JP7159657B2 - リニアソレノイドの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、リニアソレノイドの制御装置において、リニアソレノイドを制御するフィードバック制御系のパラメータの適合工数を低減できる技術に関する。

従来においては、例えばリニアソレノイド弁等に用いられるリニアソレノイドのフィードバック制御系のパラメータは、応答性要因となる電源電圧などの状態値の領域毎に予め設定され、電子制御装置（ＥＣＵ）内のＲＯＭに記憶されている。これにより、電源電圧などがどのような状態になっても一定の応答性を実現するリニアソレノイドの制御装置が知られている。例えば、特許文献１に記載のリニアソレノイドの制御装置がそれである。

特開２００３－６７００６号公報 特開２００９－１４１１８号公報 特開２００４－２１２１８２号公報

上記特許文献１に記載のリニアソレノイドの制御装置では、リニアソレノイドのフィードバック制御系において振動を発生させることなく高い応答性が得られるようにすることを目的として、そのフィードバック系のパラメータを適切に設定するために、応答性要因となる状態値の各値に対する応答性を取得する必要がある。そのため、前記状態値の各値にパラメータを適合させる工数、すなわち適合工数が膨大となる。

本発明は、以上の事情を背景として為されたものであり、その目的とするところは、リニアソレノイドのフィードバック制御系に適用されるパラメータの適合工数を低減することができるリニアソレノイドの制御装置を提供することにある。

第１発明の要旨とするところは、フィードバック制御を用いてリニアソレノイドを制御するリニアソレノイドの制御装置であって、前記フィードバック制御は、ＩＬＱ設計法を用いて目標応答性のための極配置ゲインＫ、および正定行列Σを含むパラメータが決定されたパラメトライズ式（９２）で示される最適制御則Ｋ _ｅ を有するフィードバック制御系が用いられ、前記フィードバック制御系における外乱に対する出力の比を表した伝達関数のゲインの周波数特性において、前記ゲインは全周波数にわたって０［ｄＢ］未満とされていることにある。
Ｋ _ｅ ＝Ｖ ^－１ ΣＶ［Ｋ Ｉ］ ・・・ （９２）
但し、式（９２）において、Ｖは正則行列としての単位行列であり、Ｉは駆動電流である。

第２発明の要旨とするところは、第１発明において、
前記リニアソレノイドは、リニアソレノイド弁に備えられ、前記リニアソレノイド弁は、前記フィードバック制御系に基づいて決定された前記駆動電流に応じた大きさの信号圧を出力することにある。

第３発明の要旨とするところは、第２発明において、前記リニアソレノイド弁は、車両用自動変速機の油圧制御回路において、ライン圧調圧弁が生成するライン圧を制御するために前記ライン圧調圧弁に前記信号圧を供給することにある。

第４発明の要旨とするところは、第２発明において、前記リニアソレノイド弁は、車両用自動変速機の油圧制御回路において、変速段を成立させる油圧式摩擦係合装置を制御するために前記信号圧を供給することにある。

第５発明の要旨とするところは、第１発明において、前記リニアソレノイドは、アクチュエータに備えられ、前記アクチュエータは、車両用エンジンのバルブの開閉タイミングを調節する可変バルブタイミング機構を制御する油圧制御回路において、前記開閉タイミングを調節する油圧を発生させるために前記フィードバック制御系に基づいて決定された前記駆動電流に応じて前記油圧制御回路から前記可変バルブタイミング機構へ信号圧を供給させることにある。

第６発明の要旨とするところは、第１発明において、バッテリ電圧をＰＷＭ信号でオンオフ制御した入力電圧で前記リニアソレノイドの前記駆動電流を制御する場合において、前記駆動電流が流れる電気回路が抵抗とインダクタンスとの直列回路で近似され、前記直列回路に流れる前記駆動電流の瞬時電流についての回路方程式が立式され、前記駆動電流を制御するときの制御量に関する式が立式され、前記制御量に関する式が漸化式として導出され、前記制御量に関する式は前記漸化式が解かれて近似式で線形化され、前記線形化された前記制御量に関する式が用いられて前記フィードバック制御の伝達関数が導出され、前記伝達関数を用いて前記制御量を決定することにある。

第７発明の要旨とするところは、第６発明において、時間がｔ［ｓ］、前記ＰＷＭ信号の駆動周期がτ［ｓ］、前記駆動周期におけるオン制御されるオン時間がτ_１［ｓ］、前記バッテリ電圧がＰｂ［Ｖ］、前記入力電圧がｖｉｎ（ｔ）［Ｖ］、前記駆動電流がｉ（ｔ）［Ａ］、前記抵抗がＲｚ［Ω］、前記インダクタンスがＬ［Ｈ］で表されるとき、前記回路方程式は式（１）と立式され、前記制御量としての第ｎ周期（ｎは自然数）の平均駆動電流ｉ（ｎτ）についての式は式（２）と立式され、前記漸化式は式（３）と導出され、前記近似式は式（４）であることにある。

第８発明の要旨とするところは、第１発明において、バッテリ電圧をＰＷＭ信号でオンオフ制御した入力電圧で前記リニアソレノイドの前記駆動電流を制御する場合において、前記ＰＷＭ信号の駆動周期がτ［ｓ］、前記駆動周期におけるオン制御されるオン時間がτ_１［ｓ］およびオフ制御されるオフ時間がτ_２［ｓ］、前記バッテリ電圧がＰｂ［Ｖ］であって、収束状態における前記駆動電流の平均電流がＩａｖｅｃ［Ａ］、収束状態における前記駆動電流の最低瞬時電流がＩｍｉｎｃ［Ａ］のとき、式（５）を用いて前記駆動電流が流れる電気回路の抵抗Ｒｚ［Ω］を算出し、式（６）を用いて前記電気回路のインダクタンスＬ［Ｈ］を算出し、算出した前記抵抗Ｒｚおよび前記インダクタンスＬに応じて前記パラメータを補正することにある。

第１発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、前記フィードバック制御は、ＩＬＱ設計法を用いてパラメータが決定された、パラメトライズ式（９２）で示される最適制御則Ｋ _ｅ を有するフィードバック制御系が用いられ、前記フィードバック制御系における外乱に対する出力の比を表した伝達関数のゲインの周波数特性において、前記ゲインは全周波数にわたって０［ｄＢ］未満とされている。このようにＩＬＱ設計法により決定されたパラメータが適用されたフィードバック制御系が用いられることにより、応答性要因となる電源電圧などの状態値の各値にパラメータを適合させる適合工数が削減される。また、前記フィードバック制御系によるフィードバック制御にあたっては、制御指令値に対応する制御目標値のステップ変化やリニアソレノイドの駆動回路のバッテリ電圧のステップ変化に対し、制御系の振動を発生させることなく高い応答性で制御目標値に収束し、リニアソレノイドにおいて連成振動が発生しないように制御される。

第２発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、前記リニアソレノイドは、リニアソレノイド弁に備えられ、前記リニアソレノイド弁は、前記フィードバック制御系に基づいて決定された前記駆動電流に応じた大きさの信号圧を出力する。このため、リニアソレノイドの駆動電流が振動することなく高い応答性で制御目標値に収束し、これに伴いリニアソレノイド弁から出力される信号圧も振動なく、且つ応答性良く制御される。

第３発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、前記リニアソレノイド弁は、車両用自動変速機の油圧制御回路において、ライン圧調圧弁が生成するライン圧を制御するために前記ライン圧調圧弁に前記信号圧を供給する。これにより、車両用自動変速機に設けられたライン圧調圧弁が生成するライン圧を制御する前記信号圧が振動なく、且つ応答性良く制御されるため、これに伴いライン圧調圧弁が生成するライン圧も振動なく、且つ応答性良く制御される。

第４発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、前記リニアソレノイド弁は、車両用自動変速機の油圧制御回路において、変速段を成立させる油圧式摩擦係合装置を制御するために前記信号圧を供給する。これにより、車両用自動変速機に設けられた油圧式摩擦係合装置を制御する前記信号圧が振動なく、且つ応答性良く制御されるため、これに伴い油圧式摩擦係合装置の断接も振動なく、且つ応答性良く制御される。

第５発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、前記リニアソレノイドは、アクチュエータに備えられ、前記アクチュエータは、車両用エンジンのバルブの開閉タイミングを調節する可変バルブタイミング機構を制御する油圧制御回路において、前記開閉タイミングを調節する油圧を発生させるために前記フィードバック制御系に基づいて決定された前記駆動電流に応じて前記油圧制御回路から前記可変バルブタイミング機構へ信号圧を供給させる。これにより、車両用エンジンのバルブの開閉タイミングを調節する可変バルブタイミング機構に供給される前記信号圧が振動なく、且つ応答性良く制御されるため、これに伴い可変バルブタイミング機構による前記開閉タイミングの調節も振動なく、且つ応答性良く制御される。

第６発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、バッテリ電圧をＰＷＭ信号でオンオフ制御した入力電圧で前記リニアソレノイドの前記駆動電流が制御される場合において、前記駆動電流が流れる電気回路が抵抗とインダクタンスとの直列回路で近似され、前記直列回路に流れる前記駆動電流の瞬時電流についての回路方程式が立式され、前記駆動電流を制御するときの制御量に関する式が立式され、前記制御量に関する式が漸化式として導出され、前記制御量に関する式は前記漸化式が解かれて近似式で線形化され、前記線形化された前記制御量に関する式が用いられて前記フィードバック制御の伝達関数が導出され、前記伝達関数が用いられて前記制御量が決定される。このように精度良く線形近似化された伝達関数が導出されることから計算で制御量が決定されるため、応答性要因となる電源電圧などの状態値の各値にパラメータを適合させる適合工数が削減される。

