WO2019163552A1 - モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム - Google Patents

モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム Download PDF

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WO2019163552A1
WO2019163552A1 PCT/JP2019/004541 JP2019004541W WO2019163552A1 WO 2019163552 A1 WO2019163552 A1 WO 2019163552A1 JP 2019004541 W JP2019004541 W JP 2019004541W WO 2019163552 A1 WO2019163552 A1 WO 2019163552A1
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motor
value
control system
calculation unit
compensation
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PCT/JP2019/004541
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English (en)
French (fr)
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遠藤　修司
得次 舘脇
智哉 上田
正倫 綿引
智也 森
Original Assignee
日本電産株式会社
日本電産エレシス株式会社
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation
    • H02P2207/055—Surface mounted magnet motors

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor control system and a power steering system.
  • a method in which a control device feedback-controls a motor using a command value is known.
  • a configuration is known in which a control device feeds back a current command value having a phase opposite to that of torque ripple and adds it to a basic command value.
  • a method is known in which a control device compensates torque ripple by superimposing a current command value of a harmonic component of a current value on a basic command value (for example, Patent Document 1).
  • the feedback control in the conventional configuration has a problem that although it functions effectively in the frequency domain in which the current controller responds at a sufficient speed, it does not function in the high frequency domain that causes a delay in the response of the current controller.
  • the responsiveness of the current controller is designed so that the current controller can respond to the frequency band that can be taken by the fundamental wave (sine wave) of the current that is practically basic.
  • a general torque ripple is a harmonic component of a sine wave of a basic current. Therefore, in the current controller designed as described above, the response of the current controller is insufficient, and torque ripple compensation cannot be sufficiently performed.
  • an object of the present invention is to provide a motor control system that realizes low operating noise while suppressing noise amplification.
  • One aspect of the motor control system is a motor control system for driving a motor having a phase number n of 3 or more, an inverter that drives the motor, and a current that indicates a current supplied from the inverter to the motor.
  • a command value is calculated based on a target current command value given as an external control target of the motor, and an actual current detection value indicating a current supplied from the inverter to the motor is fed back to the current command value.
  • a control arithmetic unit that feedback-controls the inverter, and the control arithmetic unit indicates a voltage to be applied from the inverter to the motor based on a current deviation between the current command value and the actual current detection value.
  • a voltage control calculation unit for calculating a voltage command value; and an upstream side and a downstream side in a signal flow passing through the voltage control calculation unit.
  • a torque ripple compensation calculation unit that adds a compensation value for compensating torque ripple in the motor to at least one of the signal values, and the torque ripple compensation calculation unit uses the compensation value as an angular velocity at which the motor rotates. Is calculated on the basis of the actual angular velocity value indicating the above and the target current command value, and the advance angle control for compensating the response delay of the motor control system with respect to the compensation value is taken into consideration.
  • One aspect of the power steering system according to the present invention includes the motor control system, a motor controlled by the motor control system, and a power steering mechanism driven by the motor.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a motor control system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of the control calculation unit of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a gain characteristic diagram with respect to the target q-axis current Iq_target.
  • FIG. 4 is a phase curve diagram with respect to the target q-axis current Iq_target.
  • FIG. 5 is a schematic diagram illustrating a flow of arithmetic processing using a 2D map.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a simulation result of torque ripple in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a schematic diagram of a motor control system according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of a control calculation unit of the second embodiment.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a motor control system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of the control calculation unit of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a gain characteristic diagram with respect to the target q-axis current I
  • FIG. 9 a is a plan view of the first motor according to the present embodiment.
  • FIG. 9b is a plan view of the second motor according to the present embodiment.
  • FIG. 10 is a schematic diagram of the electric power steering apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 11 is a conceptual diagram of a motor unit including a traction motor.
  • FIG. 12 is a schematic side view of the motor unit.
  • the motor control system of the first embodiment is a control system that controls, for example, a three-phase brushless motor.
  • a control system that controls, for example, a three-phase brushless motor.
  • torque ripple can be mainly reduced.
  • the q-axis current Iq has a greater influence on the generation of torque in the three-phase motor than the d-axis current Id. Therefore, it is preferable that the q-axis current Iq is mainly controlled and the present control system is applied to reduce the torque ripple.
  • feedback control can also be performed with the same configuration as the present invention. That is, in the control method of the present invention, only the q-axis current may be used as the command value, or both the q-axis current Iq and the d-axis current Id may be used as the command value.
  • description of the control method related to the d-axis current Id is omitted. *
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a motor control system according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a schematic diagram of a control calculation unit according to the first embodiment
  • the motor control system 5 includes a motor rotation angle sensor 51, an inverter 52, and a control calculation unit 53.
  • the control calculation unit 53 functions as a so-called current controller.
  • the control calculation unit 53 includes a torque ripple compensation calculation unit 531, a current limit calculation unit 532, a voltage control calculation unit 533, an induced voltage compensation calculation unit 534, a two-axis / three-phase conversion unit 535, a dead time.
  • a compensation calculation unit 536 and a PWM control calculation unit 537 are provided. *
  • the motor control system 5 controls the motor 1 via the inverter 52.
  • the motor 1 includes a rotor 3, a stator 2, and a motor rotation angle sensor 51.
  • the motor rotation angle sensor 51 detects the rotation angle of the rotor 3 of the motor 1.
  • the detected rotation angle of the rotor is expressed in an arbitrary angle unit, and is appropriately converted from the mechanical angle to the motor electrical angle ⁇ or from the motor electrical angle ⁇ to the mechanical angle.
  • an angular velocity sensor may be provided instead of the rotation angle sensor. *
  • the motor control system 5 of the present embodiment performs control to feed back the current value (actual q-axis current value IQR) flowing through the inverter 52.
  • the motor control system 5 can further perform known arithmetic processing such as field weakening control.
  • the motor control system 5 can suppress torque fluctuations of the motor 1 by performing field weakening control.
  • the target q-axis current Iq_target is input to the motor control system 5 from the outside. From the outside, an increase / decrease in motor output is instructed by increasing / decreasing the target q-axis current Iq_target.
  • the motor control system 5 performs current limitation on the input target q-axis current Iq_target.
  • the current limit is processed by the current limit calculation unit 532.
  • the current limit calculation unit 532 receives the target q-axis current Iq_target and performs adaptive control to limit the target q-axis current Iq_target (output value) to a predetermined current value or less.
  • the motor applied voltage may be saturated as a result of processing described later.
  • the motor applied voltage is saturated in this way, there is no room for adding a compensation current that suppresses motor torque fluctuation to the target q-axis current Iq_target.
  • the saturation of the motor applied voltage occurs depending on both the motor current and the motor rotational angular velocity.
  • the current limit calculation unit 532 of the present embodiment limits the motor current (target q-axis current Iq_target) using a function having the motor rotation angular velocity as a parameter. Such a current limit ensures room for compensation for torque ripple at normal times (when the voltage is not saturated). Therefore, quiet and smooth motor rotation is realized.
  • the adaptive control by the current limit calculation unit 532 reduces the range with a function having the motor rotation angular velocity as a parameter.
  • This function is a continuous function with respect to the input target q-axis current Iq_target. That is, the current limit calculation unit 532 does not perform discontinuous limitation such as cutting of the peak value of current, but performs continuous range reduction that limits the current as the input current value increases.
  • the function used for the range reduction by the current limit calculation unit 532 may be a function that represents linear reduction or a function that represents nonlinear (and continuous) reduction.
  • the reduction width due to the range reduction is a reduction width for reducing the current value i so that the following inequality is satisfied.
  • Vsat (Ls + R) i + ke ⁇ (1)
  • Vsat is a saturation voltage
  • Ls is an inductance of the motor
  • R is a resistance of the motor
  • ke ⁇ is an induced voltage accompanying the rotation of the motor.
  • the current limit value due to the range reduction becomes a limit value corresponding to the battery voltage Vbat when driven by the battery power source.
  • the battery power source is used when the supply amount by the alternator is insufficient. Since the battery power supply has an internal resistance, the internal resistance changes with the deterioration of the battery power supply and the like, and the effective output voltage changes. For this reason, adaptive control according to the battery voltage Vbat is performed.
  • the motor control system 5 performs torque ripple compensation control using the target q-axis current Iq_target and the angular velocity ⁇ of the rotor.
  • the torque ripple compensation control is processed by the torque ripple compensation calculation unit 531.
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 performs calculation processing using the target q-axis current Iq_target before correction and the angular velocity ⁇ as parameters.
  • the angular velocity ⁇ is calculated based on the rotation angle of the rotor 3 detected by the motor rotation angle sensor 51.
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 includes a phase compensation unit 5311. Further, the phase compensation unit 5311 performs the torque ripple compensation control. In this embodiment, the functions of the torque ripple compensation calculation unit 531 and the phase compensation unit 5311 are the same. *
  • torque ripple is affected by ripple in current. Therefore, the motor 1 is corrected by, for example, superimposing a current command value (compensation current) for suppressing torque ripple in advance on the target q-axis current Iq_target indicating the current given to the motor 1.
  • a current command value compensation current
  • Torque ripples generated in step i.e., torque ripple compensation
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 in this embodiment has a so-called look-up table.
  • This lookup table refers to the angular velocity ⁇ and the target q-axis current Iq_target as inputs, and outputs a gain ⁇ and a phase ⁇ as reference values corresponding to the inputs.
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 performs calculation of ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) shown in Equation (2) and Equation (3) described later using the output reference value gain ⁇ and phase ⁇ as parameters.
  • the calculation result is superimposed on the target q-axis current Iq_target output from the current limit calculation unit 532 as shown in FIG. 2 and formula (2) described later, and the corrected target q that is a new current command value is obtained.
  • An axis current Iq_correct is calculated. *
  • FIG. 3 is a gain characteristic diagram with respect to the target q-axis current Iq_target.
  • FIG. 4 is a phase curve diagram with respect to the target q-axis current.
  • the gain characteristic diagram of FIG. 3 and the phase curve diagram of FIG. 4 each show a first-order lag characteristic.
  • the gain ⁇ and the phase ⁇ may be obtained by characteristics including a delay after the secondary response.
  • the phase curve diagram in FIG. 4 is obtained by normalizing the initial value as the target q-axis current Iq_target.
  • the horizontal axis indicates the angular velocity ⁇
  • the vertical axis indicates the value of the gain ⁇ ( ⁇ ).
  • the horizontal axis is the angular velocity ⁇
  • the vertical axis is the phase ⁇ ( ⁇ ).
  • the current (compensation value) for compensating the torque ripple is a sine wave, and is expressed by approximation using a sixth-order harmonic component that is dominant among the vibration components of the torque ripple.
