置１０などの制御ブロックの中に、仮想的な電磁シャント回路（或いはその仮想的なインピーダンスに基づく電圧など）を組み込めば、より適切なパラメータを有するシャント回路を用いた制振制御が可能となる。但し、交流の回転電機８０をベクトル制御に駆動制御する回転電機制御装置１０に対して、そのような仮想的な電磁シャント回路を組み込む技術は確立されていなかった。

発明者らは、仮想的な電磁シャント回路を比例積分制御器１に組み込むことによって、外乱トルクＴｎに対する制振機能を有した回転電機制御装置１０が実現できることを見いだした。式（２）及び式（３）を参照して上述したように、比例積分制御器１の比例ゲインＫ_Ｐを仮想的な電磁シャント回路７におけるシャント抵抗Ｒｓに基づいて設定し、積分ゲインＫ_Ｉを仮想的な電磁シャント回路７におけるシャントキャパシタンスＣｓの逆数に基づいて設定することで、仮想的な電磁シャント回路を比例積分制御器１に組み込むことができる。

シャント抵抗Ｒｓは、仮想的な電磁シャント回路７のインピーダンスの実部であり、シャントキャパシタンスＣｓの逆数は、仮想的な電磁シャント回路７のインピーダンスの虚部である。従って、本実施形態の比例積分制御器１は、回転電機８０のインダクタンス（コイルインダクタンスＬａ）と直列共振回路を形成するキャパシタンス（シャントキャパシタンスＣｓ）を有する仮想的な電磁シャント回路７のインピーダンスに基づいてゲインが設定されている。

尚、上述したように、シャント抵抗Ｒｓは、非常に小さな値もしくは負の値になることが多い。このため、実際にシャント回路を組む場合には、シャント抵抗Ｒｓがゼロ（短絡）に設定される場合がある。このため、比例積分制御器１は、少なくともシャントキャパシタンスＣｓによるインピーダンスに基づいてゲインが設定される形態であってもよい。

尚、ベクトル制御においては、図２のブロック図に示したように、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれについて独立して比例積分制御が実行される。発明者らによる実験やシミュレーションによれば、ｑ軸の比例積分制御器１のゲインを仮想的な電磁シャント回路７に基づいて設定することによって、好適な制振機能を実現できることが確認されている。従って、本実施形態では、ｑ軸の比例積分制御器１のゲインが仮想的な電磁シャント回路７に基づいて設定される。

図３、図４、図５、図６に例示した回転電機制御装置１０の何れにおいても、比例積分制御器１には、仮想的な電磁シャント回路７のインピーダンスに基づく比例ゲインＫ_Ｐ及び積分ゲインＫ_Ｉが設定されている。つまり、これらの回転電機制御装置１０の何れにおいても、比例積分制御器１の内部構成は、図７及び図８に示す比較例の回転電機制御装置における比例積分制御器１Ｐの内部構成とは異なっており、比例積分制御器１は、制振機能を得られるように適切に調整されている。

尚、比例積分制御器１と同様に、ベクトル制御においてしばしば用いられる比例積分微分制御器（PID）も、比例ゲイン及び積分ゲインを有している。従って、「比例積分制御器が制振機能を得られるように適切に調整されている。」と言った場合の「比例積分制御器」には、「比例積分微分制御器」を含めてもよい。或いは、回転電機制御装置１０が、回転電機８０に対する電流指令Ｉ^＊と回転電機８０からのフィードバック電流Ｉとの偏差に基づき、回転電機８０に対する電圧指令Ｖ^＊を演算して回転電機８０をフィードバック制御する比例積分制御器１又は比例積分微分制御器を備え、回転電機８０のインダクタンスと直列共振回路を形成するキャパシタンスを有する仮想的な電磁シャント回路のインピーダンスに基づいて、ｑ軸の比例積分制御器１又は比例積分微分制御器のゲインが設定されている、ということもできる。