第７発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、時間がｔ［ｓ］、前記ＰＷＭ信号の駆動周期がτ［ｓ］、前記駆動周期におけるオン制御されるオン時間がτ_１［ｓ］、前記バッテリ電圧がＰｂ［Ｖ］、前記入力電圧がｖｉｎ（ｔ）［Ｖ］、前記駆動電流がｉ（ｔ）［Ａ］、前記抵抗がＲｚ［Ω］、前記インダクタンスがＬ［Ｈ］で表されるとき、前記回路方程式は式（１）と立式され、前記制御量としての第ｎ周期（ｎは自然数）の平均駆動電流ｉ（ｎτ）についての式は式（２）と立式され、前記漸化式は式（３）と導出され、前記近似式は式（４）である。このように式（３）および式（４）によって精度良く線形近似化された伝達関数が導出されることから計算で制御量が決定されるため、適合工数が削減される。

第８発明のリニアソレノイドの制御装置によれば、バッテリ電圧をＰＷＭ信号でオンオフ制御した入力電圧で前記リニアソレノイドの前記駆動電流が制御される場合において、前記ＰＷＭ信号の駆動周期がτ［ｓ］、前記駆動周期におけるオン制御されるオン時間がτ_１［ｓ］およびオフ制御されるオフ時間がτ_２［ｓ］、前記バッテリ電圧がＰｂ［Ｖ］であって、収束状態における前記駆動電流の平均電流がＩａｖｅｃ［Ａ］、収束状態における前記駆動電流の最低瞬時電流がＩｍｉｎｃ［Ａ］のとき、式（５）を用いて前記駆動電流が流れる電気回路の抵抗Ｒｚ［Ω］が算出され、式（６）を用いて前記電気回路のインダクタンスＬ［Ｈ］が算出され、算出された前記抵抗Ｒｚおよび前記インダクタンスＬに応じて前記パラメータが補正される。このように式（５）および式（６）により、車両完成後の経年変化後や低温時や高温時のような特異環境下での抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの実際値が算出可能である。したがって、このように算出された抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの実際値に応じてフィードバック制御系のパラメータが補正されることで、リニアソレノイドが制御される場合の動的な制御特性の悪化が低減される。

本発明が適用される電子制御装置を含む車両用動力伝達装置の構成図である。 図１の車両用自動変速機において、それに備えられた油圧式摩擦係合装置の作動の組み合わせにより達成される変速段を説明する図である。 図１の車両用自動変速機を制御する油圧制御回路の要部構成の概略を説明するブロック図である。 図３のライン圧発生装置の油圧回路図である。 図４のリニアソレノイドＳＳＬＴの等価回路、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶ、および本発明の実施例に係るＩＬＱ設計法で設計されたリニアソレノイドＳＳＬＴの電子制御装置の一例の機能ブロック線図である。 図４のリニアソレノイドＳＳＬＴの等価回路、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶ、および本発明の実施例に係るＩＬＱ設計法で設計されたリニアソレノイドＳＳＬＴの電子制御装置の他の例の機能ブロック線図である。 図６の駆動トランジスタがＰＷＭ信号によりオンオフ制御された場合の駆動電流の瞬時電流およびその瞬時電流の駆動周期毎の平均電流の時間変化を説明する図である。 図６の電子制御装置におけるフィードバック制御系の設計手順についての機能ブロック線図である。 図６の電子制御装置におけるフィードバック制御系の設計手順および設計されたフィードバック制御系での制御量の決定についてのフローチャートである。 時刻０［ｓ］においてｄｕｔｙ比が０％から５０％へ変化した場合の時間応答のシミュレーション結果である。 オン時間τ_１が取り得る値に対する線形なｙ１および非線形なｙ２のそれぞれの値を示す図である。 ｄｕｔｙ比５％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。 ｄｕｔｙ比１０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。 ｄｕｔｙ比２０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。 ｄｕｔｙ比３０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。 ｄｕｔｙ比５０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。 ｄｕｔｙ比５０％における連続モデル式および離散モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。 連続モデル式での伝達関数のボード線図である。 図６の電子制御装置におけるＩＬＱ設計法によるフィードバック制御系のパラメータの決定手順の機能ブロック線図である。 図６の電子制御装置におけるＩＬＱ設計法によるフィードバック制御系のパラメータの決定手順についてのフローチャートである。 電子制御装置におけるフィードバック制御系での制御量の決定手順についてのフローチャートである。 図４のリニアソレノイドの等価回路、リニアソレノイドの駆動回路、および比較例に係る２自由度制御系で設計されたリニアソレノイドの電子制御装置の機能ブロック線図である。 パラメータＴ_ｃを変化させた場合における図２２のフィードバックコントローラ部での外乱ｄに対する出力ｙの比を表した伝達関数のボード線図のシミュレーション結果である。 パラメータＴ_ｃを変化させた場合における図２２のフィードバックコントローラ部での操作量ｕに対する出力ｙの比を表した伝達関数のボード線図のシミュレーション結果である。 図６のフィードバックコントローラ部における伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）のボード線図のシミュレーション結果である。 図６のフィードバックコントローラ部における静的電流精度（絶対誤差と相対誤差）のシミュレーション結果である。 図６のフィードバックコントローラ部における伝達関数Ｇ（ｓ）のボード線図のシミュレーション結果である。 図６のフィードバックコントローラ部におけるステップ応答における偏差およびフィードバック補正量の説明図である。 図６のフィードバックコントローラ部におけるバッテリ電圧のステップ変化（下がり側）への応答のシミュレーション結果である。 図６のフィードバックコントローラ部におけるバッテリ電圧のステップ変化（上がり側）への応答のシミュレーション結果である。 図４のリニアソレノイドの等価回路、リニアソレノイドの駆動回路、および本発明の実施例に係るＩＬＱ設計法で設計されたリニアソレノイドの電子制御装置のパラメータの補正制御に係る機能ブロック線図である。 駆動電流が流れる電気回路のインダクタンスと収束状態における最低瞬時電流Ｉｍｉｎｃとの関係を表す図である。 図３１の電子制御装置におけるパラメータの補正制御についてのフローチャートである。 本発明の他の実施例である電子制御装置を含む可変バルブタイミング装置の要部を示す構成図である。 本発明の他の実施例である電子制御装置を含む可変バルブタイミング装置の要部を示す構成図である。 本発明の他の実施例である電子制御装置を含む可変バルブタイミング装置の要部を示す構成図である。

本明細書で記載の行列に関して、以下のとおり記載されている。行列の右上の記号「－１」は、その行列の逆行列であることを表す。行列の右上の記号「Ｔ」は、その行列の転置行列であることを表す。行列Ｉは、単位行列を表す。

以下、本発明の実施例について図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施例である電子制御装置１７０を含む車両用動力伝達装置２０の構成図である。なお、図１には、本発明の他の実施例である電子制御装置２７０を含む油圧式可変バルブタイミング装置２００の構成も記載されている。車両用動力伝達装置２０は、車両用エンジン１０（以下、エンジン１０という）に連結されたトルクコンバータ１２、車両用自動変速機１４（以下、自動変速機１４という）、差動歯車装置１６、自動変速機１４の変速段を制御する油圧制御回路１８、その油圧制御回路１８を制御する電子制御装置１７０等を備える。エンジン１０から出力された動力は、トルクコンバータ１２、自動変速機１４、差動歯車装置１６、左右の車軸２２等を経て図示しない駆動輪へ伝達される。

トルクコンバータ１２は、エンジン１０のクランク軸２６に連結されたポンプ翼車２８と、自動変速機１４の入力軸３０に連結され且つ流体を介してポンプ翼車２８から動力が伝達されるタービン翼車３２と、一方向クラッチ３４を介して非回転部材であるハウジング３６に固定された固定翼車３８と、ポンプ翼車２８およびタービン翼車３２を図示しないダンパを介して直結するロックアップクラッチ４０と、を備える。

自動変速機１４は、前進４速、後進１速の変速段が達成される多段変速機である。自動変速機１４は、入力軸３０と、ラビニヨ式の遊星歯車装置４４と、遊星歯車装置４４のリングギヤ４６とともに回転するリングギヤ４８と、リングギヤ４８と差動歯車装置１６との間で動力を伝達する出力軸として機能するカウンタ軸５０と、を備える。

遊星歯車装置４４は、シングルピニオン型の遊星歯車装置５２およびダブルピニオン型の遊星歯車装置５４がキャリヤ５６とリングギヤ４６とを共用して成るものである。遊星歯車装置５２は、サンギヤ５８と、キャリヤ５６に取り付けられたプラネタリギヤ６０と、リングギヤ４６と、により構成されている。遊星歯車装置５４は、サンギヤ６２と、相互に一体的に結合され且つキャリヤ５６に回転可能な状態で取り付けられた第１ピニオン６４および第２ピニオン６６と、により構成されている。

