CN111713009B - 马达控制系统和助力转向系统 - Google Patents

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Abstract

马达控制系统具有：逆变器；以及控制运算部，其对上述逆变器进行反馈控制，上述控制运算部具有：电压控制运算部，其根据上述电流指令值与上述实际电流检测值之间的电流偏差来运算表示从上述逆变器对上述马达施加的电压的电压指令值；以及扭矩波动补偿运算部，其将对上述马达中的扭矩波动进行补偿的补偿值与经由上述电压控制运算部的信号流的上游侧和下游侧中的至少一方的信号值相加，上述扭矩波动补偿运算部根据上述目标电流指令值以及表示上述马达旋转的角速度的实际角速度值来运算上述补偿值，并且对于上述补偿值，也考虑对该马达控制系统的响应滞后进行补偿的提前角控制来运算。

Description

马达控制系统和助力转向系统
技术领域
本公开涉及马达控制系统和助力转向系统。
背景技术
以往，作为马达的控制技术，公知有控制装置使用指令值对马达进行反馈控制的方法。例如，公知有控制装置将与扭矩波动为逆相位的电流指令值反馈并与基本指令值相加的结构。在这样的结构中，公知有控制装置将电流值的高次谐波成分的电流指令值叠加于基本指令值而进行扭矩波动的补偿的方法(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第4019842号
发明内容
发明要解决的课题
但是，现有结构中的反馈控制存在以下问题：虽然在电流控制器能够以足够快的速度响应的频域中高效地发挥功能，但在电流控制器的响应会产生滞后的高频域中不发挥功能。通常，电流控制器的响应性被设计成电流控制器能够对可取得作为实用基础的电流的基波(正弦波)的频带进行响应的程度的响应性。另外，一般的扭矩波动是作为基础的电流的正弦波的高次谐波成分。因此，在上述那样设计的电流控制器中，电流控制器的响应性不充分，无法充分地进行扭矩波动补偿。
另外，作为考虑了上述问题的设计，考虑有将电流控制器的响应性提高至充分补偿扭矩波动的频域的设计。但是，会引起以下折衷问题：马达具有检测转子的位置等的传感器，如果电流控制器的响应性提高，则对传感器噪声的灵敏度也提高，工作声恶化。
因此，本发明的目的之一在于，提供在抑制噪声放大的同时实现低工作声的马达控制系统。
用于解决课题的手段
本发明的一个方式的马达控制系统对相数n为3以上的马达进行驱动，其中，该马达控制系统具有：逆变器，其使所述马达驱动；以及控制运算部，其根据从外部作为所述马达的控制目标而提供的目标电流指令值来运算表示从所述逆变器向所述马达提供的电流的电流指令值，并对该电流指令值反馈表示从所述逆变器提供给所述马达的电流的实际电流检测值而对所述逆变器进行反馈控制，所述控制运算部具有：电压控制运算部，其根据所述电流指令值与所述实际电流检测值之间的电流偏差来运算表示从所述逆变器对所述马达施加的电压的电压指令值；以及扭矩波动补偿运算部，其将对所述马达中的扭矩波动进行补偿的补偿值与经由所述电压控制运算部的信号流的上游侧和下游侧中的至少一方的信号值相加，所述扭矩波动补偿运算部根据所述目标电流指令值和表示所述马达旋转的角速度的实际角速度值来运算所述补偿值，并且对于所述补偿值，也考虑对该马达控制系统的响应滞后进行补偿的提前角控制来运算。
另外，本发明的一个方式的助力转向系统具有：所述马达控制系统；马达，其由所述马达控制系统进行控制；以及助力转向机构，其由所述马达进行驱动。
发明效果
根据本发明的例示的实施方式，能够提供在抑制噪声放大的同时实现低工作声的马达控制方法。
附图说明
图1是第一实施方式的马达控制系统的概略图。
图2是第一实施方式的控制运算部的概略图。
图3是针对目标q轴电流Iq_target的增益特性图。
图4是针对目标q轴电流Iq_target的相位曲线图。
图5是示出基于2D映射的运算处理的流程的概略图。
图6是示出第一实施方式中的扭矩波动的模拟结果的图。
图7是第二实施方式的马达控制系统的概略图。
图8是第二实施方式的控制运算部的概略图。
图9a是本实施方式的第一马达的俯视图。
图9b是本实施方式的第二马达的俯视图。
图10是本实施方式的电动助力转向装置的概略图。
图11是具有牵引马达的马达单元的概念图。
图12是马达单元的侧视示意图。
具体实施方式
以下，参照附图对本公开的控制器、具有该控制器的马达控制系统以及具有该马达控制系统的电动助力转向系统的实施方式进行详细说明。但是，为了避免以下的说明不必要地冗长，使本领域技术人员容易理解，有时省略必要以上的详细说明。例如，有时省略对已周知事项的详细说明或对实质上相同的结构的重复说明。
＜第一实施方式＞