次に、（Ｂ）非干渉電圧補償器２を調整する手法について説明する。上述したように、ベクトル制御においては、ｄ軸及びｑ軸が独立して演算される。但し、回転電機８０の回転に伴う誘導起電力（誘起電圧）は、ｄ軸及びｑ軸の間で相互に影響を与え合う（干渉し合う）。例えば、埋込磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）では、下記式（４）及び下記式（５）に示すように、誘起電圧を含むｄ軸電圧Ｖｄには、ｑ軸が干渉し、ｑ軸電圧Ｖｑにはｄ軸が干渉する。尚、式（４）及び式（５）においては、永久磁石の磁束（鎖交磁束数）をΨ、ロータの回転速度（電気角速度）をω、ｄ軸インダクタンスをＬｄ、ｑ軸インダクタンスをＬｑ、ｄ軸電流をＩｄ、ｑ軸電流をＩｑ、ステータコイル８１の抵抗をＲａ、微分演算子をｐとする。

Ｖｄ ＝ （Ｒａ＋ｐＬｄ）Ｉｄ － ωＬｑＩｑ ・・・(4)
Ｖｑ ＝ （Ｒａ＋ｐＬｑ）Ｉｑ ＋ ωＬｄＩｄ ＋ ω・Ψ ・・・(5)

式（４）及び式（５）の右辺第２項は、ステータコイル８１のインダクタンス（Ｌｄ，Ｌｑ）と、ステータコイル８１を流れる電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とによる誘起電圧を示しており、この誘起電圧が、ｄ軸及びｑ軸における異なる軸の電圧（Ｖｄ，Ｖｑ）に干渉することを示している。このため、式（４）及び式（５）の右辺第２項の誘起電圧は、後述する第１の非干渉化制御における制御対象となる。また、式（５）の右辺第３項は、ロータの永久磁石とステータコイル８１との間で生じる電磁誘導による誘起電圧を示している。このため、式（５）の右辺第３項の誘起電圧は、後述する第２の非干渉化制御における制御対象となる。

式（４）及び式（５）は、回転電機８０（インバータ３０）に対して、電圧“Ｖｄ，Ｖｑ”を与えることで、回転電機８０に流れる電流“Ｉｄ，Ｉｑ”が定まることを意味している。ここで、回転電機８０に所望の電流（目標電流）を流すために、回転電機８０に与える電圧（目標電圧）を“Ｖｄ，Ｖｑ”とすると、目標電圧“Ｖｄ，Ｖｑ”を、下記式（６）及び式（７）で示すことができる（図１１参照）。

Ｖｄ ＝ Ｖｄ＿ｄｃｐｌ１＋Ｖｄ＿ｐｉｄ ・・・(6)
Ｖｑ ＝ Ｖｑ＿ｄｃｐｌ１＋Ｖｑ＿ｄｃｐｌ２＋Ｖｑ＿ｐｉｄ・・・(7)

ここで、第１の非干渉化制御として、上記式（４）及び式（５）の右辺第２項に相当する成分を取り除き、ｄ軸及びｑ軸間の干渉を取り除く制御が行われる。第１の非干渉化制御では、複数相のステータコイル８１の間における誘起電圧を取り除く非干渉化が行われる。第１の非干渉化制御は、図１１に示すｄ軸非干渉化制御器２１及びｑ軸第１非干渉化制御器２２によって実行される。式（８）は、ｄ軸非干渉化制御器２１を示し、式（９）は、ｑ軸第１非干渉化制御器２２を示している。

Ｖｄ＿ｄｃｐｌ１ ＝ －ωＬｑＩｑ ・・・(8)
Ｖｑ＿ｄｃｐｌ１ ＝ ωＬｄＩｄ ・・・(9)

さらに、第２の非干渉化制御では、上記式（５）の右辺第３項に相当する成分を取り除く。つまり、第２の非干渉化制御では、回転電機８０の永久磁石とステータコイル８１との間で生じる電磁誘導による誘起電圧を打ち消す制御が実行される。一般的には、第２の非干渉化制御は、図１１に示すｑ軸第２非干渉化制御器２３によって実行される。式（１０）は、ｑ軸第２非干渉化制御器２３を示している。

Ｖｑ＿ｄｃｐｌ２ ＝ ω・Ψ ・・・(10)