  • Iq_correct Iq_target + ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) (2)
  • the gain ⁇ ( ⁇ ) and the phase ⁇ ( ⁇ ) are expressed by the following arithmetic expression (3) using a look-up table.
  • the gain ⁇ ( ⁇ ) and the phase ⁇ ( ⁇ ) are subjected to arithmetic processing using a 2D map in which the absolute value of the target q-axis current Iq_target before correction is U1 and the absolute value of the angular velocity ⁇ is U2. Is calculated.
  • FIG. 5 shows a relational diagram of the arithmetic processing at this time.
  • the angular velocity ⁇ is calculated based on the motor electrical angle ⁇ obtained by the motor rotation angle sensor 51.
  • ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) ⁇ Lookuptable_ ⁇ (Iq_target, ⁇ ) (3)
  • ⁇ Lookuptable_ ⁇ (Iq_target, ⁇ )
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 receives the target q-axis current Iq_target and the angular velocity ⁇ , and calculates the absolute value U1 of the target q-axis current Iq_target and the absolute value U2 of the angular velocity ⁇ .
  • the lookup table (2D map) returns the values of the corresponding gain ⁇ and phase ⁇ from the absolute values U1 and U2.
  • the look-up table (2D map) shown in FIG. 5 is obtained by measuring transfer characteristics of individual products including the motor control system 5 and the motor 1 by, for example, individual measurement before product shipment. It is preferable that they are individually made based on the above.
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 calculates the compensation value ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) in the equations (2) and (3) using the value returned from the lookup table, and outputs the value.
  • the compensation value ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) output from the torque ripple compensation calculation unit 531 is superimposed on the target q-axis current Iq_target before correction output from the current limit calculation unit 532.
  • the motor control system 5 of the present embodiment adds the compensation value of the q-axis current value output from the torque ripple compensation calculation unit 531 to the q-axis current value processed by the current limit calculation unit 532.
  • the compensation value ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) is a value used for canceling a component caused by torque ripple in the q-axis current. That is, the compensation value ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) is calculated based on the anti-phase component with respect to the angular velocity component and the sixth-order harmonic component (order component of torque ripple) of the command value.
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 sets values for adjusting the gain and phase, respectively. The compensation value based on these values is superimposed on the command value. Compensation is performed from the viewpoint of both the advance angle (that is, the response of the current controller) and the torque ripple (that is, the amplitude of the torque ripple), thereby suppressing the torque ripple.
  • the torque ripple compensation calculation unit 531 compensates the response of the current controller by the advance angle control (hereinafter referred to as advance angle compensation) and the reverse phase of the torque ripple with respect to the command value of the q-axis current.
  • a compensation value for performing torque ripple compensation by component addition is generated. Since the order component of the torque ripple is a high frequency component called the sixth harmonic component of the command value, the response compensation by the advance angle control functions effectively.
  • the value ⁇ in the advance angle control processed by the torque ripple compensation calculation unit 531 is a value that compensates for the response of the current controller, and thus is usually a value different from 180 °. *
  • the motor control system 5 calculates the current deviation IQ_err of the q-axis current by subtracting the actual q-axis current value IQR flowing through the inverter from the q-axis current value to which the compensation value is added as described above. That is, the motor control system 5 of the present embodiment performs feedback control in which PI control or the like is performed using the current deviation IQ_err of the q-axis current to control the motor output or the like.
  • the compensation value ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) is added to the target q-axis current Iq_target after the current limit.
  • the compensation value ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) is added to the target q-axis current Iq_target before the current limit, and then Current limitation may be performed, or the compensation value ⁇ sin6 ( ⁇ + ⁇ ) may be added to the current deviation IQ_err between the target q-axis current Iq_target and the actual q-axis current value IQR.
  • the motor control system 5 of the first embodiment performs control for compensating in advance the responsiveness of the current controller. That is, the motor control system 5 performs torque ripple compensation and advance angle compensation using feedback control. Further, the advance angle compensation is performed based on parameters calculated using the antiphase component and the angular velocity component of the order component of the torque ripple at the target current value.
  • a gain for adjusting the torque ripple (its amplitude) is calculated based on a relational expression in which the reverse characteristic of the current controller is divided into a gain and a phase, and a phase for adjusting the advance angle is calculated. Then, a compensation value using these values is derived.
  • torque ripple compensation is performed by using an anti-phase component of the order component of torque ripple in the current value, thereby improving the responsiveness of the current controller in the low speed region of the motor. Then, not only the anti-phase component of the current value described above but also the angular velocity component is used to calculate the parameter, whereby the responsiveness of the current controller is improved even in the high speed region of the motor. Therefore, the responsiveness of the current controller is improved even in a wide range from low speed to high speed. *
  • the motor control system 5 After obtaining the current deviation IQ_err of the q-axis current as described above, the motor control system 5 performs voltage control for calculating a motor applied voltage command value based on the current deviation IQ_err of the q-axis current.
  • the voltage control is performed by the voltage control calculation unit 533.
  • PI control is used as voltage control.
  • the voltage control is not limited to PI control, and other control methods such as PID control may be adopted.
  • the voltage control calculation unit 533 calculates the q-axis voltage command value VQ1 by the q-axis PI control unit 5331 based on the current deviation IQ_err of the q-axis current, and sets the non-interference element COR_Q output from the non-interference processing unit 5332 to this.
  • the q-axis voltage command value VQ2 is calculated by addition.
  • the non-interference element COR_Q is, for example, a current element that is added to prevent the d-axis current (voltage) and the q-axis current (voltage) from interfering with each other. *
  • the motor control system 5 performs induced voltage compensation on the q-axis voltage command value VQ2.
  • the induced voltage compensation is performed by the induced voltage compensation calculation unit 534.
  • the motor is controlled in consideration of the influence of the induced voltage of the motor in addition to the current flowing through the motor.
  • the advance angle control based on the reciprocal of the induced voltage (BEMF) generated in the motor is performed to compensate the induced voltage (BEMF).
  • the induced voltage compensation calculation unit 534 obtains the reciprocal of the induced voltage (BEMF) generated in the motor and performs compensation (advance compensation) for adjusting the advance angle of the voltage (or current) based on the reciprocal.
  • the compensation value of is calculated.
  • the induced voltage compensation calculation unit 534 adds the compensation value for compensating the induced voltage to the q-axis voltage command value VQ2, and calculates the q-axis voltage command value VQ3. If a compensation value based on the reciprocal of the induced voltage model is used, the compensation value may be subtracted instead of being added to the q-axis voltage command value VQ2. Further, this compensation value may be added to the voltage value of each phase after the biaxial / 3-phase conversion. *
  • the motor control system 5 performs 2-axis / 3-phase conversion on the q-axis voltage command value VQ3.
  • the 2-axis / 3-phase conversion is performed by the 2-axis / 3-phase conversion calculation unit 535 based on the motor electrical angle ⁇ .
  • the 2-axis 3-phase conversion calculation unit 535 calculates the corresponding q-axis voltage and d-axis voltage based on the q-axis voltage command value VQ3, and converts the 3-phase voltage command value in each of the U, V, and W phases. Convert. *
  • the motor control system performs dead time compensation based on the voltage command value of each phase output from the 2-axis / 3-phase conversion calculation unit 535.
  • Dead time compensation is performed by the dead time compensation calculation unit 536.
  • the dead time compensation calculation unit 536 is a midpoint modulation unit 5363 that performs calculation by midpoint modulation that superimposes a higher order harmonic (for example, third order harmonic) that is n times the fundamental wave of the voltage. n is a positive integer.
  • the midpoint modulation the voltage waveform approaches a trapezoidal waveform from a sinusoidal waveform. Thereby, the effective voltage ratio in the inverter 52 is improved.
  • the dead time compensation calculation unit 536 performs dead time compensation.
  • the midpoint modulation unit 5363 the above-described processing for the current deviation IQ_err is performed, and a voltage component that reduces the current deviation IQ_err is calculated.
  • the target IQ 2-axis / 3-phase converter 5362 receives the target q-axis current Iq_target, and performs 2-axis / 3-phase conversion on the voltage command value corresponding to the target q-axis current Iq_target.
  • the target IQ 2-axis / 3-phase converter 5362 calculates the q-axis voltage and the d-axis voltage corresponding to the target q-axis current Iq_target, and converts them into three-phase voltage command values in the U, V, and W phases. To do. *
  • the motor electrical angle is also used for the calculation in the 2-axis / 3-phase conversion in the target IQ 2-axis / 3-phase conversion unit 5362.
  • the motor electrical angle ⁇ 2 in which the motor electrical angle ⁇ detected by the sensor is phase compensated is used as the motor electrical angle input to the target IQ 2-axis / 3-phase converter 5362. It is done. This phase compensation is performed by the correction phase compensation unit 5361, and the phase compensation compensates for the phase shift of the voltage accompanying the rotation of the motor.
  • the motor control system performs PWM control based on the voltage command value output from the dead time compensation calculation unit 536.
  • the PWM control command value is calculated by the PWM control calculation unit 537.
  • the PWM control calculation unit 537 controls the voltage of the inverter 52 based on the calculated command value.
  • a current corresponding to the above-described current command value flows to the motor 1.
  • the actual q-axis current value IQR flowing through the inverter 52 is fed back.
  • the processes such as voltage control, induced voltage compensation, 2-axis / 3-phase conversion, dead time compensation, and PWM control described above are not limited to the examples described above, and known techniques may be applied. . Further, in the present system, these compensations and controls may not be performed as necessary.
  • the combination of these elements that is, the above-described voltage control, induced voltage compensation, 2-axis / 3-phase conversion, dead time compensation, PWM control, and the like
  • the controller element C (S) Call. Note that a combination of only main blocks that perform feedback control such as PI control may be handled as the controller element C (S).
  • the combination of the motor and the inverter is referred to as a plant element P (S). *
  • FIG. 6 shows the results obtained by simulation for the first embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing the fluctuation of the 24th order component of the torque (the 6th order component of the electrical angle) with respect to the rotational speed of the motor.
  • the rotation speed range is 0 [min ⁇ 1 ] to 3000 [min ⁇ 1 ], and two types of ON / OFF of dead time and two types of ON / OFF of torque fluctuation correction are combined with each other.
  • Torque ripple results were obtained for a total of four combinations.
  • the motor torque fluctuation ie, torque ripple
  • the motor control system of the second embodiment is a control system for a three-phase brushless motor.
  • description of the same contents as in the first embodiment may be omitted, but the same technique may be adopted or a different technique may be adopted.
  • the functions of the torque ripple compensation calculation unit 531 and the phase compensation unit 5311 are the same as in the first embodiment. *
  • FIG. 7 is a schematic diagram of a motor control system according to the second embodiment
  • FIG. 8 is a schematic diagram of a control calculation unit according to the second embodiment.
  • the motor control system 5 includes a motor rotation angle sensor 51, an inverter 52, and a control calculation unit 53.
  • the control calculation unit 53 includes a torque ripple compensation calculation unit 531, a current limit calculation unit 532, a voltage control calculation unit 533, an induced voltage compensation calculation unit 534, a 2-axis / 3-phase conversion unit 535, a dead time.