遊星歯車装置５２および遊星歯車装置５４の構成要素は、それらの構成要素の一部が互いに一体的に連結されるだけでなく、３つのクラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３によって互いに選択的に連結されるようになっている。遊星歯車装置５２および遊星歯車装置５４の構成要素の一部は、３つのブレーキＢ１，Ｂ２，Ｂ３によってハウジング３６に選択的に連結され、さらに、それらの構成要素の一部は２つの一方向クラッチＦＣ１，ＦＣ２によってその回転方向によりハウジング３６に係合させられる。なお、トルクコンバータ１２および自動変速機１４のカウンタ軸５０以外の部分は、入力軸３０等の軸心ＣＬ１に対して対称的に構成されているため、図１においてはその軸心ＣＬ１の下側が省略して示されている。

油圧式摩擦係合装置であるクラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３、ブレーキＢ１，Ｂ２，Ｂ３は、例えば多板式のクラッチや１本または巻付け方向が反対の２本のバンドを備えたバンドブレーキ等にて構成される。クラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３、ブレーキＢ１，Ｂ２，Ｂ３は、電子制御装置１７０からの指令に従って作動する油圧制御回路１８によりそれらの摩擦係合および係合解除がそれぞれ制御され、図２に示すように変速比γ（＝入力軸３０の回転速度／カウンタ軸５０の回転速度）がそれぞれ異なる前進４段・後進１段の変速段が得られる。図２の「１ＳＴ」，「２ＮＤ」，「３ＲＤ」，「４ＴＨ」は、それぞれ前進側の第１速変速段，第２速変速段，第３速変速段，第４速変速段を表しており、上記変速比γは第１速変速段から第４速変速段に向かうに従って順次小さくなる。図２において、「Ｐ」，「Ｒ」，「Ｎ」，「Ｄ」，「２」，「Ｌ」は、それぞれシフトレバー８４の手動操作により択一的に選択されるパーキングレンジ，リバースレンジ，ニュートラルレンジ，ドライブレンジ，セカンドレンジ，ローレンジを示している。パーキングレンジおよびニュートラルレンジは車両を走行させないときに選択される非走行レンジであり、リバースレンジは車両を後進走行させるときに選択される走行レンジであり、ドライブレンジ、セカンドレンジ、ローレンジは車両を前進走行させるときに選択される走行レンジである。

図２は、図１の自動変速機１４において、それに備えられた油圧式摩擦係合装置の作動の組み合わせにより達成される変速段を説明する図である。図２において、○印は係合或いは作動状態を示し、空欄は解放或いは非作動状態を示している。例えば、「Ｄ」（ドライブレンジ）における第２速変速段から第３速変速段へのアップ変速は、クラッチＣ１の係合が維持されつつクラッチＣ２が係合させられることにより実行される。また、第４速変速段から第３速変速段への４→３ダウン変速は、クラッチＣ１の係合作動とブレーキＢ１の解放作動とがオーバラップ状態またはアンダーラップ状態で実行される所謂クラッチツウクラッチ変速により実行される。

油圧制御回路１８は、自動変速機１４の変速段を成立させる制御等に使用される２つの第１電磁開閉弁ＳＶ１，第２電磁開閉弁ＳＶ２、リニアソレノイド弁ＳＬＴ、リニアソレノイド弁ＳＬＵ、および油温センサ８８等を備える。リニアソレノイド弁ＳＬＴは、後述のスロットル開度センサ７６により検出されたスロットル開度ＴＡ［％］すなわちエンジン負荷に対応した大きさの制御油圧ＰＳ［ＭＰａ］を発生させる。リニアソレノイド弁ＳＬＵは、例えばロックアップクラッチ４０の摩擦係合、その摩擦係合の解除およびそのスリップ量等の制御のための油圧を発生させる。油温センサ８８は、油圧制御回路１８内の作動油温度Ｔｈｏｉｌ［℃］を検出する作動油温検出装置として機能する。なお、制御油圧ＰＳは、本発明における「信号圧」に相当する。

電子制御装置１７０は、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｏｎｔｒｏｌ ｕｎｉｔ（ＥＣＵ）とも呼ばれ、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、および図示しない入出力インターフェース等を備えた所謂マイクロコンピュータを含んで構成されている。電子制御装置１７０は、そのＣＰＵがＲＡＭの一時記憶機能を利用しつつＲＯＭに予め記憶されたプログラムに従って信号処理を行うことにより、車両用動力伝達装置２０内の油圧式摩擦係合装置（クラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３、ブレーキＢ１，Ｂ２，Ｂ３）やロックアップクラッチ４０などの各種装置を制御する。なお、電子制御装置１７０は、本発明における「制御装置」に相当する。

電子制御装置１７０には、エンジン１０の図示しない吸気配管に設けられたスロットル開度ＴＡを検出するスロットル開度センサ７６、エンジン回転速度Ｎｅ［ｒｐｍ］を検出するエンジン回転速度センサ７８、入力軸回転速度Ｎｉｎ［ｒｐｍ］を検出する入力軸回転速度センサ８０、カウンタ軸回転速度Ｎｃ［ｒｐｍ］すなわち車速Ｖｃ［ｋｍ／ｈ］を検出するための車速センサ８２、シフトレバー８４の操作位置Ｐｓｔすなわちパーキングレンジ，リバースレンジ，ニュートラルレンジ，ドライブレンジ，セカンドレンジ，ローレンジの各レンジのいずれかを検出する操作位置センサ８６、および油圧制御回路１８内の作動油の温度を検出する油温センサ８８から、それぞれスロットル開度ＴＡを表す信号、エンジン回転速度Ｎｅを表す信号、入力軸回転速度Ｎｉｎを表す信号、カウンタ軸回転速度Ｎｃすなわち車速Ｖｃを表す信号、シフトレバー８４の操作位置Ｐｓｔを表す信号、および油圧制御回路１８内の作動油温度Ｔｈｏｉｌを表す信号が供給される。

図３は、図１の自動変速機１４を制御する油圧制御回路１８の要部構成の概略を説明するブロック図である。エンジン１０によって回転駆動される油圧ポンプ９０は、ストレーナ９２を介して還流した作動油を吸引してライン圧発生装置１００へ作動油を圧送する。ライン圧発生装置１００は、油圧ポンプ９０から圧送された作動油の油圧をエンジン負荷に応じた値であるライン圧ＰＬ［ＭＰａ］に調圧し、油圧式摩擦係合装置であるクラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３、ブレーキＢ１，Ｂ２，Ｂ３の元圧としてシフト弁装置１０２などへライン圧ＰＬを出力する。マニュアル弁１０４は、シフトレバー８４に機械的に連結されたものであり、シフトレバー８４の走行レンジの選択操作に応じてライン圧ＰＬの供給先を切り替える。この切り替えにより、選択された走行レンジに対応した油圧、例えばリバースレンジ圧、ドライブレンジ圧、セカンドレンジ圧、ローレンジ圧がシフト弁装置１０２へ出力される。第１電磁開閉弁ＳＶ１および第２電磁開閉弁ＳＶ２は、専ら変速段を選択するために電子制御装置１７０によって制御された出力圧をシフト弁装置１０２へ出力する。

シフト弁装置１０２は、マニュアル弁１０４からの走行レンジに対応した油圧と、２つの第１電磁開閉弁ＳＶ１および第２電磁開閉弁ＳＶ２からの出力圧と、に基づいて変速時に切換作動させられる不図示の１－２シフト弁、２－３シフト弁、３－４シフト弁などを備える。シフト弁装置１０２は、図２に示す作動に従って、各油圧式摩擦係合装置であるクラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３、ブレーキＢ１，Ｂ２，Ｂ３へ係合油圧を選択的に供給する。クラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３およびブレーキＢ１，Ｂ２には、それらの係合油圧すなわち係合トルクの上昇を緩和するためのＣ１アキュムレータＡＣ１、Ｃ２アキュムレータＡＣ２、Ｃ３アキュムレータＡＣ３、Ｂ１アキュムレータＡＢ１、Ｂ２アキュムレータＡＢ２がそれぞれ接続されている。

図４は、図３のライン圧発生装置１００の油圧回路図である。ライン圧調圧弁１１０は、プランジャ１１２と、プランジャ１１２に当接した状態で軸方向に移動可能に設けられて入力ポート１１０ｂと出力ポート１１０ｄとの間を開閉するスプール弁子１１４と、ばね受板１１６を介してスプール弁子１１４を閉弁方向に付勢するスプリング１１８と、を備える。ライン圧調圧弁１１０は、リニアソレノイド弁ＳＬＴから入力ポート１１０ａに供給される制御油圧ＰＳに基づいて、入力ポート１１０ｂに供給される油圧ポンプ９０からの作動油の油圧をエンジン１０の負荷に対応した大きさのライン圧ＰＬに調圧する。ライン圧調圧弁１１０の入力ポート１１０ｃには、入力ポート１１０ｂに供給される油圧がフィードバック油圧として供給されている。ライン圧調圧弁１１０が、スプリング１１８の付勢力ＷＲＥＧ［Ｎ］、スプール弁子１１４のランド１２０の環状の受圧面積ＡＲＥＧ１［ｍｍ^２］、およびスプール弁子１１４を出力ポート１１０ｄの閉弁方向に付勢するプランジャ１１２の受圧面積ＡＲＥＧ２［ｍｍ^２］を有する場合、ライン圧ＰＬは式（７）で表される。ここで、式（７）は、ライン圧ＰＬが制御油圧ＰＳに比例して発生させられることを示している。制御油圧ＰＳがエンジン負荷に対応した大きさの油圧とされることで、ライン圧ＰＬもエンジン負荷に対応した大きさの油圧に調圧される。
ＰＬ＝（ＡＲＥＧ２・ＰＳ＋ＷＲＥＧ）／ＡＲＥＧ１ ・・・・・（7）