对第一实施方式的马达控制系统进行说明，在该马达控制系统中扭矩波动补偿运算部的输出为“电流值”。第一实施方式的马达控制系统例如是对3相无刷马达进行控制的控制系统。以下，为了方便，对d轴电流Id和q轴电流Iq彼此为正的情况、即旋转为一个方向的情况进行说明。在本实施方式的马达控制系统中，主要能够降低扭矩波动。
通常，对于3相马达中的扭矩的产生，q轴电流Iq的影响比d轴电流Id的影响大。因此，要想降低扭矩波动，优选主要对q轴电流Iq进行控制以应用本控制系统。另外，在降低感应电压(BEMF：Back Electromotive Force，反电动势)的控制系统的情况下，也能够通过与本发明相同的结构进行反馈控制。即，在本发明的控制方法中，可仅将q轴电流用作指令值，也可以将q轴电流Iq和d轴电流Id双方用作指令值。另外，在本说明书中，省略与d轴电流Id相关的控制方法的说明。
图1是第一实施方式的马达控制系统的概略图，图2是第一实施方式的控制运算部的概略图。如图1所示，马达控制系统5具有马达旋转角度传感器51、逆变器52以及控制运算部53。控制运算部53作为所谓的电流控制器发挥功能。如图2所示，控制运算部53具有扭矩波动补偿运算部531、电流限制运算部532、电压控制运算部533、感应电压补偿运算部534、2轴/3相转换部535、死区时间补偿运算部536以及PWM控制运算部537。
马达控制系统5经由逆变器52对马达1进行控制。马达1具有转子3、定子2以及马达旋转角度传感器51。马达旋转角度传感器51检测马达1的转子3的旋转角度。检测到的转子的旋转角度是用任意的角度单位来表示的，从机械角适当地被转换为马达电角度θ、或者从马达电角度θ适当地被转换为机械角。机械角与马达电角度θ的关系是用马达电角度θ＝机械角×(磁极数÷2)这样的关系式表示的。另外，作为检测马达的旋转的传感器，也可以代替旋转角度传感器而具有例如角速度传感器。
本实施方式的马达控制系统5进行反馈在逆变器52中流动的电流值(实际q轴电流值IQR)的控制。另外，虽然未图示，但本马达控制系统5也能够还进行弱磁控制等公知的运算处理。本马达控制系统5通过进行弱磁控制，能够抑制马达1的扭矩变动。
从外部向马达控制系统5输入目标q轴电流Iq_target。通过目标q轴电流Iq_target的增减而从外部指示马达输出的增减。本马达控制系统5对输入的目标q轴电流Iq_target进行电流限制。电流限制由电流限制运算部532处理。电流限制运算部532接受目标q轴电流Iq_target的输入并执行自适应控制，由此将目标q轴电流Iq_target(输出值)限制在规定的电流值以下。
在目标q轴电流Iq_target没有被限制而超过了上述规定的电流值的情况下，后述的处理的结果为，马达施加电压有可能饱和。在这样马达施加电压饱和的情况下，不再有将抑制马达扭矩变动的补偿电流与目标q轴电流Iq_target相加的余地。其结果为，产生以下问题：扭矩波动激增，产生工作声。为了避免该问题，通过由电流限制运算部532对目标q轴电流Iq_target进行限制以给补偿电流留出余地的方法是有效的。马达施加电压的饱和依赖于马达电流和马达旋转角速度双方而产生。因此，本实施方式的电流限制运算部532使用以马达旋转角速度作为参数的函数来限制马达电流(目标q轴电流Iq_target)。通过这样的电流限制，确保了平时(电压未饱和时)对扭矩波动进行补偿的余地。因此，实现了安静并且顺畅的马达的旋转。
更详细而言，电流限制运算部532的自适应控制使用以马达旋转角速度作为参数的函数来进行范围缩小。该函数是对于输入的目标q轴电流Iq_target而言连续的函数。即，电流限制运算部532不是进行例如电流的峰值截止等不连续的限制，而是进行输入电流值越大，越大幅度地限制电流这样的连续的范围缩小。另外，在电流限制运算部532中范围缩小所使用的函数可以是表现出线性缩小的函数，也可以是表现出非线性(并且连续)的缩小的函数。
范围缩小的缩小幅度是以满足下述的不等式的方式来缩小电流值i的缩小幅度。
Vsat＞(Ls+R)i+keω···(1)
其中，Vsat是饱和电压，Ls是马达的电感，R是马达的电阻，keω表示伴随着马达旋转的感应电压。
另外，在电流限制运算部532的自适应控制中，在利用电池电源进行驱动时，基于范围缩小的电流的限制值为与电池电压Vbat相应的限制值。在交流发电机的供给量不足的情况下使用电池电源。由于在电池电源中存在内阻，因此伴随着电池电源劣化等，内阻发生变化，有效输出电压发生变化。因此，进行与电池电压Vbat相应的自适应控制。