但し、回転電機８０の永久磁石とステータコイル８１との間で生じる電磁誘導による誘起電圧には、外乱トルクＴｎに基づく外乱電圧Ｖｎも含まれる。このため、この誘起電圧の全てを対象としてｑ軸電圧（ｑ軸電流）が補償されてしまうと、外乱トルクＴｎを相殺するトルクを出力するようにフィードバック制御を行う制振機能の妨げとなる。従って、電流制御部１２が非干渉電圧補償器２を備える場合（図３及び図４に示す形態の場合）には、回転電機８０の永久磁石とステータコイル８１との間で生じる電磁誘導による誘起電圧の内、外乱トルクＴｎに起因する誘起電圧については非干渉電圧補償を行わず、電圧指令Ｖ^＊に基づくロータの回転（定常制御による回転）に起因する誘起電圧についてのみ非干渉電圧補償を行うことが好ましい。

制振対象となる外乱トルクＴｎの周波数（角速度［ｒａｄ／ｓ］）は、ロータの回転速度（角速度）に対して高い。尚、車両用駆動装置１００が図１に示すような構成の場合、内燃機関７０の駆動力によって回転電機８０の回転軸が回転する場合があり、その際にはその駆動力も回転電機８０から見て外乱トルクとなる。但し、この外乱トルクは、例えば車両を加速させるためのトルクであり、制振対象となるトルクではない。そして、内燃機関７０によるトルクに基づく回転速度（角速度）も、制振対象となる外乱トルクＴｎの周波数（角速度）に比べて低い。従って、非干渉電圧補償器２に、角速度に対するフィルタを設けることによって、非干渉電圧補償を行う誘起電圧と、非干渉電圧補償を行わない誘起電圧とを分離し、制振対象とはならないトルクによる回転軸の回転に基づく誘起電圧に対してのみ、非干渉電圧補償を行うと好適である。第２の非干渉化制御は、図１１に示すローパスフィルタ２４（LPF）及びｑ軸第２非干渉化制御器２３によって実行される。下記式（１１）の右辺は、角速度ωに対してフィルタ（FILT）が設けられ、ローパスフィルタ２４（LPF）とｑ軸第２非干渉化制御器２３とにより、適切に第２の非干渉化制御が実行されることを示している。

Ｖｑ＿ｄｃｐｌ２ ＝ ＦＩＬＴ（ω）・Ψ ・・・(11)

図１２は、制振対象となる外乱トルクＴｎの周波数特性（角速度の特性）と、非干渉電圧補償器２に設定されるフィルタのフィルタ特性とを示している。制振対象となる外乱トルクＴｎの中心周波数Ｆｎに対して充分離れた周波数（角速度）～本実施形態では中心周波数Ｆｎに対して充分低い周波数（角速度）～をカットオフ周波数Ｆｃとするフィルタ（ローパスフィルタ）が、非干渉電圧補償器２に設定されると好適である。

非干渉電圧補償器２は、少なくとも第２の非干渉化制御を実現する制御器（ｑ軸第２非干渉化制御器２３）を備え、さらに、ロータの永久磁石とステータコイル８１との間で生じる誘起電圧の内、制振対象の外乱トルクＴｎに基づく誘起電圧を遮断或いは減衰させて、制振対象ではないトルクに基づく誘起電圧（定常制御によるロータの回転に伴う誘起電圧）を通過させるようなローパスフィルタ２４を備える。つまり、相対的に低周波側（定常回転成分）の誘起電圧は打ち消して、高周波側（振動成分）の誘起電圧は打ち消さないことで、制振対象である高周波側の誘起電圧をフィードバックしている。上述したように、制振対象である高周波側の誘起電圧も打ち消されると、振動成分がフィードバックされなくなり、制振制御ができなくなってしまう。非干渉電圧補償器２が、このようなローパスフィルタを備えることにより、回転電機８０の回転速度が変化する場合（例えば加速する場合）には、加速に応じて誘起電圧が変化した場合にも、適切に電圧補償を行うことができる。一方、制振対象の外乱トルクＴｎによる誘起電圧については、ローパスフィルタによって遮断或いは減衰されるので、電圧補償が行われず、適切に電磁シャント機能による制振を行うことができる。