リニアソレノイド弁ＳＬＴは、入力ポート１３０ａと出力ポート１３０ｂとの間を開閉するスプール弁子１３２と、スプール弁子１３２を開弁方向に付勢するスプリング１３４と、を備える。入力ポート１３０ａには、一定圧ＰＳＯＬ［ＭＰａ］が供給され、電子制御装置１７０が制御するリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）［Ａ］に対応して一定圧ＰＳＯＬが制御油圧ＰＳに調圧されて出力ポート１３０ｂから供給される。リニアソレノイド弁ＳＬＴが、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）に対応する駆動信号ＳＤ１としてスプール弁子１３２を出力ポート１３０ｂの閉弁方向へ向かわせる推力ＦＩ［Ｎ］、スプリング１３４の付勢力ＷＳＬＴ［Ｎ］、およびスプール弁子１３２のランド１３６の環状の受圧面積ＡＳＬＴ［ｍｍ^２］を有する場合、推力ＦＩに対する変化特性は式（８）で表される。ここで、ランド１３６およびランド１３８の間のフィードバック油室１４０と出力ポート１３０ｂとは油路１４２によって連通させられており、ランド１３６の環状の受圧面に作用する油圧は制御油圧ＰＳとなっている。推力ＦＩは、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）に比例した大きさとなるようになっている。
ＰＳ＝ＷＳＬＴ／ＡＳＬＴ－ＦＩ／ＡＳＬＴ ・・・・・（8）

減圧弁１５０は、入力ポート１５０ａと出力ポート１５０ｂとの間を開閉するスプール弁子１５２と、スプール弁子１５２を開弁方向に付勢するスプリング１５４と、を備える。減圧弁１５０は、入力ポート１５０ａに供給されるライン圧ＰＬを一定圧ＰＳＯＬに調圧して出力ポート１５０ｂから出力し、リニアソレノイド弁ＳＬＴやリニアソレノイド弁ＳＬＵなどへ供給する。減圧弁１５０の入力ポート１５０ｃには、出力ポート１５０ｂから出力された油圧がフィードバック油圧として供給される。減圧弁１５０が、スプール弁子１５２の入力ポート１５０ｃに連通する受圧面積ＡＭＯＤ［ｍｍ^２］およびスプリング１５４の付勢力ＷＭＯＤ［Ｎ］を有する場合、一定圧ＰＳＯＬは式（９）で表される。
ＰＳＯＬ＝ＷＭＯＤ／ＡＭＯＤ ・・・・・（9）

図５は、図４のリニアソレノイドＳＳＬＴの等価回路、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶ、および本発明の一の実施例に係るリニアソレノイドＳＳＬＴの電子制御装置１７０ａの機能ブロック線図である。図５では、フィードバックコントローラ部１７６ａ内の一点鎖線で囲まれた部分が制御対象であり、制御対象は直達項を有さない構造である。図６は、図４のリニアソレノイドＳＳＬＴの等価回路、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶ、および本発明の他の実施例に係るリニアソレノイドＳＳＬＴの電子制御装置１７０ｂの機能ブロック線図である。図６では、フィードバックコントローラ部１７６ｂ内の一点鎖線で囲まれた部分が制御対象であり、制御対象は直達項を有する構造である。図４および図５において、フィードバックコントローラ部１７６ａおよびフィードバックコントローラ部１７６ａ以外の部分は互いに同じである。なお、電子制御装置１７０ａおよび電子制御装置１７０ｂは、電子制御装置１７０の例示であり、電子制御装置１７０のフィードバック制御系はＩＬＱ設計法にて設計されている。フィードバック制御系とは、フィードバック制御の自動制御を行わせるための構成組織をいい、例えば図５のフィードバックコントローラ部１７６ａ内や図６のフィードバックコントローラ部１７６ｂ内に記載されている制御ブロック線図によって表される。

以下、図６の電子制御装置１７０ｂを用いて電子制御装置１７０の機能を説明する。リニアソレノイドＳＳＬＴの電気的特性は、等価インダクタンスＬｓ［Ｈ］および等価抵抗Ｒｓ［Ω］のＲＬ直列回路で表現される。なお、後述の駆動トランジスタＴｒのオン抵抗は、等価抵抗Ｒｓに含まれる。リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶは、バッテリ電圧Ｐｂ［Ｖ］が電源電圧として供給される端子Ｂｔ、駆動トランジスタＴｒ、検出抵抗Ｒｄ［Ω］、オペアンプＡＭＰ、およびＡ／Ｄ変換器ＡＤＣを備える。駆動トランジスタＴｒがオンすることでバッテリ電圧ＰｂによりリニアソレノイドＳＳＬＴに駆動電流ｉ（ｔ）が流れる。検出抵抗Ｒｄ［Ω］は、リニアソレノイドＳＳＬＴと直列に配置され、リニアソレノイドＳＳＬＴに流れる駆動電流ｉ（ｔ）が検出抵抗Ｒｄの両端の電圧差として取り出される。オペアンプＡＭＰがその取り出された電圧差を増幅した後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣによってデジタル信号化された実際の駆動電流ｉ（ｔ）を表す電流信号Ｉａｃｔが電子制御装置１７０ｂに入力されるように構成されている。

電子制御装置１７０ｂは、指令値設定部１７２、パラメータ格納部１７４、フィードバックコントローラ部１７６ｂ、およびＰＷＭ生成部１７８を備える。

指令値設定部１７２は、スロットル開度ＴＡを表す信号、エンジン回転速度Ｎｅを表す信号、入力軸回転速度Ｎｉｎを表す信号、カウンタ軸回転速度Ｎｃすなわち車速Ｖｃを表す信号、およびシフトレバー８４の操作位置Ｐｓｔを表す信号から予め設定された走行マップに基づいて、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流を制御目標値として表す電流指令値ｒ（ｔ）を設定する。指令値設定部１７２は、電流指令値ｒ（ｔ）をフィードバックコントローラ部１７６ｂに出力する。

パラメータ格納部１７４には、後述するようにフィードバック制御系で適用されるパラメータが製造段階で格納されている。

フィードバックコントローラ部１７６ｂは、指令値設定部１７２から入力された電流指令値ｒ（ｔ）に対して、前述の実際の駆動電流ｉ（ｔ）を表す電流信号Ｉａｃｔのフィードバック制御を行って出力ｙをＰＷＭ生成部１７８に出力する。出力ｙは、後述する制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）に応じたｄｕｔｙ比を表す信号である。

ＰＷＭ生成部１７８は、フィードバックコントローラ部１７６ｂから入力された出力ｙに基づいて、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成する。ＰＷＭ生成部１７８は、生成したＰＷＭ信号を駆動トランジスタＴｒのゲート電極に出力し、駆動トランジスタＴｒのオンオフ制御を実行する。リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動トランジスタＴｒ側の入力電圧ｖｉｎ（ｔ）［Ｖ］が、駆動トランジスタＴｒのオンオフ制御のｄｕｔｙ比によって制御され、これによりリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）が制御される。

ここで、本実施例の緒元値については、例えば各抵抗およびインダクタンスの特性値は、等価抵抗Ｒｓ＝５．３［Ω］、検出抵抗Ｒｄ＝０．５［Ω］、等価インダクタンスＬｓ＝２０×１０^－３［Ｈ］のノミナル値である。ノミナル値とは、これら抵抗やインダクタンスの特性値の平均値のことであり、実際の特性値（以下、実際値という）は製造ばらつきや温度変化によって変動する。また、バッテリ電圧Ｐｂは１５［Ｖ］で、ＰＷＭ信号の駆動周波数ｆ_ｄは１／３．３２４×１０^３［Ｈｚ］である。従って、駆動周期τは１／３×１０^－２［ｓ］（＝１／ｆ_ｄ）である。

図７は、図６の駆動トランジスタＴｒがＰＷＭ信号によりオンオフ制御された場合の駆動電流ｉ（ｔ）の瞬時電流およびその瞬時電流の駆動周期τ毎の平均電流Ｉａｖｅの時間変化を説明する図である。図７は、時刻０［ｓ］にｄｕｔｙ比が５０％のＰＷＭ信号の駆動トランジスタＴｒへの入力が開始された場合を示している。駆動周期τの前半５０％の期間で駆動トランジスタＴｒがオン制御され、駆動周期τの後半５０％の期間で駆動トランジスタＴｒがオフ制御されている。図７（ａ）は、入力電圧ｖｉｎ（ｔ）の時間変化であり、図７（ｂ）は、駆動電流ｉ（ｔ）の時間変化である。図７（ａ）に示されるように、駆動周期τの半周期（約１．６７［ｍｓ］）毎に、１５［Ｖ］の入力と０［Ｖ］の入力とがリニアソレノイドＳＳＬＴへの入力電圧ｖｉｎ（ｔ）として交互に繰り返される。図７（ｂ）の２つの破線は、それぞれ駆動周期τ毎に表れる最低瞬時電流Ｉｍｉｎ同士を結んだ線および駆動周期τ毎に表れる最高瞬時電流Ｉｍａｘ同士を結んだ線である。図７（ｂ）に示されるように、リニアソレノイドＳＳＬＴに流れる駆動電流ｉ（ｔ）の瞬時電流は駆動周期τ毎に最低瞬時電流Ｉｍｉｎと最高瞬時電流Ｉｍａｘとの間を行き来しつつ次第に増加し、最低瞬時電流Ｉｍｉｎおよび最高瞬時電流Ｉｍａｘはそれぞれ時間の経過と共に一定値に収束する。駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流Ｉａｖｅも最低瞬時電流Ｉｍｉｎおよび最高瞬時電流Ｉｍａｘの増加に応じて次第に増加し、時間の経過と共に一定値に収束する。収束状態における平均電流がＩａｖｅｃであり、収束状態における最低瞬時電流がＩｍｉｎｃである。なお、収束状態とは、駆動電流ｉ（ｔ）の最低瞬時電流Ｉｍｉｎ、平均電流Ｉａｖｅが変化しなくなって一定値となった状態をいい、ほとんど変化せず実質的に一定値となった状態も含まれる。