马达控制系统5利用目标q轴电流Iq_target和转子的角速度ω来进行扭矩波动补偿控制。扭矩波动补偿控制由扭矩波动补偿运算部531处理。扭矩波动补偿运算部531将校正前的目标q轴电流Iq_target和角速度ω作为参数进行运算处理。角速度ω是根据马达旋转角度传感器51检测到的转子3的旋转角度来计算的。更详细而言，扭矩波动补偿运算部531具有相位补偿部5311。另外，相位补偿部5311进行上述扭矩波动补偿控制。另外，在本实施方式中，扭矩波动补偿运算部531和相位补偿部5311的功能等同。
通常，扭矩波动会受到电流中的波动的影响。因此，进行预先在表示要提供给马达1的电流的目标q轴电流Iq_target上叠加用于抑制扭矩波动的电流指令值(补偿电流)等的校正，由此能够抑制在马达1中产生的扭矩波动(即，进行扭矩波动补偿)。
本实施方式的扭矩波动补偿运算部531具有所谓的查找表。该查找表以角速度ω和目标q轴电流Iq_target作为输入进行参照，输出增益α和相位β作为与输入对应的参照值。并且，扭矩波动补偿运算部531以所输出的参照值即增益α和相位β作为参数而进行后述的式子(2)和式子(3)所示的αsin6(θ+β)的运算。将该运算结果像图2和后述的式子(2)所示那样与从电流限制运算部532输出的目标q轴电流Iq_target叠加来计算作为新电流指令值的校正后的目标q轴电流Iq_correct。
接下来，对角速度ω、目标q轴电流Iq_target、增益α以及相位β彼此的相关进行说明。图3是针对目标q轴电流Iq_target的增益特性图。图4是针对目标q轴电流的相位曲线图。图3的增益特性图和图4的相位曲线图分别表示一次滞后特性。但是，也可以根据考虑了二次响应及以后的滞后的特性来求取增益α和相位β。
在图4中的相位曲线图中，将初始值归一化为目标q轴电流Iq_target。在图3中，横轴表示角速度ω，纵轴表示增益α(ω)的值。在图4中，横轴是角速度ω，纵轴是相位β(ω)。这里，用于补偿扭矩波动的电流(补偿值)是正弦波，是通过使用了在扭矩波动的振动成分中占支配地位的六次谐波成分的近似来表示的。此时，校正后的目标q轴电流值Iq_correct是以校正前的目标q轴电流Iqt_target、马达电角度θ(θ＝ωt)作为变量、用以下的式子(2)来表示的。另外，t是表示时间的变量。
Iq_correct＝Iq_target+αsin6(θ+β)···(2)
另外，增益α(ω)和相位β(ω)是由使用了查找表的以下的运算式(3)来表示的。此时，增益α(ω)和相位β(ω)是通过进行使用了2D映射(将校正前的目标q轴电流Iq_target的绝对值设为U1，将角速度ω的绝对值设为U2)的运算处理来计算的。另外，在图5中示出此时的运算处理的关系图。另外，角速度ω是根据由马达旋转角度传感器51所取得的马达电角度θ来计算的。
αsin6(θ+β)
α＝Lookuptable_α(Iq_target，ω)···(3)
β＝Lookuptable_β(Iq_target，ω)
如图5所示，向扭矩波动补偿运算部531输入目标q轴电流Iq_target和角速度ω，计算目标q轴电流Iq_target的绝对值U1和角速度ω的绝对值U2。查找表(2D映射)根据绝对值U1、U2而返回对应的增益α和相位β的值。
优选为，针对包含马达控制系统5和马达1的各个产品，例如通过产品出厂前的单独测量来测量传递特性，并根据该测量出的传递特性而单独制作图5所示的查找表(2D映射)。但是，关于查找表(2D映射)，例如也可以是，对同一种类的马达1和马达控制系统5测量传递特性作为代表值或平均值，将根据该传递特性而制作出的查找表通用于同一种类的马达1。或者，也可以是，对已知了传递特性彼此近似的多种马达1和马达控制系统5采用通用的查找表。
扭矩波动补偿运算部531使用从查找表返回的值，运算式子(2)和式子(3)中的补偿值αsin6(θ+β)，并输出该值。将从扭矩波动补偿运算部531输出的补偿值αsin6(θ+β)叠加于从电流限制运算部532输出的校正前的目标q轴电流Iq_target。
本实施方式的马达控制系统5将从扭矩波动补偿运算部531输出的q轴电流值的补偿值与由电流限制运算部532处理后的q轴电流值相加。另外，补偿值αsin6(θ+β)是用于消除q轴电流中的因扭矩波动而引起的成分的值。即，补偿值αsin6(θ+β)是根据角速度成分和指令值的六次谐波成分(扭矩波动的阶次成分)的逆相位成分来计算的。
换言之，在本实施方式中，基于电流控制器的逆特性分为增益和相位(提前角)的关系式，扭矩波动补偿运算部531分别求取对增益和相位进行调整的值，并将基于这些值的补偿值叠加于指令值。通过从提前角(即，电流控制器的响应性)和扭矩波动(即，扭矩波动的振幅)双方的观点考虑进行补偿，抑制了扭矩波动。这样，在扭矩波动补偿运算部531中，生成了对q轴电流的指令值进行电流控制器的响应性的补偿(以下，称为提前角补偿)以及扭矩波动补偿的补偿值，其中，该提前角补偿是基于提前角控制进行的，该扭矩波动补偿是基于扭矩波动的逆相位成分相加进行的。由于扭矩波动的阶次成分是指令值的六次谐波成分这样的高频成分，因此基于提前角控制的响应性的补偿高效地发挥功能。另外，由扭矩波动补偿运算部531处理的提前角控制中的值β是对电流控制器的响应性进行补偿的值，因此通常是与180°不同的值。