以上説明したように、図３及び図４に例示した形態のように、回転電機８０の永久磁石とステータコイル８１との間で生じる電磁誘導による誘起電圧を低減させる非干渉化を行う非干渉電圧補償器２（少なくとも第２の非干渉化を行う制御器（ｑ軸第２非干渉化制御器２３）を備えた非干渉電圧補償器２）を備える場合、この非干渉電圧補償器２は、制振対象の外乱トルクＴｎ（伝達トルク振動）の周波数（中心周波数Ｆｎ）よりも低いカットオフ周波数Ｆｃ未満の周波数において非干渉化を行い、カットオフ周波数Ｆｃ以上の周波数において非干渉化を行わないようにローパスフィルタ２４を備えると好適である。

次に、（Ｃ）フィードフォワード制御部５について説明する。上述したように、比例積分制御器１のゲイン（Ｋ_Ｐ，Ｋ_Ｉ）を電磁シャント制振機能が得られるように適切に調整した場合、通常のゲインに比べてその値が小さくなる傾向がある。このため、電流指令Ｉ^＊（Ｉ^＊＊）の変化に対する比例積分制御器１の追従性が低下するおそれがある。例えば、回転電機８０の回転速度が速くなるように電流指令Ｉ^＊（Ｉ^＊＊）が増加した場合（回転電機を加速させる場合）に、回転電機８０の回転速度の上昇が遅くなり、加速性を妨げるおそれがある。フィードフォワード制御部５は、比例積分制御器１の後段の制御器に提供される電圧指令が、電流指令Ｉ^＊（Ｉ^＊＊）の変化に対応した電圧指令となるように、比例積分制御器１が出力する電圧指令Ｖ^＊を補償する。つまり、フィードフォワード制御部５は、仮想的な電磁シャント回路を比例積分制御器１に組み込むことにより低下する比例積分制御器１のゲインの低下を補完するように、電流指令Ｉ^＊（Ｉ^＊＊）に基づいて比例積分制御器１から出力される電圧指令Ｖ^＊を補償する。

図３及び図６に示すように、フィードフォワード制御部５は、フィードフォワード電圧補償器３と電流指令調整器４とを備えている。フィードフォワード電圧補償器３は、制御対象のモデル（印加する電圧に対して流れる電流を規定したモデル（伝達関数“Ｐ”））を用いて構成されている。フィードフォワード電圧補償器３による補償対象は電圧であるから、流れる電流に対して印加が必要な電圧を規定する必要がある。このため、フィードフォワード電圧補償器３では、制御対象のモデルの逆数“Ｐ^－１”が用いられる。本実施形態では、制御対象は、「回転電機８０の電気系モデル８（MG(ELE)）」と、「車両用駆動装置１００の機械系モデル９（MECH）」と、「非干渉電圧補償器２Ｐ（DCPL）」とで構成されている（図７参照）。つまり、制御対象のモデルは、電圧指令“Ｖ^＊”からモータの電流“Ｉ”までの伝達関数モデルであり、“Ｐ^－１”はその逆数である。

ここで、制御の安定性を得るためには、フィードフォワード電圧補償器３の伝達関数がプロパーであることが好ましい。尚、「伝達関数がプロパーであること」とは、伝達関数を分数で表した場合に、「分子の次数≦分母の次数」となることを言う。規範モデルは、フィードフォワード電圧補償器３の伝達関数“Ｐ^－１Ｍ”がプロパーとなるような伝達関数“Ｍ”を有する制御器である。つまり、規範モデルの伝達関数“Ｍ”と、制御対象のモデルの伝達関数“Ｐ”の逆数“Ｐ^－１”との積をとることで、フィードフォワード電圧補償器３の伝達関数をプロパーとしている。

また、フィードフォワード電圧補償器３により演算される電圧と、比例積分制御器１により演算される電圧とのバランスを考慮すると、比例積分制御器１に入力される電流指令Ｉ^＊も、規範モデルを通過したものであることが好ましい。電流指令調整器４は、規範モデルを有して構成され、比例積分制御器１に入力される電流指令Ｉ^＊を調整している。尚、図３、図６では、電流指令調整器４の前後の電流指令を区別するため、入力側の電流指令を“Ｉ^＊＊”で示し、出力側（比例積分制御器１の側）の電流指令を“Ｉ^＊”で示している。