図８は、図６の電子制御装置１７０ｂにおけるフィードバック制御系の設計手順についての機能ブロック線図である。図８に示されるように電子制御装置１７０ｂのフィードバック制御系の「設計工程１９０」には、「電気回路の近似化１９０ａ」、「第１の立式１９０ｂ」、「第２の立式１９０ｃ」、「漸化式の導出１９０ｄ」、「漸化式の求解１９０ｅ」、「近似式による線形化１９０ｆ」、「ＩＬＱ設計法による伝達関数の導出１９０ｇ」、および「パラメータの書込み１９０ｈ」の各工程があり、人間がこれらを実行する場合には各工程は手段に相当し、ＡＩ（Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｃｅ）などの電子計算機がこれらを実行する場合には各工程はその機能を実行する部に相当する。

最初に実行される「電気回路の近似化１９０ａ」の工程は、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路を抵抗Ｒｚ［Ω］とインダクタンスＬ［Ｈ］との直列回路による近似化を実行する工程である。ここで、抵抗Ｒｚは、リニアソレノイドＳＳＬＴの等価抵抗Ｒｓと検出抵抗Ｒｄとの合計値であり、インダクタンスＬはリニアソレノイドＳＳＬＴの等価インダクタンスＬｓと同義である。次に実行される「第１の立式１９０ｂ」の工程は、近似化された直列回路に流れる駆動電流ｉ（ｔ）の瞬時電流についての回路方程式の立式を実行する工程である。その次に実行される「第２の立式１９０ｃ」の工程は、駆動電流ｉ（ｔ）を制御するときの制御量に関する式の立式を実行する工程である。その次に実行される「漸化式の導出１９０ｄ」の工程は、制御量に関する式を漸化式の形式に導出する工程である。その次に実行される「漸化式の求解１９０ｅ」の工程は、漸化式を解いて解を求める工程である。その次に実行される「近似式による線形化１９０ｆ」の工程は、近似式により解かれた漸化式を線形化する工程である。その次に実行される「ＩＬＱ設計法による伝達関数の導出１９０ｇ」の工程は、線形化され、且つ解かれた漸化式を用いて伝達関数を導出する工程である。その次に実行される「パラメータの書込み１９０ｈ」の工程は、導出された伝達関数で適用されるパラメータを電子制御装置１７０のパラメータ格納部１７４へ書き込む工程である。なお、上述の各工程の具体的な内容は以下で説明する。

図９は、図６の電子制御装置１７０ｂにおけるフィードバック制御系の設計手順についてのフローチャートである。図９のフローチャートのうち、ステップＳ７０を除く各ステップはフィードバック制御系の設計段階においてスタートされて１回実行される。ステップＳ７０は、各車両の車両用動力伝達装置２０内に設けられた電子制御装置１７０ｂへのパラメータの格納毎に、１回実行される。

「電気回路の近似化１９０ａ」の工程に対応するステップＳ１０において、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路は、抵抗ＲｚとインダクタンスＬとの直列回路への近似化が実行される。そしてステップＳ２０が実行される。

「第１の立式１９０ｂ」の工程に対応するステップＳ２０において、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動トランジスタＴｒ側の入力電圧がｖｉｎ（ｔ）のとき、リニアソレノイドＳＳＬＴおよび駆動回路ＤＲＶから構成された駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路についての回路方程式は、式（１０）の微分方程式として立式される。なお、式（１０）は式（１）と同じものである。そしてステップＳ３０が実行される。

「第２の立式１９０ｃ」の工程に対応するステップＳ３０において、駆動電流ｉ（ｔ）を制御するときの制御量が第ｎ周期（ｎは自然数）の平均駆動電流ｉ（ｎτ）とされ、その制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）に関する式は、式（１１）として立式される。なお、式（１１）は式（２）と同じものである。そしてステップＳ４０が実行される。

「漸化式の導出１９０ｄ」の工程に対応するステップＳ４０において、制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）に関する式が漸化式として導出される。式（１０）の左右両辺をラプラス変換すると式（１２）となり、式（１２）は式（１３）となる。また、伝達関数Ｇ_ｐ（ｓ）は式（１４）となる。このように一次遅れ系の伝達関数Ｇ_ｐ（ｓ）を得る。

この伝達関数Ｇ_ｐ（ｓ）での時刻０［ｓ］における入力電圧ｖｉｎ（ｔ）のステップ入力に対する駆動電流ｉ（ｔ）のステップ応答を求めると、駆動電流ｉ（ｔ）について式（１５）が成り立つ。ここで、Ｐｂは前述したようにバッテリ電圧である。

よって、ｄｕｔｙ比＝τ_１／τ×１００［％］のときの第１周期目の平均駆動電流ｉ（τ）は、重ね合せの原理から式（１６）が成り立ち、よって平均駆動電流ｉ（τ）について式（１７）が成り立つ。なお、オン時間τ_１［ｓ］は、駆動トランジスタＴｒがオン制御されている時間である。駆動周期τからオン時間τ_１を減じた時間が、駆動トランジスタＴｒがオフ制御されているオフ時間τ_２である。

同様にして、第２周期目の平均駆動電流ｉ（２τ）について式（１８）が成り立つ。ここで、式（１９）が成り立つから平均駆動電流ｉ（２τ）について式（２０）が成り立つ。さらに、平均駆動電流ｉ（τ）、ｉ（２τ）の導出と同様の式変形によって、式（２１）の漸化式が導出される。なお、式（２１）は式（３）と同じものである。そしてステップＳ５０が実行される。

「漸化式の求解１９０ｅ」の工程に対応するステップＳ５０において、漸化式が解かれて制御量に関する解が求められる。

ここで、平均駆動電流ａ_ｎ、変数α、変数βを、それぞれ式（２２）、式（２３）、および式（２４）のように定義すると、式（２１）は式（２５）のように書ける。よって、平均駆動電流ａ_ｎは、等比級数の和に関する計算が用いられて式（２６）のように表される。

ここで、変数α、変数βは、それぞれ式（２３）および式（２４）のように定義されていたから、α×βについて式（２７）が成り立つ。また、ａ_１は、平均駆動電流ｉ（τ）として式（１７）で計算されるから、式（２６）は、式（２８）のように書ける。すなわち、制御量である平均駆動電流ａ_ｎ（＝平均駆動電流ｉ（ｎτ））に関する解が、式（２８）のように求められる。

ところで、図１０は時刻０［ｓ］でｄｕｔｙ比が０％から５０％へ変化した場合の式（２８）による時間応答のシミュレーション結果である。図１０において、×印は式（２８）による駆動電流ｉ（ｔ）の時間応答を示し、破線は駆動電流ｉ（ｔ）の収束値を示している。次に、十分に時間が経過した後の収束値について考えると、式（２８）においてｎ→∞のときの収束駆動電流ａ_∞は、式（２９）のようになる。従って、式（２４）で定義した変数βは、β＜１であるから、収束駆動電流ａ_∞について式（３０）が成り立つ。

このように十分に時間が経過した後の収束駆動電流ａ_∞は、ｄｕｔｙ比×バッテリ電圧Ｐｂ／抵抗Ｒｚとなり、ｄｕｔｙ比に対し線形な関係となっていることが分かる。そしてステップＳ６０が実行される。

「近似式による線形化１９０ｆ」および「ＩＬＱ設計法による伝達関数の導出１９０ｇ」の工程に対応するステップＳ６０において、近似式により解かれた漸化式が線形化され、伝達関数が導出される。

式（２８）において、制御量である平均駆動電流ａ_ｎは非線形であるため、フィードバックコントローラ部１７６ｂの設計を行いやすくするために線形化が実行される。まず、ｙ１、ｙ２は、それぞれ式（３１）および式（３２）のように定義される。図１１は、オン時間τ_１が取り得る値に対する線形なｙ１および非線形なｙ２のそれぞれの値を示す図である。図１１の結果からｙ１とｙ２はほぼ等しいと言えるから、オン時間τ_１に対して非線形である式（３３）の左辺はオン時間τ_１に対して線形である式（３３）の右辺とほぼ等しいと言える。そのため、式（２８）に対して式（３３）を用いることで、制御量である平均駆動電流ａ_ｎは、近似式により線形化されて式（３４）で表される。すなわち、制御量に関する式（２８）を線形化する際の近似式が式（３３）である。なお、式（３３）は式（４）と同じものである。