  • a compensation calculation unit 536 and a PWM control calculation unit 537 are provided.
  • the motor control system performs feedback control that feeds back the current value of the inverter 52.
  • the motor control system 5 may perform a known calculation process such as field weakening control.
  • the motor control system 5 can suppress torque fluctuations of the motor 1 by performing field weakening control. *
  • the target q-axis current Iq_target is input to the motor control system 5 from the outside. From the outside, an increase / decrease in motor output is instructed by increasing / decreasing the target q-axis current Iq_target.
  • the motor control system 5 performs a current limiting process on the target q-axis current Iq_target. Then, the motor control system performs feedback control that subtracts the fed back actual q-axis current value IQR from the q-axis current after the current limit.
  • the motor control system 5 performs voltage control on the current deviation IQ_err obtained by feedback control.
  • the voltage control calculation unit 533 calculates a voltage command value VQ1 based on the current deviation IQ_err, and further adds a non-interference element COR_Q that suppresses external interference between the d-axis and the q-axis to the voltage command value VQ1.
  • the induced voltage compensation calculation unit 534 adds a compensation value for compensating the induced voltage to the q-axis voltage command value VQ2.
  • the motor control system 5 calculates a correction voltage value (torque ripple compensation value) for suppressing torque ripple in the torque ripple compensation calculation unit 531 based on the target q-axis current Iq_target and the angular velocity ⁇ .
  • the motor control system 5 uses the above-described voltage as the output VQ3 (that is, the sum of VQ2 and the induced voltage compensation value) of the induced voltage compensation calculation unit 534. Add the correction value.
  • the motor control system 5 can suppress the torque ripple in the motor 1 by adding a compensation value for suppressing the torque ripple to the voltage command value for the inverter 52.
  • the motor control system 5 of the second embodiment performs torque ripple compensation that compensates for the responsiveness of the current controller in advance. That is, the motor control system 5 performs torque ripple compensation and advance angle compensation using feedback control.
  • the advance angle compensation is performed based on parameters calculated using the antiphase component and the angular velocity component with respect to the order component of the torque ripple at the target current value.
  • compensation is performed so that the gain is a value corresponding to the target current value and the phase is the current advance adjustment value. Do.
  • Such compensation makes it possible to reduce the sensitivity to quantization noise and sensor noise associated with high-pass filter computation in the motor control system. As a result, torque ripple generated in the motor is reduced, and deterioration of operating noise is also prevented.
  • the robustness of control in the motor control system is also improved. *
  • the torque ripple compensation in which the compensation value is calculated based on the antiphase component of the order component of the torque ripple in the command current value is performed.
  • the current controller response is improved in the region.
  • the parameter is calculated based not only on the antiphase component of the current value but also on the angular velocity ⁇ , so that the response of the current controller also in the high speed region of the motor. Improves. Therefore, the responsiveness of the current controller is improved even in a wide range from low speed to high speed.
  • the difference between the first embodiment and the second embodiment is that the output from the torque ripple compensation calculation unit 531 is changed from a current value to a voltage value, and an additional point in the control flow is associated therewith. In the changed point.
  • the output by torque fluctuation compensation is determined only by the electrical characteristics of the motor, there is an advantage that adjustment of torque fluctuation is easy.
  • the calculation process is faster by adding the torque ripple compensation value to the voltage value than when adding the current value.
  • FIG. 9A is a plan view of the first motor according to the present embodiment
  • FIG. 9B is a plan view of the second motor according to the present embodiment
  • the motor 1 shown in FIGS. 9 a and 9 b has a stator 2 and a rotor 3.
  • the motor 1 is an inner rotor.
  • an outer rotor structure may be adopted as the motor 1.
  • the first motor 1 shown in FIG. 9a is an IPM (Interior Permanent Magnet) motor
  • the second motor 1 shown in FIG. 9b is an SPM (Surface Permanent Magnet) motor. *
  • the stator 2 has a cylindrical outer shape extending in the axial direction.
  • the stator 2 is disposed outside the rotor 3 in the radial direction with a predetermined gap with respect to the rotor 3.
  • the stator 2 includes a stator core 21, an insulator 22, and a coil 23.
  • the stator core 21 is a cylindrical member extending in the axial direction.
  • the stator core 21 is formed by laminating a plurality of magnetic steel plates in the axial direction.
  • the stator core 21 has a core back 21a and teeth (not shown).
  • the core back 21a is a ring-shaped part.
  • the teeth extend radially inward from the inner peripheral surface of the core back 21a.
  • a plurality of teeth are provided side by side at a predetermined interval in the circumferential direction.
  • the gap between adjacent teeth is referred to as a slot S.
  • twelve slots S are provided. *
  • the rotor 3 has a cylindrical outer shape extending in the axial direction.
  • the rotor 3 is arranged on the radially inner side of the stator 2 with a predetermined gap with respect to the stator 2.
  • the rotor 3 includes a shaft 31, a rotor core 40, and a magnet 32.
  • the rotor 3 rotates around a shaft 31 extending in the up-down direction (a direction perpendicular to the paper surface of FIGS. 9a and 9b).
  • the rotor core 40 is a cylindrical member extending in the axial direction.
  • the shaft 31 is inserted into the hole 41 d located at the radial center of the rotor core 40.
  • the rotor core 40 is configured by laminating a plurality of magnetic steel plates in the axial direction.
  • the magnet 32 is disposed inside the rotor core 40 in the first motor 1 shown in FIG. 9A, and is attached to the surface of the rotor core 40 in the second motor 1 shown in FIG. 9B.
  • a plurality of magnets 32 are arranged side by side at a predetermined interval in the circumferential direction.
  • eight magnets 32 are provided in the motor 1 shown in FIGS. 9a and 9b. That is, in the motor 1 shown in FIGS. 9a and 9b, the number of poles P is eight. *
  • the magnetic characteristics of the motor differ depending on the number of poles P and the number of slots S described above.
  • a generation factor of the operating noise there are mainly radial force, torque ripple, and the like.
  • the radial force which is the radial component of the electromagnetic force generated between the rotor and the stator, cancels out each other, so the torque ripple is the main Causes operating noise. That is, only the torque ripple is compensated by the motor control system described above, so that the operating noise of the 8P12S motor is efficiently reduced. Therefore, the motor control system of the present invention is particularly useful in an 8P12S motor. *
  • the motor control system of the present invention is particularly useful in SPM motors. More specifically, no reluctance torque is generated in the SPM motor, and only the magnet torque contributes. Therefore, by adopting the present invention, vibration reduction is realized by compensating only the magnet torque.
  • the motor control system of the present invention is also useful in the IPM motor. Or, for example, a 10P12S motor is also useful.
  • the electric power steering device 9 is mounted on a steering mechanism for a vehicle wheel.
  • the electric power steering device 9 is a column type power steering device that directly reduces the steering force by the power of the motor 1.
  • the electric power steering device 9 includes a motor 1, a steering shaft 914, and an axle 913. *
  • the steering shaft 914 transmits the input from the steering 911 to the axle 913 having the wheels 912.
  • the power of the motor 1 is transmitted to the steering shaft 914 via a coupling 915 provided with gears.
  • the motor 1 employed in the column-type electric power steering device 9 is provided inside an engine room (not shown).
  • the electric power steering apparatus 9 shown in FIG. 10 is a column type as an example, the power steering apparatus of this invention may be a rack type. *
  • the present invention is also useful for applications other than power steering devices.
  • the present invention is useful for motors that require a reduction in operating noise, such as traction motors (traveling motors), compressor motors, and oil pump motors.
  • traction motors traveling motors
  • compressor motors compressor motors
  • oil pump motors oil pump motors
  • FIG. 11 is a conceptual diagram of the motor unit 100 including a traction motor
  • FIG. 12 is a schematic side view of the motor unit 100. *
  • the motor unit 100 is mounted on a vehicle using a motor as a power source, such as a hybrid vehicle (HEV), a plug-in hybrid vehicle (PHV), and an electric vehicle (EV), and is used as a power source.
  • a motor main motor
  • the motor unit 100 of the present embodiment includes a motor (main motor) 102, a gear unit 103, a housing 106, and a motor control system 5.
  • the motor 102 includes a rotor 120 that rotates about a motor shaft J ⁇ b> 2 that extends in the horizontal direction, and a stator 130 that is positioned radially outward of the rotor 120.
  • a housing space 180 for housing the motor 102 and the gear portion 103 is provided inside the housing 106.
  • the accommodating space 180 is partitioned into a motor chamber 181 that accommodates the motor 102 and a gear chamber 182 that accommodates the gear portion 103.
  • the motor 102 is accommodated in the motor chamber 181 of the housing 106.
  • the motor 102 includes a rotor 120 and a stator 130 located on the radially outer side of the rotor 120.
  • the motor 102 is an inner rotor type motor including a stator 130 and a rotor 120 that is rotatably disposed inside the stator 130.
  • the rotor 120 rotates when electric power is supplied to the stator 130 from the battery (not shown) via the motor control system 5.
  • the rotor 120 includes a shaft (motor shaft) 121, a rotor core 124, and a rotor magnet (not shown).
  • the rotor 120 (that is, the shaft 121, the rotor core 124, and the rotor magnet) rotates around the motor shaft J2 extending in the horizontal direction.
  • the torque of the rotor 120 is transmitted to the gear unit 103.
  • the shaft 121 extends around a motor shaft J2 extending in the horizontal direction and in the vehicle width direction.
  • the shaft 121 rotates about the motor shaft J2. *
  • the shaft 121 extends across the motor chamber 181 and the gear chamber 182 of the housing 106. One end of the shaft 121 protrudes toward the gear chamber 182. A first gear 141 is fixed to the end of the shaft 121 protruding into the gear chamber 182.
  • the rotor core 124 is configured by laminating silicon steel plates (magnetic steel plates).
  • the rotor core 124 is a cylindrical body extending along the axial direction. A plurality of rotor magnets are fixed to the rotor core 124. *
  • the stator 130 surrounds the rotor 120 from the outside in the radial direction.
  • the stator 130 has a stator core 132 and a coil 131.
  • the stator 130 is held by the housing 106.
  • the stator core 132 has a plurality of magnetic pole teeth radially inward from the inner peripheral surface of the annular yoke.
  • a coil wire (not shown) is wound between the magnetic pole teeth to form the coil 31.
  • the gear portion 103 is accommodated in the gear chamber 182 of the housing 106.
  • the gear portion 103 is connected to the shaft 121 on one axial side of the motor shaft J2.
  • the gear unit 103 includes a speed reduction device 104 and a differential device 105. Torque output from the motor 102 is transmitted to the differential device 105 via the speed reducer 104. *
  • Reduction device 104 is connected to rotor 120 of motor 102.
  • the reduction gear 104 has a function of decreasing the rotational speed of the motor 102 and increasing the torque output from the motor 102 in accordance with the reduction ratio.
  • Reduction device 104 transmits torque output from motor 102 to differential device 105. *
  • the reduction gear 104 includes a first gear (intermediate drive gear) 141, a second gear (intermediate gear) 142, a third gear (filenal drive gear) 143, and an intermediate shaft 145.
  • Torque output from the motor 102 is transmitted to the ring gear (gear) 151 of the differential device 105 via the shaft 121, the first gear 141, the second gear 142, the intermediate shaft 145, and the third gear 143 of the motor 102.
  • the differential device 105 is connected to the motor 102 via the speed reducer 104.
  • the differential device 105 is a device for transmitting torque output from the motor 102 to the wheels of the vehicle.
  • the differential device 105 has a function of transmitting the same torque to the axles 155 of both the left and right wheels while absorbing the speed difference between the left and right wheels when the vehicle turns. *
  • the motor control system 5 is electrically connected to the motor 102.
  • the motor control system 5 supplies power to the motor 102 with an inverter.
  • the motor control system 5 controls the current supplied to the motor 2. Compensation of torque ripple by the motor control system 5 reduces the operating noise of the motor 102. *
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in various devices including various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and a power steering device.
  • various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and a power steering device.