进一步地，马达控制系统5从上述那样加上了补偿值后的q轴电流值减去在逆变器中流动的实际q轴电流值IQR，计算q轴电流的电流偏差IQ_err。即，本实施方式的马达控制系统5进行如下反馈控制：使用该q轴电流的电流偏差IQ_err来进行PI控制等，从而对马达的输出等进行控制。
另外，在上述说明中，补偿值αsin6(θ+β)与电流限制后的目标q轴电流Iq_target相加，但补偿值αsin6(θ+β)也可以与电流限制前的目标q轴电流Iq_target相加，然后进行电流限制，或者，补偿值αsin6(θ+β)也可以和目标q轴电流Iq_target与实际q轴电流值IQR的电流偏差IQ_err相加。
如上所述，第一实施方式的马达控制系统5进行预先对电流控制器的响应性进行补偿的控制。即，马达控制系统5利用反馈控制而进行扭矩波动补偿和提前角补偿。另外，提前角补偿是基于使用角速度成分以及目标电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分计算出的参数而进行的。在本实施方式中，基于将电流控制器的逆特性分为增益和相位的关系式，计算对扭矩波动(的振幅)进行调整的增益，并且计算对提前角进行调整的相位，并导出使用了这些值的补偿值。
通过使用该补偿值，对在马达1中产生的扭矩波动进行从振幅方面进行补偿的扭矩波动补偿和从相位方面进行补偿的提前角补偿。由此，能够降低马达控制系统5对伴随着高通滤波运算的量化噪声和传感器噪声的灵敏度，其结果为，降低了扭矩波动并且也防止了工作声恶化。并且，通过上述，马达控制的鲁棒性也提高。
另外，通过使用电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分进行扭矩波动补偿，在马达的低速区域中电流控制器的响应性提高。并且，通过不仅使用上述的电流值的逆相位成分而且使用角速度的成分来计算参数，在马达的高速区域中电流控制器的响应性也提高。因此，即使在从低速到高速的大范围区域中，电流控制器的响应性也提高。
作为使用了上述的电流值的逆相位成分的扭矩波动补偿的方法，公知有将补偿值与马达电流指令值相加的方法和将补偿值与马达施加电压指令值相加的方法，在本实施方式中，将补偿值与马达的电流指令值相加。由此，无论马达的特性变动如何，都能进行稳定的扭矩变动校正。
在像上述那样求出q轴电流的电流偏差IQ_err之后，马达控制系统5进行根据q轴电流的电流偏差IQ_err来运算马达施加电压指令值的电压控制。电压控制由电压控制运算部533进行。在本实施方式中，作为电压控制，使用PI控制。另外，作为电压控制，不限于PI控制，也可以采用PID控制等其他控制方法。在电压控制运算部533中，根据q轴电流的电流偏差IQ_err，由q轴PI控制部5331计算q轴电压指令值VQ1，并将其与从非干扰处理部5332输出的非干扰要素COR_Q相加而计算q轴电压指令值VQ2。非干扰要素COR_Q例如是为了避免d轴电流(电压)与q轴电流(电压)彼此干扰而施加的电流要素。
然后，马达控制系统5对q轴电压指令值VQ2进行感应电压补偿。感应电压补偿由感应电压补偿运算部534进行。在马达驱动时，除了在马达中流动的电流以外，也考虑了马达的感应电压的影响，在此基础上对马达进行控制。在感应电压补偿运算部534中，根据由马达产生的感应电压(BEMF)的倒数而进行提前角控制，对感应电压(BEMF)进行补偿。
即，感应电压补偿运算部534求取由马达产生的感应电压(BEMF)的倒数，根据该倒数而计算补偿值，该补偿值用于进行调整电压(或电流)的提前角的补偿(提前角补偿)。在本实施方式中，在感应电压补偿运算部534中，将感应电压补偿用的补偿值与q轴电压指令值VQ2相加而计算q轴电压指令值VQ3。另外，如果使用基于感应电压模型的倒数的补偿值，则也可以从q轴电压指令值VQ2减去该补偿值而不是与该补偿值相加。另外，该补偿值也可以与2轴/3相转换后的各相的电压值相加。
进一步地，马达控制系统5对q轴电压指令值VQ3进行2轴/3相转换。2轴/3相转换是由2轴/3相转换运算部535根据马达电角度θ而进行的。2轴/3相转换运算部535根据q轴电压指令值VQ3而计算对应的q轴电压和d轴电压，并转换为U、V、W相各相的3相的电压指令值。