式（３４）のように線形化された制御量である平均駆動電流ａ_ｎの時間応答への影響について確認する。非線形モデル式である式（２８）および線形モデル式である式（３４）より、時刻０［ｓ］における入力電圧ｖｉｎ（ｔ）のステップ入力に対する平均駆動電流ａ_ｎのステップ応答は、図１２から図１６までのようになる。図１２から図１６までにおいて、×印は非線形モデル式による平均駆動電流ａ_ｎを示し、黒丸印は線形モデル式による駆動電流ａ_ｎを示し、破線は駆動電流ａ_ｎの収束値を示している。図１２は、ｄｕｔｙ比５％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。図１３は、ｄｕｔｙ比１０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。図１４は、ｄｕｔｙ比２０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。図１５は、ｄｕｔｙ比３０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。図１６は、ｄｕｔｙ比５０％における非線形モデル式および線形モデル式でのそれぞれのステップ応答のシミュレーション結果である。図１２～１６から、ステップ応答においても近似式である式（３３）は良好な近似となっていることが分かる。

式（３４）より、システムの伝達関数Ｇ（ｓ）（連続時間モデル）が求められるが、まず、ステップ応答の時間関数が式（３５）で表されるシステムの伝達関数Ｇ_１（ｓ）について考える。式（３５）の両辺をラプラス変換すると、式（３６）のようになる。よって、伝達関数Ｇ_１（ｓ）は式（３７）のようになる。

ここで、式（３４）および式（３５）の各係数を見比べると、式（３８）、式（３９）、および式（４０）が成立する。よって、式（３７）の分子ｓの係数（Ａ－Ｂ）Ｔは、式（４１）であるから、伝達関数Ｇ（ｓ）は式（４２）で表される。式（４２）に前述した各緒元値を代入すると、伝達関数Ｇ（ｓ）は式（４３）となる。

図１７は、ｄｕｔｙ比５０％における連続モデル式である式（４２）および離散モデル式である式（２８）によるステップ応答のシミュレーション結果である。図１７において、実線は連続モデル式による駆動電流ｉ（ｔ）を示し、×印は離散モデル式による駆動電流ｉ（ｔ）を示し、破線は駆動電流ｉ（ｔ）の収束値を示している。離散モデル式である式（２８）による計算値は、連続モデル式である式（４２）によって計算されたステップ応答を駆動周期τでサンプリングしたものと同値となっている。

図１８は、連続モデル式の伝達関数Ｇ（ｓ）のボード線図である。図１８（ａ）は、伝達関数Ｇ（ｓ）のゲインの周波数特性であり、図１８（ｂ）は、伝達関数Ｇ（ｓ）の位相の周波数特性である。式（４２）の伝達関数Ｇ（ｓ）の伝達表現から、伝達関数Ｇ（ｓ）は一次遅れ系ブロックとダイナミクスを持たないゲインブロックの並列結合で形成されていることが分かる。

ここから、状態空間表現モデルの導出について説明する。

伝達関数Ｇ（ｓ）を状態空間表現（可制御正準系）で表現すると、式（４４）で表される。式（４４）のもと、伝達関数Ｇ（ｓ）は式（４５）である。従って、入出力の定常ゲインを考慮して、状態変数ｘ１を使って式（４６）および式（４７）と表される。

このように伝達関数Ｇ（ｓ）が導出された後、ステップＳ７０が実行される。

「パラメータの書込み１９０ｈ」の工程に対応するステップＳ７０において、フィードバック制御系のパラメータが電子制御装置１７０ｂのパラメータ格納部１７４へ書き込まれる。この書き込みは、各車両の製造段階において実行される。なお、フィードバック制御系のパラメータの決定方法は後述する。これにより、数式で表すことができる伝達関数を用いてリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）の制御目標値が決定される。そして図９のフローチャートは終了となる。

図１９は、図６の電子制御装置１７０ｂにおけるＩＬＱ設計法によるフィードバック制御系のパラメータの決定手順の機能ブロック線図である。ＩＬＱ設計部１９２は、前述の図８における「ＩＬＱ設計法による伝達関数の導出」の工程で用いられる。ＩＬＱ設計部１９２は、ＩＬＱ設計法（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｌｉｎｅａｒ Ｑｕａｄｒａｔｉｃ設計法）における演算を実行する設計ツールとしてのコンピュータ支援設計システム（ＣＡＤ：Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ａｉｄｅｄ Ｄｅｓｉｇｎ）であって、ゲイン決定部１９２ａ、正則行列決定部１９２ｂ、正定行列決定部１９２ｃ、パラメータ保存部１９２ｄ、およびパラメータ書込部１９２ｅを備える。ＩＬＱ設計法は、逆線形２次形式最適制御系設計法とも称されるべきものであって、現代制御理論に基づく最適レギュレータ問題（ＬＱ問題）の逆問題の結果を巧妙に応用した最適サーボ系設計法であり、重みを与えずに簡単な極配置からＬＱ問題の解を導出できる。このようなＩＬＱ設計法は、複数の文献に詳細が開示されている（例えば、題名：ロバスト制御、著者：木村英紀、藤井隆雄、森武宏、発行：コロナ社、発行年：１９９４年、１４１～１５３頁を参照）。

ゲイン決定部１９２ａは、フィードバック制御系におけるゲインＫを決定する。ＩＬＱ設計法によるゲインＫの具体的な決定方法は後述する。ゲイン決定部１９２ａは、ゲインＫの決定後に指令信号を正則行列決定部１９２ｂへ出力する。なお、ゲインＫは、本発明におけるフィードバック制御系の「パラメータ」に相当する。

正則行列決定部１９２ｂは、ゲイン決定部１９２ａから指令信号が入力されると、フィードバック制御系における正則行列Ｖを決定する。ＩＬＱ設計法による正則行列Ｖの具体的な決定方法は後述する。正則行列決定部１９２ｂは、正則行列Ｖの決定後に指令信号を正定行列決定部１９２ｃへ出力する。

正定行列決定部１９２ｃは、正則行列決定部１９２ｂから指令信号が入力されると、フィードバック制御系における正定行列Σを決定する。ＩＬＱ設計法による正定行列Σの具体的な決定方法は後述する。正定行列決定部１９２ｃは、正定行列Σの決定後に、ゲインＫ、正則行列Ｖ、正定行列Σなどのパラメータを図８における「パラメータの書込み１９０ｈ」の工程へ出力する。なお、正定行列Σは、本発明におけるフィードバック制御系の「パラメータ」に相当する。

前述したように、「パラメータの書込み１９０ｈ」の工程において、ゲインＫ、正則行列Ｖ、正定行列Σなどのパラメータが電子制御装置１７０ｂのパラメータ格納部１７４に書き込まれる。

ここから、ＩＬＱ設計法によるフィードバック制御系のパラメータの決定方法の詳細を説明する。ＩＬＱ設計法では、状態フィードバックゲインＫが与えられたときに、必ず何らかの重み行列Ｑ，Ｒに対し評価関数を最小にする必要十分条件とそのパラメトライゼーションが与えられる。すなわち、結果として何らかの重み行列Ｑ，Ｒに対し最適であることが保証されるゲイン構造の中で、閉ループ系の極配置や、伝達関数の周波数特性を実現する制御則が求められる。

まず、初めに何らかの重み行列Ｑ，Ｒに対し最適となる制御則の必要十分条件を記す。計算の見通しを良くするために、一般性を失うことなく、式（４８）の条件を満たすシステム行列Ａ、Ｂに適当な基底変換を施し、式（４９）および式（５０）のように変換したシステム行列を用いて以下の説明を行う。なお、式（４８）において、Ｒ^ｎ×ｎは、ｎ×ｎ次の実数行列の集合を表し、Ｒ^ｎ×ｍは、ｎ×ｍ次の実数行列の集合を表す。式（４９）において、Ｒ^{（ｎ-ｍ）×（ｎ-ｍ）}は、（ｎ－ｍ）×（ｎ－ｍ）次の実数行列の集合を表し、Ｒ^{（ｎ－ｍ）×ｍ}は、（ｎ－ｍ）×ｍ次の実数行列の集合を表し、Ｒ^{ｍ×（ｎ－ｍ）}は、ｍ×（ｎ－ｍ）次の実数行列の集合を表す。また、式（５０）において、Ｒ^ｍ×ｍは、ｍ×ｍ次の実数行列の集合を表す。

このとき、最適レギュレータゲインＫは、式（５１）のようにパラメトライズされる。また、このときの重み行列Ｒは、式（５２）で表される。なお、Ｖは正則行列、Σは正定行列である。
Ｋ＝Ｖ^-1ΣＶ［ Ｆ₁ Ｉ ］ ・・・・・（51）
Ｒ＝Ｖ^ＴΣ^-1Ｖ ・・・・・（52）

まず、行列Ｆ_１の決定が行われる。目標応答性の観点から、指定極ｓ_１・・・ｓ_ｎ－ｍに対し、式（５３）にて、ｔ_ｉが互いに独立となるようにベクトルｇ_ｉが設定される。次に、式（５４）により行列Ｆ_１が求められる。