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Abstract

モータ制御システムは、インバータと、上記インバータをフィードバック制御する制御演算部と、を備え、上記制御演算部は、電流指令値と実電流検出値との電流偏差に基づいて、上記インバータから上記モータに印加させる電圧を示す電圧指令値を演算する電圧制御演算部と、上記電圧制御演算部を経る信号の流れにおける上流側および下流側の少なくとも一方における信号値に対し、上記モータにおけるトルクリップルを補償する補償値を加えるトルクリップル補償演算部と、を備え、上記トルクリップル補償演算部は、上記補償値を、上記モータが回転する角速度を示す実角速度値と上記目標電流指令値とに基づいて演算するとともに、上記補償値に対する当該モータ制御システムの応答遅延を補償する進角制御も加味して演算する。

Description

モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム
本開示は、モータ制御システム、およびパワーステアリングシステムに関する。
従来、モータの制御技術として、制御装置が指令値を用いてモータをフィードバック制御する方法が知られる。例えば、トルクリップルとは逆位相となる電流指令値を制御装置がフィードバックして基本指令値に加算する構成が知られる。このような構成において、制御装置が基本指令値に電流値の高調波成分の電流指令値を重畳してトルクリップルの補償を行う手法が知られる（例えば、特許文献１）。
特許第４０１９８４２号
しかしながら、従来の構成におけるフィードバック制御は、電流制御器が十分な速さで応答する周波数領域では有効に機能するものの、電流制御器の応答に遅れを生じる高い周波数領域では機能しないという問題がある。一般的に、電流制御器の応答性は、実用上基本となる電流の基本波（正弦波）の取り得る周波数帯域に対して電流制御器が応答できる程度の応答性に設計される。また、一般的なトルクリップルは、基本となる電流の正弦波の高調波成分である。そのため、上述のように設計された電流制御器では、電流制御器の応答性が不十分であり、トルクリップル補償を十分に行うことができない。　
また、上記問題が考慮された設計として、トルクリップルが十分に補償される周波数領域にまで電流制御器の応答性が上げられる設計が考えられる。しかし、モータは、ロータの位置等を検出するセンサを有しており、電流制御器の応答性が上がるとセンサノイズに対する感度も上がってしまい、作動音が悪化してしまうというトレードオフ問題が起きてしまう。　そこで、本発明では、ノイズの増幅を抑制しつつ、低作動音を実現させるモータ制御システムを提供することを目的の一つとする。
本発明に係るモータ制御システムの一態様は、３以上の相数ｎのモータを駆動するモータ制御システムであって、上記モータを駆動させるインバータと、上記インバータから上記モータに供給させる電流を示す電流指令値を、外部から上記モータの制御目標として与えられる目標電流指令値に基づいて演算し、上記インバータから上記モータに供給された電流を示す実電流検出値を当該電流指令値に対してフィードバックして上記インバータをフィードバック制御する制御演算部と、を備え、上記制御演算部は、上記電流指令値と上記実電流検出値との電流偏差に基づいて、上記インバータから上記モータに印加させる電圧を示す電圧指令値を演算する電圧制御演算部と、上記電圧制御演算部を経る信号の流れにおける上流側および下流側の少なくとも一方における信号値に対し、上記モータにおけるトルクリップルを補償する補償値を加えるトルクリップル補償演算部と、を備え、上記トルクリップル補償演算部は、上記補償値を、上記モータが回転する角速度を示す実角速度値と上記目標電流指令値とに基づいて演算するとともに、上記補償値に対する当該モータ制御システムの応答遅延を補償する進角制御も加味して演算する。　
また、本発明に係るパワーステアリングシステムの一態様は、上記モータ制御システムと、上記モータ制御システムによって制御されるモータと、上記モータによって駆動されるパワーステアリング機構とを備える。
本発明の例示的な実施形態によれば、ノイズの増幅を抑制しつつ、低作動音を実現させるモータ制御方法を提供することができる。
図１は、第一実施形態のモータ制御システムの概略図である。 図２は、第一実施形態の制御演算部の概略図である。 図３は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対するゲイン特性図である。 図４は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対する位相曲線図である。 図５は、２Ｄマップによる演算処理のフローを示す概略図である。 図６は、第一実施形態におけるトルクリップルのシミュレーション結果を示す図である。 図７は、第二実施形態にかかるモータ制御システムの概略図である。 図８は、第二実施形態の制御演算部の概略図である。 図９ａは、本実施形態に係る第１のモータの平面図である。 図９ｂは、本実施形態に係る第２のモータの平面図である。 図１０は、本実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概略図である。 図１１は、トラクションモータを備えたモータユニットの概念図である。 図１２は、モータユニットの側面模式図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示のコントローラ、当該コントローラを有するモータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。