以上説明したように、本実施形態（変形例を含む）によれば、仮想的な電磁シャント回路７を用いた制振制御が可能な回転電機制御装置１０を実現することができる。尚、上記においては、図１に示すように、車両の車輪Ｗの駆動力源として車両用駆動装置１００に用いられる永久磁石型の複数相の交流（本実施形態では３相交流）の回転電機８０を制御対象とする回転電機制御装置１０を例として説明したが、制御対象となる回転電機８０はこれに限定されるものではない。回転電機制御装置１０は、エアコンディショナー、発電機など、今日の産業分野において広く用いられている交流の回転電機を制御対象とすることができる。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御装置（１０）の概要について簡単に説明する。

１つの態様として、永久磁石型の交流の回転電機（８０）の回転軸に伝達されるトルク振動である伝達トルク振動（Ｔｎ）を低減させる制振機能を備え、永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と前記ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系において前記回転電機（８０）を駆動制御する回転電機制御装置（１０）は、前記ｄ軸及び前記ｑ軸のそれぞれにおいて、前記回転電機（８０）に対する電流指令（Ｉ^＊）と前記回転電機（８０）からのフィードバック電流（Ｉ）との偏差に基づき、前記回転電機（８０）に対する電圧指令（Ｖ^＊）を演算して前記回転電機（８０）をフィードバック制御する比例積分制御器（１）を備え、前記回転電機（８０）のインダクタンス（Ｌａ）と直列共振回路を形成するキャパシタンス（Ｃｓ）を有する仮想的な電磁シャント回路（７）のインピーダンスに基づいて、前記ｑ軸の前記比例積分制御器（１）のゲインが設定されている。

キャパシタンス（Ｃｓ）による電圧降下は、電流（Ｉ）の時間積分により表される。比例積分制御器（１）には、積分器が含まれる。従って、電圧指令（Ｖ^＊）を演算する比例積分制御器（１）のゲインを仮想的な電磁シャント回路（７）のインピーダンスに基づいて設定することで、仮想的な電磁シャント回路（７）を比例積分制御器（１）に組み込むことができる。即ち、本構成によれば、仮想的な電磁シャント回路を用いた制振制御が可能な回転電機制御装置を実現することができる。

ここで、前記電磁シャント回路（７）は、シャント抵抗器及びシャントキャパシタの直列回路により形成され、前記シャント抵抗器の抵抗値をＲｓ、前記シャントキャパシタのキャパシタンスをＣｓとして、比例ゲインがＲｓ、積分ゲインが１／Ｃｓに基づいて設定されていると好適である。

電磁シャント回路（７）の電圧降下（Ｖｓ）は、シャント抵抗における電圧降下と、シャントキャパシタによる電圧降下とにより表される。シャント抵抗による電圧降下は、シャント抵抗を流れる電流（Ｉ）に比例し、シャントキャパシタによる電圧降下は、電流（Ｉ）の時間積分により表される。比例積分制御器（１）は、制御器（演算器）として比例器と積分器とを有する。従って、電圧指令（Ｖ^＊）を演算する比例積分制御器（１）の比例ゲイン（Ｋ_Ｐ）をシャント抵抗の抵抗値（Ｒｓ）に基づいて設定し、比例積分制御器（１）の積分ゲイン（Ｋ_Ｉ）をシャントキャパシタのキャパシタンス（Ｃｓ）に基づいて設定することで、仮想的な電磁シャント回路（７）を適切に比例積分制御器（１）に組み込むことができる。

また、回転電機制御装置（１０）は、前記電流指令（Ｉ^＊）に基づいて前記比例積分制御器（１）から出力される前記電圧指令（Ｖ^＊）を補償するフィードフォワード制御部（５）を備えると好適である。

比例積分制御器（１）のゲインを仮想的な電磁シャント回路（７）の回路定数に応じて設定すると、ゲインが小さくなって制御の追従性が低下する場合がある。例えば、電流指令（Ｉ^＊）の変化が比較的大きい場合に、出力される電圧指令（Ｖ^＊）が電流指令（Ｉ^＊）ほどには大きく変化せず、追従性が低下する場合がある。本構成によれば、フィードフォワード制御部（５）が、電流指令（Ｉ^＊）の変化に応じて電圧指令（Ｖ^＊）を補償するので、比例積分制御器（１）における追従性が低下しても、適切な電圧指令を、比例積分制御器（１）の後段の制御器に提供することができる。