次に、正則行列Ｖの決定が行われる。正則行列Ｖは、正則であること以外に制約は無いため、例えば簡素化のために単位行列とされる。

次に、正定行列Σの決定が行われる。式（５５）の線形行列不等式が、正定行列Ｙ_１＞０について可解となる最小のΣ_ｍｉｎ以上となる行列が正定行列Σとして選ばれる。

次に、式（５６）および式（５７）で表される可制御かつ可観測なｎ次元ｍ入力ｍ出力線形システムの出力ｙ（ｔ）を、ステップ状に変化する電流指令値ｒ（ｔ）に追従させる最適サーボ系の設計問題を考える。なお、可制御とは、現在の入力で思いどおりに制御対象を動かせることであり、可観測とは、入力と現在設置されているセンサの出力のみからシステム内部の状態変数の値が推定できることである。電流指令値をｒとし、電流指令値ｒの入力後の状態ｘ及び入力ｕ、ならびにその状態ｘ及び入力ｕのそれぞれの定常値によって、状態ｘ_ｅは式（５８）で表される。なお、式（５８）におけるｘおよびｕの文字の上に付された線は定常値であることを表している。式（５８）において、式（５９）で表わされる入力ｖ及び式（６０）で表される出力ｙ_ｅの拡大偏差系である式（６１）に対して、評価関数Ｊは式（６２）で表される。上記設計問題は、評価関数Ｊを最小化する最適レギュレータ問題に帰着され、最適サーボ系は、その解ｖ＝－Ｋ_ｅ・ｘ_ｅおよび式（６３）をもとに、式（６４）を用いて表現され、その制御ブロック線図は前述の図５に示されたフィードバックコントローラ部１７６ａの構造で実現される。

ＩＬＱ設計法による最適サーボ系の設計では、前述した式（４８）から式（５５）までの結果を、ほぼそのままＡ_ｅ，Ｂ_ｅ，Ｃ_ｅで構成される拡大系に適応させられる。従って、この拡大系に対する最適制御則Ｋ_ｅは、式（６５）のようにパラメトライズされる。ここで、式（６４）に式（６５）を代入すると、最適制御則Ｋ_ｅは、式（６６）で表現され、制御ブロック線図は前述の図６に示されたフィードバックコントローラ部１７６ｂの構造となる。ただし、その計算は拡大系の各システム行列が部分ゼロ行列を持つため簡素化される。
Ｋ_e＝Ｖ^-1ΣＶ［ Ｋ Ｉ ］ ・・・・・（65）
Ｋ_e＝Ｖ^-1ΣＶ［ Ｋ_F ⁰ Ｋ_I ⁰ ］ ・・・・・（66）

以下、式（６５）の各パラメータの決定手順を説明する。

まず、ゲインＫの決定が行われる。目標応答性の観点から、指定極ｓ_１・・・ｓ_ｎ－ｍに対し、式（６７）にて、ｔ_ｉが互いに独立となるようにベクトルｇ_ｉが設定される。次に、式（６８）によりゲインＫが求められる。

次に、正則行列Ｖの決定が行われる。前述したように、例えば正則行列Ｖは簡素化のために単位行列とされる。

次に、正定行列Σの決定が行われる。式（６９）の線形行列不等式が、正定行列Ｙ＞０について可解となる最小のΣ_ｍｉｎ以上となる行列が正定行列Σとして選ばれる。

ここから、式（７０）で表される拡大系（Ａ_ｅ，Ｂ_ｅ，Ｃ_ｅ）に対する最適制御則Ｋ_ｅの計算について説明する。なお、計算にあたって式（７１）に留意し、式変形が簡素化されている。

ゲインＫは、極配置（本実施例では、制御目標値を時定数Ｔｆ＝２８．２［ｍｓ］でなまらせた値に追従させたいため、σ→∞のときの指定極は－１／０．０２８２×３とした）により求められ、Ｖ＝Ｉ＝（１）とし、Σ（σ）は、ある下限値より大きな正定対角行列となる。また、図５の積分型サーボ系に等価変換した際のゲインＫ_Ｆ、Ｋ_Ｉは、式（７２）のように求められる。なお、Ａ_ｅ、Ｂ_ｅ、Ｃ_ｅは、式（７３）で表される。

最適性保証下限Σ_ｍｉｎを式（７４）のもと、式（７５）がＹ＞０で可解となる最小のΣ_ｍｉｎ＞０を求めると、式（７６）のようになる。

ＩＬＱ設計法による本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂの制御ブロック線図である図６から、式（７７）および式（７８）の等式が成り立つ。式（７７）へ式（７８）を代入すると、式（７９）のようになる。ただし、式（８０）のもと、式（７８）を整理すると式（８１）のように式変形される。式（７９）に式（８１）を代入して式（８２）となる。

式（８２）をＹ（ｓ）について解くと、式（８３）のように式変形される。従って、図６における本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂの伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）は、式（８４）となる。

図２０は、図６の電子制御装置１７０ｂにおけるＩＬＱ設計法によるフィードバック制御系のパラメータの決定手順についてのフローチャートである。図２０のフローチャートは、フィードバック制御系の設計段階においてスタートされて１回実行される。

まず、ゲイン決定部１９２ａに対応するステップＳ１００において、ゲインＫが演算されて決定される。そしてステップＳ１１０が実行される。

正則行列決定部１９２ｂに対応するステップＳ１１０において、正則行列Ｖが演算されて決定される。そしてステップＳ１２０が実行される。

正定行列決定部１９２ｃに対応するステップＳ１２０において、正定行列Σが演算されて決定される。そして終了となる。

このようにフィードバックコントローラ部１７６ｂは、指令値設定部１７２から入力された電流指令値ｒ（ｔ）から前述のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣから入力された電流信号Ｉａｃｔの値を減算した値に対して、パラメータ格納部１７４に格納されているゲインＫ、正定行列Σなどのパラメータを適用したフィードバック制御系に基づいて出力ｙの演算を行い、演算された出力ｙをＰＷＭ生成部１７８に出力する。

図２１は、電子制御装置１７０におけるフィードバック制御系での制御量の決定手順についてのフローチャートである。図２１のフローチャートは、例えば車両の運転状態が変化したことをトリガーとしてスタートされる。

まず、指令値設定部１７２に対応するステップＳ２００において、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流を制御目標値として表す電流指令値ｒ（ｔ）が設定される。そしてステップＳ２１０が実行される。

パラメータ格納部１７４およびフィードバックコントローラ部１７６ｂに対応するステップＳ２１０において、電流指令値ｒ（ｔ）と出力ｙの観測値である電流信号Ｉａｃｔとの偏差ｅに対して図６のフィードバックコントローラ部１７６ｂに記載された制御ブロック線図で表されたフィードバック制御系の演算が行われて出力ｙが算出される。そしてステップＳ２２０が実行される。

ＰＷＭ生成部１７８に対応するステップＳ２２０において、出力ｙに基づいてＰＷＭ信号が生成され、そのＰＷＭ信号が駆動トランジスタＴｒのゲート電極に出力される。そして終了となる。

（比較例）
図２２は、図４のリニアソレノイドＳＳＬＴの等価回路、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶ、および比較例に係る２自由度制御系で設計されたリニアソレノイドＳＳＬＴの電子制御装置３７０の機能ブロック線図である。本比較例に係る電子制御装置３７０は、前述の実施例１に係る電子制御装置１７０の構成と略同じであるが、実施例１ではＩＬＱ設計法でフィードバックコントローラ部１７０ａ、１７０ｂが設計され構成されていたのに対し、本比較例ではフィードバックコントローラ部３７０が２自由度制御系で設計され構成されている点が異なる。そのため、異なる部分を中心に説明することとし、実施例１と共通する部分には同一の符号を付して説明を適宜省略する。

電子制御装置３７０は、指令値設定部１７２、パラメータ格納部１７４、フィードバックコントローラ部３７６、およびＰＷＭ生成部１７８を備える。

パラメータ格納部３７４には、フィードバック制御系で適用されるパラメータが製造段階で格納されている。なお、本比較例における「フィードバック制御系」は、図２２のフィードバックコントローラ部３７６内に記載されている制御ブロック線図によって表される。

フィードバックコントローラ部３７６は、指令値設定部１７２から入力された電流指令値ｒ（ｔ）に対して、実際の駆動電流ｉ（ｔ）を表す電流信号Ｉａｃｔのフィードバック制御を行って出力ｙをＰＷＭ生成部１７８に出力する。出力ｙは、前述した制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）に応じたｄｕｔｙ比を表す信号である。

前述したように図２２のフィードバックコントローラ部３７６は、２自由度制御系で構成されたフィードバック制御の構成である。具体的な制御構成としては、電流指令値ｒ（ｔ）を時定数Ｔｆ＝２８．２［ｍｓ］の一次ローパスフィルタを施した操作量ｕに対して、操作量ｕから目標ｄｕｔｙ比への変換係数（フィードフォワードゲインＫ_ｆｆ＝５０）を乗じたフィードフォワード部と、その操作量ｕと出力ｙの観測値である電流信号Ｉａｃｔとの差分である偏差ｅに対して伝達関数Ｇ_Ｃ（ｓ）＝Ｋ_ｆｂ／（Ｔ_Ｃ・ｓ＋１）であるフィードバック部と、から構成されている。そして、フィードバック部で算出される操作量とフィードフォワード部によって算出される操作量とを合わせた値が最終操作量とされている（パラメータＫ_ｆｂ＝６０、パラメータＴ_Ｃ＝０．１５０）。その最終操作量に対して伝達関数Ｇ_ｐ（ｓ）の演算が行われて出力ｙ、すなわち制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）が決定される。