＜第一実施形態＞　
トルクリップル補償演算部の出力が「電流値」である第一実施形態にかかるモータ制御システムについて説明する。第一実施形態のモータ制御システムは、例えば３相ブラシレスモータを制御する制御システムである。以下、便宜上、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが互いに正の場合、すなわち回転が一方向となる場合について説明を行う。本実施形態におけるモータ制御システムでは、主に、トルクリップルの低減を行うことができる。　
一般に、３相モータにおけるトルクの発生には、ｄ軸電流Ｉｄよりもｑ軸電流Ｉｑの影響が大きい。そのため、トルクリップルの低減には、ｑ軸電流Ｉｑが主に制御されて、本制御システムが適用されること好ましい。なお、誘起電圧（ＢＥＭＦ：Ｂａｃｋ　Ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ　Ｆｏｒｃｅ）を低減する制御システムの場合にも、本発明と同様の構成によってフィードバック制御を行うこともできる。つまり、本発明の制御方法では、ｑ軸電流のみを指令値として利用しても良く、ｑ軸電流Ｉｑおよびｄ軸電流Ｉｄの両方を指令値として利用しても良い。なお、本明細書では、ｄ軸電流Ｉｄに関する制御方法の説明は省略する。　
図１は、第一実施形態のモータ制御システムの概略図であり、図２は、第一実施形態の制御演算部の概略図である。図１に示すように、モータ制御システム５は、モータ回転角度センサ５１と、インバータ５２と、制御演算部５３と、を備える。制御演算部５３は、いわゆる電流制御器として機能する。図２に示すように、制御演算部５３は、トルクリップル補償演算部５３１、電流制限演算部５３２、電圧制御演算部５３３、誘起電圧補償演算部５３４、２軸／３相変換部５３５、デッドタイム補償演算部５３６、および、ＰＷＭ制御演算部５３７を備える。　
モータ制御システム５は、インバータ５２を介してモータ１を制御する。モータ１は、ロータ３と、ステータ２と、モータ回転角度センサ５１と、を有する。モータ回転角度センサ５１は、モータ１のロータ３の回転角度を検出する。検出されたロータの回転角度は任意の角度単位で表され、機械角からモータ電気角θ、またはモータ電気角θから機械角に適宜に変換される。機械角とモータ電気角θとの関係は、モータ電気角θ＝機械角×（磁極数÷２）という関係式で表される。なお、モータの回転を検出するセンサとしては、回転角度センサに替えて例えば角速度センサが備えられてもよい。　
本実施形態のモータ制御システム５は、インバータ５２に流れる電流値（実ｑ軸電流値ＩＱＲ）をフィードバックする制御を行う。また、図示していないが、本モータ制御システム５は、弱め界磁制御など公知の演算処理をさらに行うこともできる。本モータ制御システム５は、弱め界磁制御を行うことにより、モータ１のトルク変動を抑えることができる。　
モータ制御システム５には、外部から目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔが入力される。外部からは、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔの増減によってモータ出力の増減が指示される。本モータ制御システム５は、入力される目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対して電流制限を行う。電流制限は、電流制限演算部５３２によって処理される。電流制限演算部５３２は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔの入力を受けて適応制御を実行することで、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ（出力値）を所定の電流値以下に制限する。　
目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔが制限されずに上記所定の電流値を越えた場合には、後述する処理の結果、モータ印加電圧が飽和する虞がある。このようにモータ印加電圧が飽和する場合、モータトルク変動を抑える補償電流を目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに加算する余地がなくなる。この結果、トルクリップルが急増し、作動音が発生するという問題が生じる。この問題の回避のためには、電流制限演算部５３２が目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔを制限することによって補償電流の余地を残すことが有効である。モータ印加電圧の飽和は、モータ電流とモータ回転角速度との双方に依存して発生する。そのため、本実施形態の電流制限演算部５３２は、モータ回転角速度をパラメータとする関数を用いてモータ電流（目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ）を制限する。このような電流制限により、常時（電圧が飽和していない時）のトルクリップルに対する補償の余地が確保される。そのため、静かで滑らかなモータの回転が実現される。　
より詳細には、電流制限演算部５３２による適応制御は、モータ回転角速度をパラメータとする関数でレンジの縮小を行う。この関数は、入力される目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対して連続な関数である。即ち、電流制限演算部５３２は、例えば電流のピーク値カットなどという不連続な制限を行うのではなく、入力電流値が大きい程、大きく電流を制限する連続的なレンジ縮小を行う。なお、電流制限演算部５３２でレンジ縮小に用いられる関数は、線形縮小を表した関数でもよいし、非線形（かつ連続）な縮小を表した関数であってもよい。　レンジ縮小による縮小幅は、下記の不等式が満たされるように電流値ｉを縮小する縮小幅となる。

　Ｖｓａｔ＞（Ｌｓ＋Ｒ）ｉ＋ｋｅω　　　・・・（１）

　ここでＶｓａｔは飽和電圧、Ｌｓはモータのインダクタンス、Ｒはモータの抵抗、ｋｅωはモータの回転に伴う誘起電圧を示す。　また、電流制限演算部５３２による適応制御では、バッテリー電源による駆動時に、レンジ縮小による電流の制限値がバッテリー電圧Ｖｂａｔに応じた制限値となる。バッテリー電源は、オルタネータによる供給量に不足が生じた場合に用いられる。バッテリー電源には内部抵抗が存在するため、バッテリー電源の劣化などに伴って内部抵抗が変化して実効的な出力電圧が変化する。このため、バッテリー電圧Ｖｂａｔに応じた適応制御が行われる。　
モータ制御システム５は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔおよびロータの角速度ωを利用してトルクリップル補償制御を行う。トルクリップル補償制御は、トルクリップル補償演算部５３１によって処理される。トルクリップル補償演算部５３１は、補正前の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔと角速度ωをパラメータとして演算処理を行う。角速度ωは、モータ回転角度センサ５１が検出したロータ３の回転角度に基づいて算出される。より詳細には、トルクリップル補償演算部５３１は、位相補償部５３１１を備える。また、位相補償部５３１１が上記トルクリップル補償制御を行う。なお、本実施形態において、トルクリップル補償演算部５３１と位相補償部５３１１の機能は同等である。　
一般に、トルクリップルは、電流におけるリップルの影響を受ける。そのため、モータ１に対して与えられる電流を示した目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに、あらかじめ、トルクリップルを抑えるための電流指令値（補償電流）が重畳されるなどの補正が行われることにより、モータ１において発生するトルクリップルの抑制（すなわち、トルクリップル補償を行うこと）ができる。


本実施形態におけるトルクリップル補償演算部５３１は、いわゆるルックアップテーブルを有する。このルックアップテーブルは、角速度ωおよび目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔを入力として参照し、入力に応じた参照値としてゲインαおよび位相βを出力する。かつ、トルクリップル補償演算部５３１は、出力された参照値であるゲインαおよび位相βをパラメータとして、後述の式（２）および式（３）に示すαｓｉｎ６（θ＋β）の演算を行う。この演算結果を、図２および後述の式（２）に示すように、電流制限演算部５３２から出力された目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに重畳させて、新たな電流指令値である補正後の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｃｏｒｒｅｃｔを算出する。　
次に、角速度ω、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ、ゲインα、および位相βの互いの相関について説明する。図３は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対するゲイン特性図である。図４は、目標ｑ軸電流に対する位相曲線図である。図３のゲイン特性図および図４の位相曲線図は、それぞれ、一次遅れ特性を示す。但し、ゲインαおよび位相βは、二次応答以降の遅れが加味された特性によって求められてもよい。　図４における位相曲線図は、初期値を目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔとして正規化したものである。図３において、横軸は角速度ω、縦軸はゲインα（ω）の値を示す。図４において、横軸は角速度ω、縦軸は位相β（ω）である。ここで、トルクリップルを補償するための電流（補償値）は、正弦波であり、トルクリップルの振動成分の中で支配的である６次の高調波成分が用いられた近似で表される。このとき、補正後の目標ｑ軸電流値Ｉｑ_ｃｏｒｒｅｃｔは、補正前の目標ｑ軸電流Ｉｑｔ_ｔａｒｇｅｔ、モータ電気角θ（θ＝ωｔ）を変数として以下の式（２）で表される。なお、ｔは時間を表す変数である。

Ｉｑ_ｃｏｒｒｅｃｔ＝Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ＋αｓｉｎ６（θ＋β）　　・・・（２）　
また、ゲインα（ω）および位相β（ω）は、ルックアップテーブルが用いられた以下の演算式（３）で表される。このとき、ゲインα（ω）および位相β（ω）は、補正前の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔの絶対値をＵ１、角速度ωの絶対値をＵ２とした２Ｄマップが用いられた演算処理が行われることにより、算出される。また、このときの演算処理の関係図を図５に示す。なお、角速度ωは、モータ回転角度センサ５１によって得られたモータ電気角θに基づいて算出される。αｓｉｎ６（θ＋β）

α＝Ｌｏｏｋｕｐｔａｂｌｅ＿α（Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ，ω）　　　　・・・（３）