之后，马达控制系统根据从2轴/3相转换运算部535输出的各相的电压指令值而进行死区时间补偿。死区时间补偿由死区时间补偿运算部536进行。首先，在死区时间补偿运算部536中，由中点调制部5363进行基于中点调制的运算，在该中点调制中，叠加作为电压的基波的n倍的高次谐波(例如，三次谐波)。n是正整数。通过进行中点调制，电压的波形从正弦波状的波形接近梯形形状的波形。由此，逆变器52的有效电压率提高。
接着，死区时间补偿运算部536进行死区时间的补偿。到中点调制部5363为止进行针对上述的电流偏差IQ_err的处理，计算使电流偏差IQ_err减少的电压成分。与此相对，向目标IQ 2轴/3相转换部5362输入目标q轴电流Iq_target，对与目标q轴电流Iq_target相当的电压指令值进行2轴/3相转换。即，目标IQ 2轴/3相转换部5362计算与目标q轴电流Iq_target对应的q轴电压和d轴电压，并将它们转换为U、V、W相各相的3相的电压指令值。
与2轴/3相转换运算部535的2轴/3相转换同样地，在目标IQ 2轴/3相转换部5362的2轴/3相转换中，在运算中也使用马达电角度。但是，在本实施方式的马达控制系统5中，作为输入到目标IQ 2轴/3相转换部5362的马达电角度，使用对传感器检测到的马达电角度θ进行了相位补偿后的马达电角度θ2。该相位补偿是由校正相位补偿部5361进行的，通过该相位补偿，对伴随马达旋转的电压的相位偏移进行了补偿。
最后，马达控制系统根据从死区时间补偿运算部536输出的电压指令值而进行PWM控制。PWM控制的指令值由PWM控制运算部537来运算。PWM控制运算部537根据运算出的指令值而对逆变器52的电压进行控制。通过该PWM控制，与上述电流指令值相当的电流流向马达1。另外，如上所述，反馈在逆变器52内流动的实际q轴电流值IQR。
另外，在本系统中，作为上述的电压控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿、PWM控制等各处理，不限于上述的例子，也可以应用公知的技术。另外，在本系统中，根据需要也可以不进行这些补偿和控制。另外，在以下的说明中，将这些要素(即，上述的电压控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿、PWM控制等各处理)的结合称为控制器要素C(S)。另外，也可以将进行PI控制等反馈控制的仅主要块的结合看作控制器要素C(S)。另外，将马达和逆变器的结合称为设备要素P(S)。
关于上述第一实施方式，在图6中示出了通过模拟而得到的结果。图6是示出了相对于马达的转速的、扭矩的二十四次成分(电角度的六次成分)的变动的曲线图。在本模拟中，转速的范围为0[min-1]至3000[min-1]，求出了死区时间打开/关闭这两种情况和扭矩变动校正打开/关闭这两种情况彼此组合起来的总计4个组合的扭矩波动的结果。从图6可知，在死区时间补偿和扭矩变动校正均“打开”了的情况下，马达扭矩的变动(即扭矩波动)变小。因此可知，通过第一实施方式，实现了扭矩波动降低，实现了低工作声。
＜第二实施方式＞
接下来，对本发明的第二实施方式进行说明，在该第二实施方式中，扭矩波动补偿运算部的输出为“电压值”。第二实施方式的马达控制系统是3相无刷马达的控制系统。另外，以下，对于与第一实施方式相同的内容，有时省略记载，但既可以采用相同的方法，也可以采用不同的方法。另外，在本实施方式中，与第一实施方式同样地，扭矩波动补偿运算部531与相位补偿部5311的功能等同。
图7是第二实施方式的马达控制系统的概略图，图8是第二实施方式的控制运算部的概略图。如图7所示，马达控制系统5具有马达旋转角度传感器51、逆变器52以及控制运算部53。如图8所示，控制运算部53具有扭矩波动补偿运算部531、电流限制运算部532、电压控制运算部533、感应电压补偿运算部534、2轴/3相转换部535、死区时间补偿运算部536以及PWM控制运算部537。马达控制系统进行将逆变器52的电流值反馈的反馈控制。另外，虽然未图示，但本马达控制系统5也可以还进行弱磁控制等已知的运算处理。本马达控制系统5通过进行弱磁控制，能够抑制马达1的扭矩变动。
从外部向马达控制系统5输入目标q轴电流Iq_target。通过目标q轴电流Iq_target的增减而从外部指示马达输出的增减。本马达控制系统5对目标q轴电流Iq_target进行电流限制处理。然后，本马达控制系统进行从电流限制后的q轴电流减去所反馈的实际q轴电流值IQR的反馈控制。
然后，本马达控制系统5对通过反馈控制而得到的电流偏差IQ_err进行电压控制。电压控制运算部533根据电流偏差IQ_err来计算电压指令值VQ1，在电压指令值VQ1上进一步加上抑制d轴和q轴彼此干扰的非干扰要素COR_Q。然后，感应电压补偿运算部534将感应电压补偿用的补偿值与q轴电压指令值VQ2相加。