ここで、前記フィードフォワード制御部（５）は、前記比例積分制御器（１）から出力される前記電圧指令（Ｖ^＊）に加算される補償電圧を演算するフィードフォワード電圧補償器（３）と、前記比例積分制御器（１）に入力される前記電流指令（Ｉ^＊）を補正する電流指令調整器（４）とを備え、前記フィードフォワード電圧補償器（３）は、前記電圧指令（Ｖ^＊）から前記回転電機（８０）を流れる電流（Ｉ）までの制御系モデルの伝達関数（Ｐ）の逆数（Ｐ^－１）の伝達関数を有する制御器と、前記フィードフォワード電圧補償器（３）の伝達関数がプロパーとなるような伝達関数（Ｍ）を有する規範モデルとを有し、前記電流指令調整器（４）は、前記規範モデルにより前記電流指令（Ｉ^＊）を補正すると好適である。

フィードフォワード電圧補償器（３）は、制御対象のモデル（印加する電圧に対して流れる電流を規定したモデル、伝達関数（Ｐ））を用いて構成されている。但し、フィードフォワード電圧補償器（３）による補償対象は電圧であるから、流れる電流に対して印加が必要な電圧を規定する必要がある。このため、フィードフォワード電圧補償器（３）では、制御対象のモデルの逆数“Ｐ^－１”の伝達関数を有する制御器が用いられると好適である。また、制御の安定性を得るためには、フィードフォワード電圧補償器（３）の伝達関数がプロパーであること（伝達関数を分数で表した場合に、「分子の次数≦分母の次数」となること）が好ましい。従って、フィードフォワード電圧補償器３は、自身の伝達関数“Ｐ^－１Ｍ”がプロパーとなるような伝達関数（Ｍ）を有する制御器（規範モデル）を備えると好適である。また、フィードフォワード電圧補償器（３）により演算される電圧と、比例積分制御器（１）により演算される電圧とのバランスを考慮すると、比例積分制御器（１）に入力される電流指令（Ｉ^＊）も、伝達関数（Ｍ）を有する規範モデルを通過したものであることが好ましい。即ち、上記のようにフィードフォワード制御部（５）を構成することで、安定した制御が可能な回転電機制御装置（１０）を構成することができる。

また、回転電機制御装置（１０）は、前記回転電機（８０）の前記永久磁石とコイル（８１）との間で生じる電磁誘導による誘起電圧を低減させる非干渉化を行う非干渉電圧補償器（２）を備え、前記非干渉電圧補償器（２）は、制振対象の前記伝達トルク振動（Ｔｎ）の周波数（Ｆｎ）よりも低いカットオフ周波数（Ｆｃ）未満の周波数において前記非干渉化を行い、前記カットオフ周波数（Ｆｃ）以上の周波数において前記非干渉化を行わないようにローパスフィルタを備えると好適である。

ベクトル制御においては、回転電機（８０）の前記永久磁石とコイル（８１）との間で生じる電磁誘導による誘起電圧を低減させる非干渉化が行われる場合がある。但し、この誘起電圧には、回転電機（８０）が定常制御されてロータが回転することによって生じるものの他、制振対象の伝達トルク振動（Ｔｎ）によって生じるものも含まれる。このため、この誘起電圧の全てが非干渉化されてしまうと、制振対象の伝達トルク振動（Ｔｎ）がフィードバックされなくなり、制振機能にも影響する。制振対象の伝達トルク振動（Ｔｎ）による誘起電圧と、電圧指令（Ｖ^＊）に基づく回転電機（８０）の回転に伴う誘起電圧とでは、周波数帯域が異なる。本構成によれば、非干渉電圧補償器（２）が、制振対象の伝達トルク振動（Ｔｎ）の周波数（Ｆｎ）よりも低いカットオフ周波数（Ｆｃ）を有するローパスフィルタを備えるので、回転電機制御装置（１０）は、適切に非干渉化を行うと共に、制振制御も行うことができる。

また、回転電機制御装置（１０）は、仮想的な前記電磁シャント回路（７）のインピーダンスに基づいて、前記ｑ軸の前記比例積分制御器（１）のゲインが設定されていると好適である。