β＝Ｌｏｏｋｕｐｔａｂｌｅ＿β（Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ，ω）　
図５に示すように、トルクリップル補償演算部５３１には、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔおよび角速度ωが入力され、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔの絶対値Ｕ１および角速度ωの絶対値Ｕ２が算出される。ルックアップテーブル（２Ｄマップ）は、絶対値Ｕ１，Ｕ２から、対応するゲインαおよび位相βの値を返す。　図５に示すルックアップテーブル（２Ｄマップ）は、モータ制御システム５とモータ１とを含んだ製品の個々について、例えば製品出荷前の個別計測によって伝達特性が計測され、その計測された伝達特性に基づいて個別に作り込まれたものであることが好ましい。但し、ルックアップテーブル（２Ｄマップ）は、例えば同一種類のモータ１およびモータ制御システム５について伝達特性が代表値や平均値として計測され、その伝達特性に基づいて作成されたルックアップテーブルが同一種類のモータ１について汎用されてもよい。あるいは、伝達特性が互いに近似することが知られた複数種類のモータ１およびモータ制御システム５について汎用のルックアップテーブルが採用されてもよい。　トルクリップル補償演算部５３１は、ルックアップテーブルから返された値を用いて、式（２）および（３）にある補償値αｓｉｎ６（θ＋β）を演算し、その値を出力する。トルクリップル補償演算部５３１から出力された補償値αｓｉｎ６（θ＋β）は、電流制限演算部５３２から出力された補正前の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに重畳される。　
本実施形態のモータ制御システム５は、電流制限演算部５３２によって処理されたｑ軸電流値に、トルクリップル補償演算部５３１から出力されたｑ軸電流値の補償値を加算する。なお、補償値αｓｉｎ６（θ＋β）は、ｑ軸電流のうちトルクリップルに起因する成分を打ち消すために利用される値である。すなわち、補償値αｓｉｎ６（θ＋β）は、角速度成分と指令値の６次高調波成分（トルクリップルの次数成分）に対する逆位相成分に基づいて算出される。　
言い換えると、本実施形態では、電流制御器の逆特性がゲインと位相（進角）とに分けられた関係式に基づいて、トルクリップル補償演算部５３１が、ゲインおよび位相を調整する値をそれぞれ求め、それらの値に基づいた補償値が指令値に重畳される。進角（すなわち、電流制御器の応答性）およびトルクリップル（すなわち、トルクリップルの振幅）の両方の観点から補償が行われることでトルクリップルが抑制される。このように、トルクリップル補償演算部５３１では、ｑ軸電流の指令値に対して、進角制御による電流制御器の応答性の補償（以下、進角補償と称する。）およびトルクリップルの逆位相成分加算によるトルクリップル補償を行う補償値が生成される。トルクリップルの次数成分が指令値の６次高調波成分という高い周波数成分であるため、進角制御による応答性の補償が有効に機能する。また、トルクリップル補償演算部５３１で処理される進角制御における値βは、電流制御器の応答性を補償する値であるため通常は１８０°とは異なる値になる。　
さらに、モータ制御システム５は、上述のように補償値が加算されたｑ軸電流値から、インバータに流れる実ｑ軸電流値ＩＱＲを減算し、ｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを算出する。すなわち、本実施形態のモータ制御システム５は、このｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを用いてＰＩ制御等を行ってモータの出力等を制御する、フィードバック制御を行う。　
なお、上記説明では補償値αｓｉｎ６（θ＋β）が電流制限後の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに加算されるが、補償値αｓｉｎ６（θ＋β）は、電流制限前の目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに加算されてその後に電流制限が行われてもよく、あるいは、補償値αｓｉｎ６（θ＋β）は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔと実ｑ軸電流値ＩＱＲとの電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに加算されてもよい。　
以上の通り、第一実施形態のモータ制御システム５は、電流制御器の応答性をあらかじめ補償する制御を行う。つまり、モータ制御システム５は、フィードバック制御を利用して、トルクリップル補償および進角補償を行う。また、進角補償は、目標電流値におけるトルクリップルの次数成分の逆位相成分および角速度成分が用いられて算出されたパラメータに基づいて行われる。本実施形態では、電流制御器の逆特性をゲインと位相とに分けた関係式に基づいて、トルクリップル（の振幅）を調整するゲインが算出されるとともに、進角の調整を行う位相が算出され、それらの値を用いた補償値が導出される。　
この補償値が用いられることにより、モータ１で発生するトルクリップルに対して、振幅の点から補償するトルクリップル補償および位相の点から補償する進角補償が行われる。これにより、モータ制御システム５におけるハイパスフィルタ演算に伴う量子化ノイズおよびセンサノイズに対する感度の低減が可能となり、その結果、トルクリップルが低減されるとともに、作動音の悪化も防止される。さらに、上記により、モータ制御のロバスト性も向上する。　
また、電流値におけるトルクリップルの次数成分の逆位相成分が用いられてトルクリップル補償が行われることにより、モータの低速領域において電流制御器の応答性が向上する。そして、上述の電流値の逆位相成分のみでなく、角速度の成分が用いられてパラメータが算出されることにより、モータの高速領域においても電流制御器の応答性が向上する。したがって、低速から高速までの広範囲の領域においても電流制御器の応答性が向上する。　
上述の電流値の逆位相成分が用いられたトルクリップル補償の方法として、補償値がモータ電流指令値に加算される方法と補償値がモータ印加電圧指令値に加算される方法とが知られるが、本実施形態では補償値がモータの電流指令値に加算される。これにより、モータの特性変動にかかわらず、安定したトルク変動補正が行われる。　
上述のようにｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを求めた後、モータ制御システム５は、ｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに基づいてモータ印加電圧指令値を演算する電圧制御を行う。電圧制御は、電圧制御演算部５３３によって行われる。本実施形態では、電圧制御としてＰＩ制御が用いられる。なお、電圧制御としては、ＰＩ制御に限られず、ＰＩＤ制御など他の制御方法が採用されてもよい。電圧制御演算部５３３は、ｑ軸電流の電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに基づいてｑ軸ＰＩ制御部５３３１でｑ軸電圧指令値ＶＱ１を算出し、これに非干渉処理部５３３２から出力される非干渉要素ＣＯＲ_Ｑを加算して、ｑ軸電圧指令値ＶＱ２を算出する。非干渉要素ＣＯＲ_Ｑは、例えば、ｄ軸電流（電圧）とｑ軸電流（電圧）とが互いに干渉することを避けるために加えられる電流要素である。　
そして、モータ制御システム５は、ｑ軸電圧指令値ＶＱ２に対して誘起電圧補償を行う。誘起電圧補償は、誘起電圧補償演算部５３４によって行われる。モータの駆動時には、モータに流れる電流以外にもモータの誘起電圧の影響が考慮された上でモータが制御される。誘起電圧補償演算部５３４では、モータで生じる誘起電圧（ＢＥＭＦ）の逆数に基づいた進角制御が行われて誘起電圧（ＢＥＭＦ）が補償される。　
すなわち、誘起電圧補償演算部５３４は、モータで生じる誘起電圧（ＢＥＭＦ）の逆数を求めて、その逆数に基づいて、電圧（または電流）の進角を調整する補償（進角補償）を行うための補償値を算出する。本実施形態では、誘起電圧補償演算部５３４において、誘起電圧補償のための補償値がｑ軸電圧指令値ＶＱ２に加算され、ｑ軸電圧指令値ＶＱ３が算出される。なお、誘起電圧モデルの逆数に基づいた補償値が用いられるのであれば、その補償値はｑ軸電圧指令値ＶＱ２に対して、加算されるのではなく減算されてもよい。また、この補償値は、２軸／３相変換後の各相の電圧値に加算されてもよい。　
さらに、モータ制御システム５は、ｑ軸電圧指令値ＶＱ３に対して２軸／３相変換を行う。２軸／３相変換は、モータ電気角θに基づき、２軸／３相変換演算部５３５によって行われる。２軸３相変換演算部５３５は、ｑ軸電圧指令値ＶＱ３に基づいて、対応するｑ軸電圧とｄ軸電圧を算出し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相における３相の電圧指令値に変換する。　
その後、モータ制御システムは、２軸／３相変換演算部５３５から出力された各相の電圧指令値に基づいて、デッドタイム補償を行う。デッドタイム補償は、デッドタイム補償演算部５３６によって行われる。まず、デッドタイム補償演算部５３６は中点変調部５３６３で、電圧の基本波のｎ倍である高次高調波（例えば、３次の高調波）を重畳する中点変調による演算を行う。ｎは正の整数である。中点変調が行われることにより、電圧の波形は、正弦波状の波形から台形状の波形に近づく。これにより、インバータ５２における有効電圧率が向上する。　
次に、デッドタイム補償演算部５３６は、デッドタイムの補償を行う。中点変調部５３６３までは、上述した電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに対する処理が行われ、電流偏差ＩＱ_ｅｒｒを減少させる電圧成分が算出される。これに対し、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２には目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔが入力され、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに相当する電圧指令値に対して２軸／３相変換が行われる。即ち、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対応するｑ軸電圧とｄ軸電圧を算出し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各相における３相の電圧指令値に変換する。　
２軸／３相変換演算部５３５における２軸／３相変換と同様に、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２における２軸／３相変換でもモータ電気角が演算に用いられる。但し、本実施形態のモータ制御システム５では、目標ＩＱ２軸／３相変換部５３６２に入力されるモータ電気角として、センサで検出されたモータ電気角θが位相補償されたモータ電気角θ２が用いられる。この位相補償は補正位相補償部５３６１で行われ、この位相補償により、モータの回転に伴う電圧の位相ずれが補償される。　
最後に、モータ制御システムは、デッドタイム補償演算部５３６から出力された電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ制御を行う。ＰＷＭ制御の指令値は、ＰＷＭ制御演算部５３７によって演算される。ＰＷＭ制御演算部５３７は、演算した指令値に基づいてインバータ５２の電圧を制御する。このＰＷＭ制御により、上述した電流指令値に相当する電流がモータ１へ流れる。なお、上述したとおり、インバータ５２内を流れる実ｑ軸電流値ＩＱＲは、フィードバックされる。　
なお、本システムにおいて、上述した電圧制御、誘起電圧補償、２軸／３相変換、デッドタイム補償、ＰＷＭ制御などの各処理としては、上述した例に限らず公知の技術が適用されても良い。また、本システムでは、必要に応じて、これらの補償および制御は行われなくても良い。また、以下の説明では、これらの要素（すなわち、上述した電圧制御、誘起電圧補償、２軸／３相変換、デッドタイム補償、ＰＷＭ制御などの各処理）の結合をコントローラ要素Ｃ（Ｓ）と呼ぶ。なお、ＰＩ制御などのフィードバック制御を行う主なブロックのみの結合をコントローラ要素Ｃ（Ｓ）として扱ってもよい。なお、モータ及びインバータの結合を、プラント要素Ｐ（Ｓ）と呼ぶ。　
上記第一実施形態に関して、シミュレーションにて得られた結果を図６に示す。図６は、モータの回転速度に対してトルクの２４次の成分（電気角の６次の成分）の変動を示したグラフである。本シミュレーションにおいては、回転速度の範囲が０［ｍｉｎ－１］から３０００［ｍｉｎ－１］であり、デッドタイムのＯＮ／ＯＦＦの２通りおよびトルク変動補正のＯＮ／ＯＦＦの２通りが互いに組み合わされた計４つの組み合わせにおける、トルクリップルの結果が求められた。図６から分かる通り、デッドタイム補償およびトルク変動補正が共にＯＮとなった場合、モータトルクの変動（即ちトルクリップル）
は小さくなることが分かる。したがって、第一実施形態により、トルクリップルの低減が実現し、低作動音が実現することがわかる。