另外，本马达控制系统5根据目标q轴电流Iq_target和角速度ω，在扭矩波动补偿运算部531中计算用于抑制扭矩波动的校正电压值(扭矩波动补偿值)。而且，与第一实施方式不同，在第二实施方式中，马达控制系统5在感应电压补偿运算部534的输出VQ3(即，VQ2与感应电压补偿值的相加值)上加上上述的电压校正值。由此，马达控制系统5在针对逆变器52的电压指令值上加上用于抑制扭矩波动的补偿值，从而能够抑制马达1中的扭矩波动。
如上所述，第二实施方式的马达控制系统5进行预先对电流控制器的响应性进行补偿的扭矩波动补偿。即，马达控制系统5进行使用了反馈控制的扭矩波动补偿和提前角补偿。与第一实施方式同样地，根据使用角速度成分以及目标电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分计算出的参数来进行提前角补偿。在本实施方式中，基于将电流控制器的逆特性分为增益和相位的要素的关系式，进行将增益设为与目标电流值对应的值并且将相位设为电流的提前角调整值的补偿。通过这样的补偿，能够降低马达控制系统对伴随着高通滤波运算的量化噪声和传感器噪声的灵敏度，其结果为，能够降低在马达中产生的扭矩波动，并且也能够防止工作声恶化。而且，马达控制系统中的控制的鲁棒性也提高。
另外，与第一实施方式同样地，在第二实施方式中也是，进行根据指令电流值中的扭矩波动的阶次成分的逆相位成分来计算补偿值的扭矩波动补偿，由此在马达的低速区域中电流控制器响应性提高。并且，与第一实施方式同样地，在第二实施方式中也是，通过不仅根据电流值的逆相位成分而且根据角速度ω来计算参数，在马达的高速区域中电流控制器的响应性也提高。因此，即使在从低速至高速的大范围区域中，电流控制器的响应性也提高。
这里，第一实施方式与第二实施方式的差异在于以下方面：来自扭矩波动补偿运算部531的输出从电流值变成了电压值；以及与此相应，控制流程中的相加位置发生变更。由此，基于扭矩变动补偿的输出仅由马达的电特性决定，因此具有扭矩变动的调整很容易这样的优点。另外，通过将扭矩波动的补偿值与电压值相加，相比于与电流值相加的情况，也具有运算处理快这样的优点。
另外，第二实施方式中的电流控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿以及PWM控制与第一实施方式相同，因此省略说明。另外，在第二实施方式中，这些补偿和控制也可以应用已知的技术。另外，在第二实施方式中，根据需要，也可以不进行这些补偿和控制。另外，可以将这些要素的结合作为控制器要素C(S)，也可以将进行反馈控制的仅主要块的结合看作控制器要素C(S)。另外，将马达和逆变器的结合称为设备要素P(S)。
＜其他实施方式＞
接下来，对其他实施方式进行说明。在其他实施方式中所记述的内容也能够用于第一实施方式和第二实施方式中的任意情况。
这里，对能够通过上述实施方式进行控制的马达的概略进行说明。图9a是本实施方式的第一马达的俯视图，图9b是本实施方式的第二马达的俯视图。图9a和图9b所示的马达1具有定子2和转子3。如图9a和图9b所示，马达1是内转子构造的。另外，作为马达1，除了内转子构造以外，也可以采用外转子构造。图9a所示的第一马达1是IPM(InteriorPermanent Magnet：内置永磁铁)马达，图9b所示的第二马达1是SPM(Surface PermanentMagnet：表面永磁铁)马达。
定子2具有沿轴向延伸的圆筒形状的外形。定子2以相对于转子3设置有规定的间隙的方式配置于转子3的径向外侧。定子2具有定子铁芯21、绝缘件22以及线圈23。定子铁芯21是沿轴向延伸的筒形状的部件。定子铁芯21是多块磁性钢板沿轴向层叠而形成的。定子铁芯21具有铁芯背部21a和齿(省略图示)。铁芯背部21a是圆环形状的部分。齿从铁芯背部21a的内周面向径向内侧延伸。齿沿着周向以规定的间隔而排列设置有多个。另外，相邻的齿之间的空隙被称为槽S。在图9a和图9b所示的马达1中，槽S例如设置有12个。
转子3具有沿轴向延伸的圆筒形状的外形。转子3以相对于定子2设置有规定的间隙的方式配置于定子2的径向内侧。转子3具有轴31、转子铁芯40以及磁铁32。转子3以沿上下方向(与图9a和图9b的纸面垂直的方向)延伸的轴31为中心进行旋转。转子铁芯40是沿轴向延伸的圆筒形状的部件。轴31插入于位于转子铁芯40的径向中心部的孔部41d中。转子铁芯40是多块磁性钢板沿轴向层叠而构成的。磁铁32在图9a所示的第一马达1中配置于转子铁芯40的内部，在图9b所示的第二马达1中安装于转子铁芯40的表面。磁铁32沿着周向以规定的间隔而排列配置有多个。在图9a和图9b所示的马达1中，磁铁32例如设置有8个。即，在图9a和图9b所示的马达1中，极数P为8。