発明者らの検討によれば、ｑ軸の比例積分制御器（１）のゲインが仮想的な電磁シャント回路（７）のインピーダンスに基づいて設定されていると、適切に制振を行うことができることが判った。この構成によれば、例えば、従来使用しており、信頼性の高い回転電機制御装置（１０Ｐ）に対して、少ない設計変更によって制振機能を付加することができる。

１ ：比例積分制御器
２ ：非干渉電圧補償器
２３ ：ｑ軸第２非干渉化制御器
２４ ：ローパスフィルタ
３ ：フィードフォワード電圧補償器
４ ：電流指令調整器
５ ：フィードフォワード制御部
７ ：電磁シャント回路
１０ ：回転電機制御装置
８０ ：回転電機
８１ ：ステータコイル（コイル）
Ｃｓ ：シャントキャパシタンス
Ｆｃ ：カットオフ周波数
Ｆｎ ：中心周波数（制振対象の伝達トルク振動の周波数）
Ｉ ：フィードバック電流
Ｉ^＊ ：電流指令
Ｉｄ ：ｄ軸フィードバック電流（フィードバック電流）
Ｉｑ ：ｑ軸フィードバック電流（フィードバック電流）
Ｋ_Ｉ ：積分ゲイン
Ｋ_Ｐ ：比例ゲイン
Ｌａ ：コイルインダクタンス（回転電機のインダクタンス）
Ｍ ：規範モデル
Ｐ ：制御対象のモデル（回転電機の電気系制御モデル）
Ｒａ ：コイル抵抗
Ｒｓ ：シャント抵抗
Ｔｎ ：外乱トルク（伝達トルク振動）
Ｖ^＊ ：電圧指令

Claims (6)

1. 永久磁石型の交流の回転電機の回転軸に伝達されるトルク振動である伝達トルク振動を低減させる制振機能を備え、永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と前記ｄ軸に直交するｑ軸とのｄｑ軸ベクトル座標系において前記回転電機を駆動制御する回転電機制御装置であって、
   前記ｄ軸及び前記ｑ軸のそれぞれにおいて、前記回転電機に対する電流指令と前記回転電機からのフィードバック電流との偏差に基づき、前記回転電機に対する電圧指令を演算して前記回転電機をフィードバック制御する比例積分制御器を備え、
   前記回転電機のインダクタンスと直列共振回路を形成するキャパシタンスを有する仮想的な電磁シャント回路のインピーダンスに基づいて、前記ｑ軸の前記比例積分制御器のゲインが設定されている、回転電機制御装置。
2. 前記電磁シャント回路は、シャント抵抗器及びシャントキャパシタの直列回路により形成され、前記シャント抵抗器の抵抗値をＲｓ、前記シャントキャパシタのキャパシタンスをＣｓとして、比例ゲインがＲｓ、積分ゲインが１／Ｃｓに基づいて設定されている、請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 前記電流指令に基づいて前記比例積分制御器から出力される前記電圧指令を補償するフィードフォワード制御部を備える、請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
4. 前記フィードフォワード制御部は、前記比例積分制御器から出力される前記電圧指令に加算される補償電圧を演算するフィードフォワード電圧補償器と、前記比例積分制御器に入力される前記電流指令を補正する電流指令調整器とを備え、
   前記フィードフォワード電圧補償器は、前記電圧指令から前記回転電機を流れる電流までの制御系モデルの伝達関数の逆数の伝達関数を有する制御器と、前記フィードフォワード電圧補償器の伝達関数がプロパーとなるような伝達関数を有する規範モデルとを有し、
   前記電流指令調整器は、前記規範モデルにより前記電流指令を補正する、請求項３に記載の回転電機制御装置。
5. 前記回転電機の前記永久磁石とコイルとの間で生じる電磁誘導による誘起電圧を低減させる非干渉化を行う非干渉電圧補償器を備え、
   前記非干渉電圧補償器は、制振対象の前記伝達トルク振動の周波数よりも低いカットオフ周波数未満の周波数において前記非干渉化を行い、前記カットオフ周波数以上の周波数において前記非干渉化を行わないようにローパスフィルタを備える、請求項１から４の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
6. 仮想的な前記電磁シャント回路のインピーダンスに基づいて、前記ｑ軸の前記比例積分制御器のゲインが設定されている、請求項１から５の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

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