＜第二実施形態＞　
次に、トルクリップル補償演算部の出力が『電圧値』である本発明の第二実施形態について説明する。第二実施形態のモータ制御システムは、３相ブラシレスモータの制御システムである。なお、以下では、第一実施形態と同様の内容については記載を省略することがあるが、同様の手法を採用してもよく、異なる手法を採用してもよい。なお、本実施形態において、第一実施形態と同様に、トルクリップル補償演算部５３１と位相補償部５３１１の機能は同等である。　
図７は、第二実施形態のモータ制御システムの概略図であり、図８は、第二実施形態の制御演算部の概略図である。図７に示すように、モータ制御システム５は、モータ回転角度センサ５１と、インバータ５２と、制御演算部５３と、を備える。図８に示すように、制御演算部５３は、トルクリップル補償演算部５３１、電流制限演算部５３２、電圧制御演算部５３３、誘起電圧補償演算部５３４、２軸／３相変換部５３５、デッドタイム補償演算部５３６、およびＰＷＭ制御演算部５３７を有する。モータ制御システムは、インバータ５２の電流値をフィードバックするフィードバック制御を行う。また、図示していないが、本モータ制御システム５は、弱め界磁制御など既知の演算処理を加えて行ってもよい。本モータ制御システム５は、弱め界磁制御を行うことにより、モータ１のトルク変動を抑えることができる。　
モータ制御システム５には、外部から目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔが入力される。外部からは、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔの増減によってモータ出力の増減が指示される。本モータ制御システム５は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔに対して電流制限処理を行う。そして、本モータ制御システムは、電流制限を行った後のｑ軸電流に対して、フィードバックされた実ｑ軸電流値ＩＱＲを減算するフィードバック制御を行う。　
さらに、本モータ制御システム５は、フィードバック制御により得られた電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに対して電圧制御を行う。電圧制御演算部５３３は、電流偏差ＩＱ_ｅｒｒに基づいて電圧指令値ＶＱ１を算出し、電圧指令値ＶＱ１にさらにｄ軸およびｑ軸の対外の干渉を抑える非干渉要素ＣＯＲ_Ｑを加算する。そして、誘起電圧補償演算部５３４は、誘起電圧補償のための補償値をｑ軸電圧指令値ＶＱ２に加算する。　
また、本モータ制御システム５は、目標ｑ軸電流Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔおよび角速度ωに基づいて、トルクリップルを抑制するための補正電圧値（トルクリップル補償値）を、トルクリップル補償演算部５３１において、算出する。そして、第一実施形態とは異なり、第二実施形態では、モータ制御システム５は、誘起電圧補償演算部５３４の出力ＶＱ３（すなわち、ＶＱ２と誘起電圧補償値との加算値）に、上述の電圧補正値を加算する。これにより、モータ制御システム５は、インバータ５２に対する電圧指令値に、トルクリップルを抑制するための補償値を加え、モータ１におけるトルクリップルを抑制することができる。　
以上の通り、第二実施形態のモータ制御システム５は、電流制御器の応答性をあらかじめ補償するトルクリップル補償を行う。つまり、モータ制御システム５はフィードバック制御を用いたトルクリップル補償および進角補償を行う。進角補償は、第一実施形態と同様に、目標電流値におけるトルクリップルの次数成分に対する逆位相成分と角速度成分とを用いて算出したパラメータに基づいて行われる。本実施形態では、電流制御器の逆特性をゲインと位相の要素に分けた関係式に基づいて、ゲインを目標電流値に応じた値とするとともに位相を電流の進角調整値にする補償を行う。このような補償により、モータ制御システムにおけるハイパスフィルタ演算に伴う量子化ノイズおよびセンサノイズに対する感度の低減が可能となり、その結果、モータにおいて生じるトルクリップルが低減されるとともに、作動音の悪化も防止される。さらに、モータ制御システムにおける制御のロバスト性も向上する。　
また、第一実施形態と同様に第二実施形態においても、指令電流値におけるトルクリップルの次数成分の逆位相成分に基づいて補償値が算出されるトルクリップル補償が行われることにより、モータの低速領域において電流制御器応答性が向上する。そして、第一実施形態と同様に第二実施形態においても、電流値の逆位相成分のみでなく、角速度ωに基づいてパラメータが算出されることにより、モータの高速領域においても電流制御器の応答性が向上する。したがって、低速から高速までの広範囲の領域においても電流制御器の応答性が向上する。　
ここで、第一実施形態と第二実施形態との差異は、トルクリップル補償演算部５３１からの出力が電流値から電圧値となった点、および、これに付随して制御フローにおける加算点が変更された点にある。これにより、トルク変動補償による出力がモータの電気的特性のみで決められるため、トルク変動の調整が容易であるという利点がある。また、トルクリップルの補償値が電圧値に加算されることにより、電流値に加算される場合に較べて演算処理が速いことも利点である。　
なお、第二実施形態における電流制御、誘起電圧補償、２軸／３相変換、デッドタイム補償、およびＰＷＭ制御は、第一実施形態と同様であるため、説明を省略する。なお、第二実施形態においては、これらの補償及び制御は、既知の技術が適用されても良い。また、第二実施形態においては、必要に応じて、これらの補償および制御は行われなくても良い。また、これらの要素の結合をコントローラ要素Ｃ（Ｓ）としてもよく、フィードバック制御を行う主なブロックのみの結合をコントローラ要素Ｃ（Ｓ）として扱ってもよい。なお、モータ及びインバータの結合を、プラント要素Ｐ（Ｓ）と呼ぶ。