马达的磁特性根据上述的极数P和槽数S而不同。这里，作为产生工作声的要因，主要举出了径向力和扭矩波动等。在极数P为8、槽数S为12的8P12S的马达的情况下，在转子与定子之间产生的电磁力的径向成分即径向力相互抵消，因此扭矩波动成为主要的工作声的原因。即，通过利用上述的马达控制系统仅对扭矩波动进行补偿，高效地降低了8P12S的马达的工作声。因此，本发明的马达控制系统在8P12S的马达中特别有用。
由于径向力的抵消在SPM马达中特别有效，因此本发明的马达控制系统在SPM马达中特别有用。更详细而言，在SPM马达中，不产生磁阻扭矩，仅磁铁扭矩起作用。因此，通过采用本发明，仅对磁铁扭矩进行补偿，从而实现了振动降低。反之，径向力的抵消不是限定性地在SPM马达和8P12S的马达中产生的作用，是在IPM马达或者例如10P12S马达中也产生的作用，因此本发明的马达控制系统在IPM马达中也是有用的、或者在例如10P12S马达中也是有用的。
接下来，对电动助力转向装置的概略进行说明。如图10所示，在本实施方式中，对柱型的电动助力转向装置进行例示。电动助力转向装置9搭载于汽车的车轮的操舵机构。电动助力转向装置9是借助马达1的动力而直接减轻操舵力的柱型助力转向装置。电动助力转向装置9具有马达1、操舵轴914以及车轴913。
操舵轴914将来自方向盘911的输入传递给具有车轮912的车轴913。马达1的动力经由具有齿轮等的联轴器915传递给操舵轴914。在柱型的电动助力转向装置9中采用的马达1设置于发动机室(未图示)的内部。另外，作为一例，图10所示的电动助力转向装置9是柱型的，但本发明的助力转向装置也可以是齿条型的。
这里，在像电动助力转向装置9那样要求低扭矩波动和低工作声的用途中，具有以下效果：通过由上述的马达控制系统5对马达1进行控制，实现了兼顾低扭矩波动和低工作声。其理由为，对于超过了电流控制的响应性的频率的扭矩波动，不使用放大噪声的高通滤波器地对电流控制器的响应性进行补偿，从而产生扭矩波动补偿的效果。因此，本发明在助力转向装置中特别有用。
本发明对于助力转向装置以外的用途也是有用的。本发明对例如牵引马达(行驶用马达)、压缩机用的马达、油泵用的马达等要求降低工作声的马达是有用的。
以下，对具有牵引马达的马达单元进行说明。
在以下的说明中，除非另有说明，将与马达102的马达轴线J2平行的方向简称为“轴向”，将以马达轴线J2作为中心的径向简称为“径向”，将以马达轴线J2作为中心的周向、即绕着马达轴线J2的方向简称为“周向”。但是，上述的“平行的方向”也包含大致平行的方向。图11是具有牵引马达的马达单元100的概念图，图12是马达单元100的侧视示意图。
马达单元100搭载于混合动力汽车(HEV)、插电式混合动力汽车(PHV)、电动汽车(EV)等以马达作为动力源的车辆，被用作动力源。本实施方式的马达单元100具有马达(主马达)102、齿轮部103、壳体106以及马达控制系统5。
如图11所示，马达102具有以沿水平方向延伸的马达轴线J2作为中心进行旋转的转子120和位于转子120的径向外侧的定子130。在壳体106的内部设置有收纳马达102和齿轮部103的收纳空间180。收纳空间180划分为收纳马达102的马达室181和收纳齿轮部103的齿轮室182。
马达102收纳于壳体106的马达室181内。马达102具有转子120和位于转子120的径向外侧的定子130。马达102是内转子型马达，具有定子130和旋转自如地配置于定子130的内侧的转子120。
转子120通过从省略了图示的电池经由马达控制系统5向定子130提供电力而旋转。转子120具有轴(马达轴)121、转子铁芯124以及转子磁铁(省略图示)。转子120(即，轴121、转子铁芯124以及转子磁铁)以沿水平方向延伸的马达轴线J2作为中心进行旋转。转子120的扭矩传递给齿轮部103。
轴121以沿水平方向并且车辆的宽度方向延伸的马达轴线J2作为中心而延伸。轴121以马达轴线J2作为中心进行旋转。
轴121跨越壳体106的马达室181和齿轮室182而延伸。轴121的一个端部突出到齿轮室182侧。在突出到齿轮室182的轴121的端部固定有第一齿轮141。
转子铁芯124是硅钢板(磁性钢板)层叠而构成的。转子铁芯124是沿轴向延伸的圆柱体。在转子铁芯124固定有多个转子磁铁。
定子130从径向外侧包围转子120。在图11中，定子130具有定子铁芯132和线圈131。定子130被壳体106保持。虽然省略了图示，但定子铁芯132从圆环状的轭的内周面向径向内侧具有多个磁极齿。在磁极齿之间缠绕有线圈线(省略图示)而构成了线圈31。
齿轮部103收纳于壳体106的齿轮室182内。齿轮部103在马达轴线J2的轴向一侧与轴121连接。齿轮部103具有减速装置104和差动装置105。从马达102输出的扭矩经由减速装置104而传递给差动装置105。