＜他の実施形態＞



　次に、他の実施形態について説明する。他の実施形態にて記述された内容は、第一実施形態および第二実施形態のいずれの場合であっても適用可能である。　
ここで、上述の実施形態により制御され得るモータの概略について説明を行う。図９ａは、本実施形態に係る第１のモータの平面図であり、図９ｂは、本実施形態に係る第２のモータの平面図である。図９ａおよび図９ｂに示すモータ１は、ステータ２と、ロータ３と、を有する。図９ａおよび図９ｂに示す通り、モータ１は、インナーロータである。なお、モータ１として、インナーロータ以外に、アウターロータ構造が採用されてもよい。図９ａに示す第１のモータ１はＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータであり、図９ｂに示す第２のモータ１はＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータである。　
ステータ２は、軸方向に延びる円筒形状の外形を有する。ステータ２は、ロータ３の径方向外側に、ロータ３に対して所定の隙間を設けて配置される。ステータ２は、ステータコア２１と、インシュレータ２２と、コイル２３と、を有する。ステータコア２１は、軸方向に延びる筒形状の部材である。ステータコア２１は、複数枚の磁性鋼板が軸方向に積層されて形成される。ステータコア２１は、コアバック２１ａと、ティース（図示略）と、を有する。コアバック２１ａは、円環形状の部分である。ティースは、コアバック２１ａの内周面から径方向内側に延びる。ティースは、複数が周方向に所定間隔で並べて設けられる。また、隣り合うティース間の空隙はスロットＳと称される。図９ａおよび図９ｂに示すモータ１では、スロットＳは例えば１２個設けられる。　
ロータ３は、軸方向に延びる円筒形状の外形を有する。ロータ３は、ステータ２の径方向内側に、ステータ２に対して所定の隙間を設けて配置される。ロータ３は、シャフト３１と、ロータコア４０と、マグネット３２を有する。ロータ３は、上下方向（図９ａおよび図９ｂの紙面に垂直な方向）に延びるシャフト３１を中心に回転する。ロータコア４０は、軸方向に延びる円筒形状の部材である。ロータコア４０の径方向中心部に位置する孔部４１ｄに、シャフト３１が挿入される。ロータコア４０は、複数枚の磁性鋼板が軸方向に積層されて構成される。マグネット３２は、図９ａに示す第１のモータ１ではロータコア４０の内部に配置され、図９ｂに示す第２のモータ１ではロータコア４０の表面に取り付けられる。マグネット３２は、複数が周方向に所定の間隔で並べて配置される。図９ａおよび図９ｂに示すモータ１では、マグネット３２は例えば８個設けられる。すなわち、図９ａおよび図９ｂに示すモータ１では、ポール数Ｐは８である。　
上述したポール数Ｐとスロット数Ｓによって、モータの磁気特性は異なる。ここで、作動音の発生要因として、主にラジアル力やトルクリップルなどが挙げられる。ポール数Ｐが８、スロット数Ｓが１２である８Ｐ１２Ｓのモータの場合、ロータとステータとの間において生じる電磁力の径方向の成分であるラジアル力は互いに相殺されるため、トルクリップルが主な作動音の原因となる。つまり、上述のモータ制御システムによりトルクリップルのみが補償されることで、８Ｐ１２Ｓのモータは作動音が効率的に低減される。したがって、本発明のモータ制御システムは、８Ｐ１２Ｓのモータにおいて特に有用である。　
ラジアル力の相殺は特にＳＰＭモータで効果的であるため本発明のモータ制御システムはＳＰＭモータにおいて特に有用である。より詳細に述べると、ＳＰＭモータにおいて、リラクタンストルクは生じず、マグネットトルクのみが寄与する。そのため、本発明が採用されることによりマグネットトルクのみ補償されることで振動低減が実現される。逆に、ラジアル力の相殺は、ＳＰＭモータおよび８Ｐ１２Ｓのモータで限定的に生じる作用では無く、ＩＰＭモータ、あるいは例えば１０Ｐ１２Ｓモータでも生じる作用であるため、本発明のモータ制御システムは、ＩＰＭモータでも有用であり、あるいは例えば１０Ｐ１２Ｓモータでも有用である。　
次に、電動パワーステアリング装置の概略について説明を行う。図１０に示す通り、本実施形態において、コラムタイプの電動パワーステアリング装置について例示する。電動パワーステアリング装置９は、自動車の車輪の操舵機構に搭載される。電動パワーステアリング装置９は、モータ１の動力により操舵力を直接的に軽減するコラム式のパワーステアリング装置である。電動パワーステアリング装置９は、モータ１と、操舵軸９１４と、車軸９１３と、を備える。　
操舵軸９１４は、ステアリング９１１からの入力を、車輪９１２を有する車軸９１３に伝える。モータ１の動力は、ギヤなどを備えたカップリング９１５を介して操舵軸９１４に伝えられる。コラム式の電動パワーステアリング装置９に採用されるモータ１は、エンジンルーム（図示せず）の内部に設けられる。なお、図１０に示す電動パワーステアリング装置９は、一例としてコラム式であるが、本発明のパワーステアリング装置はラック式であってもよい。　
ここで、電動パワーステアリング装置９のように低トルクリップルと低作動音が求められるアプリケーションでは、上述したモータ制御システム５によってモータ１が制御されることでその両立が図れるという効果がある。その理由として、電流制御の応答性を超えた周波数のトルクリップルに対し、ノイズを増幅するハイパスフィルタが用いられずに電流制御器の応答性が補償され、トルクリップル補償の効果が創出されるためである。そのため、本発明はパワーステアリング装置において特に有用である。　
本発明はパワーステアリング装置以外のアプリケーションについても有用である。例えばトラクションモータ（走行用モータ）、コンプレッサ用のモータ、オイルポンプ用のモータなどといった作動音の低減が求められるモータについて本発明は有用である。　以下、トラクションモータを備えたモータユニットについて説明する。　
以下の説明において特に断りのない限り、モータ１０２のモータ軸Ｊ２に平行な方向を単に「軸方向」と呼び、モータ軸Ｊ２を中心とする径方向を単に「径方向」と呼び、モータ軸Ｊ２を中心とする周方向、すなわち、モータ軸Ｊ２の軸周りを単に「周方向」と呼ぶ。ただし、上記の「平行な方向」は、略平行な方向も含む。　図１１は、トラクションモータを備えたモータユニット１００の概念図であり、図１２は、モータユニット１００の側面模式図である。　
モータユニット１００は、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）、プラグインハイブリッド自動車（ＰＨＶ）、電気自動車（ＥＶ）等、モータを動力源とする車両に搭載され、動力源として使用される。　本実施形態のモータユニット１００は、モータ（メインモータ）１０２と、ギヤ部１０３と、ハウジング１０６と、モータ制御システム５と、を備える。　
図１１に示すように、モータ１０２は、水平方向に延びるモータ軸Ｊ２を中心として回転するロータ１２０と、ロータ１２０の径方向外側に位置するステータ１３０と、を備える。ハウジング１０６の内部には、モータ１０２およびギヤ部１０３を収容する収容空間１８０が設けられる。収容空間１８０は、モータ１０２を収容するモータ室１８１と、ギヤ部１０３を収容するギヤ室１８２と、に区画される。　
モータ１０２は、ハウジング１０６のモータ室１８１に収容される。モータ１０２は、ロータ１２０と、ロータ１２０の径方向外側に位置するステータ１３０と、を備える。モータ１０２は、ステータ１３０と、ステータ１３０の内側に回転自在に配置されるロータ１２０と、を備えるインナーロータ型モータである。　
ロータ１２０は、図示が省略されたバッテリからモータ制御システム５を介してステータ１３０に電力が供給されることで回転する。ロータ１２０は、シャフト（モータシャフト）１２１と、ロータコア１２４と、ロータマグネット（図示略）と、を有する。ロータ１２０（すなわち、シャフト１２１、ロータコア１２４およびロータマグネット）は、水平方向に延びるモータ軸Ｊ２を中心として回転する。ロータ１２０のトルクは、ギヤ部１０３に伝達される。　シャフト１２１は、水平方向かつ車両の幅方向に延びるモータ軸Ｊ２を中心として延びる。シャフト１２１は、モータ軸Ｊ２を中心として回転する。　
シャフト１２１は、ハウジング１０６のモータ室１８１とギヤ室１８２とを跨いで延びる。シャフト１２１の一方の端部は、ギヤ室１８２側に突出する。ギヤ室１８２に突出するシャフト１２１の端部には、第１のギヤ１４１が固定される。　
ロータコア１２４は、珪素鋼板（磁性鋼板）が積層されて構成される。ロータコア１２４は、軸方向に沿って延びる円柱体である。ロータコア１２４には、複数のロータマグネットが固定される。　
ステータ１３０は、ロータ１２０を径方向外側から囲む。図１１において、ステータ１３０は、ステータコア１３２と、コイル１３１とを有する。ステータ１３０は、ハウジング１０６に保持される。ステータコア１３２は、図示を省略するが、円環状のヨークの内周面から径方向内方に複数の磁極歯を有する。磁極歯の間には、コイル線（図示略）が掛けまわされてコイル３１が構成される。　
ギヤ部１０３は、ハウジング１０６のギヤ室１８２に収容される。ギヤ部１０３は、モータ軸Ｊ２の軸方向一方側においてシャフト１２１に接続される。ギヤ部１０３は、減速装置１０４と差動装置１０５とを有する。モータ１０２から出力されるトルクは、減速装置１０４を介して差動装置１０５に伝達される。　
減速装置１０４は、モータ１０２のロータ１２０に接続される。減速装置１０４は、モータ１０２の回転速度を減じて、モータ１０２から出力されるトルクを減速比に応じて増大させる機能を有する。減速装置１０４は、モータ１０２から出力されるトルクを差動装置１０５へ伝達する。　
減速装置１０４は、第１のギヤ（中間ドライブギヤ）１４１と、第２のギヤ（中間ギヤ）１４２と、第３のギヤ（ファイルナルドライブギヤ）１４３と、中間シャフト１４５と、を有する。モータ１０２から出力されるトルクは、モータ１０２のシャフト１２１、第１のギヤ１４１、第２のギヤ１４２、中間シャフト１４５および第３のギヤ１４３を介して差動装置１０５のリングギヤ（ギヤ）１５１へ伝達される。　
差動装置１０５は減速装置１０４を介しモータ１０２に接続される。差動装置１０５は、モータ１０２から出力されるトルクを車両の車輪に伝達するための装置である。差動装置１０５は、車両の旋回時に、左右の車輪の速度差を吸収しつつ、左右両輪の車軸１５５に同トルクを伝える機能を有する。　
モータ制御システム５は、モータ１０２と電気的に接続される。モータ制御システム５はインバータでモータ１０２に電力を供給する。モータ制御システム５は、モータ２に供給される電流を制御する。モータ制御システム５によってトルクリップルが補償されることでモータ１０２の作動音が低減される。　
以上に、本発明の実施形態および変形例を説明したが、実施形態および変形例における各構成およびそれらの組み合わせ等は一例であり、本発明の趣旨から逸脱しない範囲内で、構成の付加、省略、置換およびその他の変更が可能である。また、本発明は実施形態によって限定されることはない。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫およびパワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。
１・・モータ、２・・ステータ、３・・ロータ、５・・モータ制御システム、３１・・シャフト３１、３２・・マグネット、４０・・ロータコア、５１・・モータ回転角度センサ、５２・・インバータ、５３・・制御演算部、５３１・・トルクリップル補償演算部、５３２・・電流制限演算部
、５３３・・電圧制御演算部、５３４・・誘起電圧補償演算部、５３５・・２軸／３相変換部、５３６・・デッドタイム補償演算部、５３７・・ＰＷＭ制御演算部、９・・電動パワーステアリング装置、１００・・モータユニット

Claims (8)

  1. ３以上の相数ｎのモータを駆動するモータ制御システムであって、



    　　前記モータを駆動させるインバータと、



    前記インバータから前記モータに供給させる電流を示す電流指令値を、外部から前記モータの制御目標として与えられる目標電流指令値に基づいて演算し、前記インバータから前記モータに供給された電流を示す実電流検出値を当該電流指令値に対してフィードバックして前記インバータをフィードバック制御する制御演算部と、



    を備え、　  前記制御演算部は、



    前記電流指令値と前記実電流検出値との電流偏差に基づいて、前記インバータから前記モータに印加させる電圧を示す電圧指令値を演算する電圧制御演算部と、



    　　　前記電圧制御演算部を経る信号の流れにおける上流側および下流側の少なくとも一方における信号値に対し、前記モータにおけるトルクリップルを補償する補償値を加えるトルクリップル補償演算部と、



    を備え、



    前記トルクリップル補償演算部は、前記補償値を、前記モータが回転する角速度を示す実角速度値と前記目標電流指令値とに基づいて演算するとともに、前記補償値に対する当該モータ制御システムの応答遅延を補償する進角制御も加味して演算するモータ制御システム。
  2. 前記トルクリップル補償演算部は、前記補償値を電流値として演算して前記電圧制御演算部の上流側の信号値に加算する請求項１に記載のモータ制御システム。
  3. 前記トルクリップル補償演算部は、前記補償値を電圧値として演算して前記電圧制御演算部の下流側の信号値に加算する請求項１に記載のモータ制御システム。
  4. 前記トルクリップル補償演算部は、下記式を満たす補償値γを演算する請求項１から３のいずれかに記載のモータ制御システム。



    γ＝αｓｉｎ６（θ＋β）



    α＝Ｌｏｏｋｕｐｔａｂｌｅ＿α（Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ，ω）



    β＝Ｌｏｏｋｕｐｔａｂｌｅ＿β（Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔ，ω）



    但し、Ｉｑ_ｔａｒｇｅｔは前記目標電流指令値である。


  5. 前記モータ制御システムは、８Ｐ１２Ｓのモータを駆動させる請求項１から４のいずれかに記載のモータ制御システム。
  6. 前記モータ制御システムは、ロータの表面に磁石が配備されたＳＰＭモータを駆動させる請求項１から５のいずれかに記載のモータ制御システム。
  7. 前記モータ制御システムは、車両走行用のモータを駆動させる請求項１から６のいずれかに記載のモータ制御システム。
  8. 請求項１から６のいずれかに記載のモータ制御システムと、



    　前記モータ制御システムによって制御されるモータと、



    　前記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、



    を備えるパワーステアリングシステム。
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