减速装置104与马达102的转子120连接。减速装置104具有以下功能：降低马达102的转速，根据减速比而使从马达102输出的扭矩增大。减速装置104将从马达102输出的扭矩传递给差动装置105。
减速装置104具有第一齿轮(中间驱动齿轮)141、第二齿轮(中间齿轮)142、第三齿轮(最终驱动齿轮)143以及中间轴145。从马达102输出的扭矩经由马达102的轴121、第一齿轮141、第二齿轮142、中间轴145以及第三齿轮143而传递给差动装置105的齿圈(齿轮)151。
差动装置105经由减速装置104与马达102连接。差动装置105是用于将从马达102输出的扭矩传递给车辆的车轮的装置。差动装置105具有以下功能：在车辆转弯时吸收左右车轮的速度差，并且向左右两轮的车轴155传递该扭矩。
马达控制系统5与马达102电连接。马达控制系统5通过逆变器而向马达102提供电力。马达控制系统5对提供给马达2的电流进行控制。通过利用马达控制系统5对扭矩波动进行补偿，降低了马达102的工作声。
以上，对本发明的实施方式和变形例进行了说明，但实施方式和变形例中的各结构以及它们的组合等仅是一例，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行结构的附加、省略、置换以及其他变更。另外，本发明不受实施方式限定。
产业上的可利用性
本发明的实施方式能够广泛地应用于吸尘器、干燥器、吊扇、洗衣机、冰箱以及助力转向装置等具有各种马达的多种设备。
标号说明
1：马达；2：定子；3：转子；5：马达控制系统；31：轴；31、32：磁铁；40：转子铁芯；51：马达旋转角度传感器；52：逆变器；53：控制运算部；531：扭矩波动补偿运算部；532：电流限制运算部；533：电压控制运算部；534：感应电压补偿运算部；535：2轴/3相转换部；536：死区时间补偿运算部；537：PWM控制运算部；9：电动助力转向装置；100：马达单元。

Claims (7)

1.一种马达控制系统，其对相数n为3以上的马达进行驱动，其中，
该马达控制系统具有：
逆变器，其使所述马达驱动；以及
控制运算部，其根据从外部作为所述马达的控制目标而提供的目标电流指令值来运算表示从所述逆变器向所述马达提供的电流的电流指令值，并对该电流指令值反馈表示从所述逆变器提供给所述马达的电流的实际电流检测值而对所述逆变器进行反馈控制，
所述控制运算部具有：
电压控制运算部，其根据所述电流指令值与所述实际电流检测值之间的电流偏差来运算表示从所述逆变器对所述马达施加的电压的电压指令值；以及
扭矩波动补偿运算部，其将对所述马达中的扭矩波动进行补偿的补偿值与经由所述电压控制运算部的信号流的上游侧和下游侧中的至少一方的信号值相加，
所述扭矩波动补偿运算部根据所述目标电流指令值和表示所述马达旋转的角速度的实际角速度值来运算所述补偿值，并且对于所述补偿值，也考虑对该马达控制系统的响应滞后进行补偿的提前角控制来运算，
所述扭矩波动补偿运算部运算满足下述式子的补偿值γ，
γ=αsin6（θ+β）
α=Lookuptable_α（Iq_target，ω）
β=Lookuptable_β（Iq_target，ω）
其中，α是增益，θ是所述马达的电角度，β是相位，ω是表示所述马达旋转的角速度的所述实际角速度值，Iq_target是所述目标电流指令值，Lookuptable是查找表，该查找表是针对包含所述马达控制系统和所述马达的各个产品，通过产品出厂前的单独测量来测量传递特性，并根据该测量出的传递特性而单独制作的。
2.根据权利要求1所述的马达控制系统，其中，
所述扭矩波动补偿运算部将所述补偿值运算为电流值并与所述电压控制运算部的上游侧的信号值相加。
3.根据权利要求1所述的马达控制系统，其中，
所述扭矩波动补偿运算部将所述补偿值运算为电压值并与所述电压控制运算部的下游侧的信号值相加。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的马达控制系统，其中，
所述马达控制系统使极数P为8、槽数S为12的8P12S的马达驱动。
5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的马达控制系统，其中，
所述马达控制系统使在转子的表面配备有磁铁的SPM马达驱动。
6.根据权利要求1至3中的任意一项所述的马达控制系统，其中，
所述马达控制系统使车辆行驶用的马达驱动。
7.一种助力转向系统，其具有：
权利要求1至6中的任意一项所述的马达控制系统；
马达，其由所述马达控制系统进行控制；以及
助力转向机构，其由所述马达进行驱动。
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