ところで、図２２中のｄは、油圧振動等によってスプール弁子１３２が移動させられた際に生じる外乱である。例えば、スプール弁子１３２の移動により、コイルであるリニアソレノイドＳＳＬＴの中を鉄芯が移動することでリニアソレノイドＳＳＬＴに発生する逆起電力が外乱ｄとなる。また、フィードフォワードゲインＫ_ｆｆ＝５０とされていたが、式（３０）よりＫ_ｆｆ＝１／｛（Ｐｂ）／（Ｒｓ＋Ｒｄ）｝のようにバッテリ電圧Ｐｂと等価抵抗Ｒｓおよび検出抵抗Ｒｄの合計である抵抗Ｒｚとに基づいてフィードフォワードゲインＫ_ｆｆが設定されることが望ましい。フィードバックコントローラ部３７６では、油圧振動によるスプール弁子１３２の振動と駆動電流ｉ（ｔ）の振動との間での連成振動の発生が考えられるが、図２２において外乱ｄに対する出力ｙの比を表した伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）の特性を解析することで連成振動の発生のしやすさなどが分かる。なお、連成振動とは、２つ以上の振動系が互いに作用を及ぼし合いながら行われる複雑な振動のことをいい、一の振動系と他の振動系との間で振動の状態が移動する様子が見られる。連成振動は、振動系を所定の制御目標値へ制御する際の収束性や応答性を悪化させる要因の一つとなり得る。

図２２のフィードバックコントローラ部３７６の伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）は、式（８５）で表される。前述の伝達関数Ｇ_ｐ（ｓ）の値を用いると、具体的な数値解は式（８６）となる。

フィードバックコントローラ部３７６のパラメータと、系の特性変化について述べる。まず、操作量ｕに対する出力ｙの比を表した伝達関数Ｇ_ｙｕ（ｓ）は、式（８７）で表される。各緒元値を用いて数値解を求めると、伝達関数Ｇ_ｙｕ（ｓ）は、式（８８）で表される。ステップ入力に対して十分に時間が経過した後の数値解は、式（８９）となる。したがって、フィードバックコントローラ部３７６のパラメータＫ_ｆｂ＝６０を変更すると静的電流精度に影響を及ぼすため、もう一つのパラメータＴ_ｃを変化させる。図２３は、パラメータＴ_ｃを変化させた場合における図２２のフィードバックコントローラ部３７６での外乱ｄに対する出力ｙの比を表した伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）のボード線図のシミュレーション結果である。図２４は、パラメータＴ_ｃを変化させた場合における図２２のフィードバックコントローラ部３７６での操作量ｕに対する出力ｙの比を表した伝達関数Ｇ_ｙｕ（ｓ）のボード線図のシミュレーション結果である。以上より、油圧の連成振動が問題となる場合は、応答性が悪化することにはなるが、パラメータＴ_ｃを調整することで静的電流精度を犠牲にすることなく、共振が回避される。

ここから、本実施例に係るＩＬＱ設計法で設計されたフィードバックコントローラ１７６ｂと比較例に係る２自由度制御系で設計されたフィードバックコントローラ３７６との特性を対比する。

図２５は、抵抗Ｒｚの変化に対する伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）のボード線図のシミュレーション結果であって、実線が式（８４）で表される本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂのものであり、破線が式（８６）で表される比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６のものである。図２５（ａ）は、伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）のゲインの周波数特性であり、図２５（ｂ）は、伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）の位相の周波数特性である。

図２５（ａ）では、比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６において、抵抗Ｒｚの変化（リニアソレノイドＳＳＬＴの温度変化により抵抗Ｒｚの一部を構成する等価抵抗Ｒｓが変化する）に対し、共振周波数帯域が変化することが分かる。比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６では約３００［ｒａｄ／ｓ］を中心に共振周波数帯域、すなわちゲインが０［ｄＢ］を超える周波数領域が存在している。一方、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂの閉ループ系において、ゲイン特性は変化するものの全周波数にわたって０［ｄＢ］を超える周波数領域はなく、連成振動が起きにくいことが分かる。このように本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂの方が、比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６よりも抵抗Ｒｚの変化に対するロバスト性（堅牢性）が高い。

図２６は、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂにおける静的電流精度（絶対誤差と相対誤差）のシミュレーション結果である。参考のため、比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６の静的電流精度（絶対誤差と相対誤差）のシミュレーション結果も記載されている。比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６ではフィードバックゲインを大きくすることで、制御目標値近傍に収束させているため、電流指令値ｒ（ｔ）に対応する制御目標値が大きくなるにつれて誤差が増加（誤差率はほぼ一定）する特性となっている。一方、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂでは１型サーボ系となっているため、理論上は偏差０［Ａ］となるが、離散化誤差等によりシミュレーション上では０．１［ｍＡ］程度の誤差が電流指令値ｒ（ｔ）に対応するどの制御目標値に対しても有する結果となっている。

図２７は、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂにおける電流指令値ｒに対する出力ｙの比を表した伝達関数Ｇ（ｓ）のボード線図のシミュレーション結果である。図２７のボード線図からＩＬＱ設計法で設計された本実施例に係る制御系は閉ループ系単調減少の利得特性であり、共振モードを持たない閉ループ特性で構成されていることが分かる。

図２８は、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂにおけるステップ応答における偏差およびフィードバック補正量の説明図である。図２８に示されているように、なまらせ前の電流指令値ｒ（ｔ）に対応する制御目標値は時刻０［ｓ］において０［Ａ］から１．０［Ａ］にステップ変化しているが、それに対してなまらせ後の電流指令値ｒ（ｔ）に対応する制御目標値は時定数Ｔｆ＝２８．２［ｍｓ］でなまらされている。チューニング用のパラメータであるΣは、３００とされている。図２８によれば、電流指令値ｒ（ｔ）に対応する制御目標値（なまらせ後）に対し、滑らかに、且つオーバーシュート無く、十分に早い応答特性が達成できていることが分かる。

図２９は、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂにおけるバッテリ電圧Ｐｂのステップ変化（下がり側）への応答のシミュレーション結果である。参考のため、比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６のバッテリ電圧Ｐｂのステップ変化（下がり側）への応答のシミュレーション結果も記載されている。図２９（ａ）は、バッテリ電圧Ｐｂの時間変化であり、時刻０［ｓ］において、それまでバッテリ電圧Ｐｂが１５［Ｖ］だったものが１２［Ｖ］に下がるステップ変化が発生している。図２９（ｂ）は、図２９（ａ）のステップ変化に対する駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流Ｉａｖｅの時間変化である。図３０は、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂにおけるバッテリ電圧Ｐｂのステップ変化（上がり側）への応答のシミュレーション結果である。参考のため、比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６のバッテリ電圧Ｐｂのステップ変化（上がり側）への応答のシミュレーション結果も記載されている。図３０（ａ）は、バッテリ電圧Ｐｂの時間変化であり、時刻０［ｓ］において、それまでバッテリ電圧Ｐｂが１２［Ｖ］だったものが１５［Ｖ］に上がるステップ変化が発生している。図３０（ｂ）は、図３０（ａ）のステップ変化に対する駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流Ｉａｖｅの時間変化である。例えば、バッテリ電圧Ｐｂは車両に設置されたエアコンなどの空調機器やラジオなどの音響機器の電源電圧としても利用されているため、これら空調機器や音響機器のオン、オフに伴ってバッテリ電圧Ｐｂはステップ変化をすることがある。外乱ｄに対する出力ｙの比を表した伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）からも推測できるように、比較例に係るフィードバックコントローラ部３７６では振動しながら収束するのに対して、本実施例に係るフィードバックコントローラ部１７６ｂでは、スムーズに偏差が零となることが分かる。

本実施例の電子制御装置１７０ｂによれば、そのフィードバック制御は、ＩＬＱ設計法を用いてパラメータが決定されたフィードバック制御系が用いられ、フィードバック制御系における外乱ｄに対する出力ｙの比を表した伝達関数Ｇ_ｙｄ（ｓ）のゲインの周波数特性において、ゲインは全周波数にわたって０［ｄＢ］未満とされている。このようにＩＬＱ設計法により決定されたパラメータが適用されたフィードバック制御系が用いられることにより、応答性要因となる電源電圧などの状態値の各値にパラメータを適合させる適合工数が削減される。また、前記フィードバック制御系によるフィードバック制御にあたっては、制御指令値に対応する制御目標値のステップ変化やリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶのバッテリ電圧Ｐｂのステップ変化に対し、制御系の振動を発生させることなく高い応答性で制御目標値に収束し、リニアソレノイドＳＳＬＴにおいて連成振動が発生しないように制御される。

本実施例の電子制御装置１７０ｂによれば、リニアソレノイドＳＳＬＴはリニアソレノイド弁ＳＬＴに備えられ、リニアソレノイド弁ＳＬＴは車両用自動変速機１４の油圧制御回路１８において、ライン圧調圧弁１１０が生成するライン圧ＰＬを制御するためにライン圧調圧弁１１０に制御油圧ＰＳを供給する。これにより、車両用自動変速機１４に設けられたライン圧調圧弁１１０が生成するライン圧ＰＬを制御する制御油圧ＰＳが振動なく、且つ応答性良く制御されるため、これに伴いライン圧調圧弁１１０が生成するライン圧ＰＬも振動なく、且つ応答性良く制御される。

本実施例の電子制御装置１７０ｂによれば、バッテリ電圧ＰｂをＰＷＭ信号でオンオフ制御した入力電圧ｖｉｎ（ｔ）でリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）が制御される場合において、駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路が抵抗ＲｚとインダクタンスＬとの直列回路で近似され、その直列回路に流れる駆動電流ｉ（ｔ）の瞬時電流についての回路方程式が立式され、駆動電流ｉ（ｔ）を制御するときの制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）についての式が立式され、制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）についての式が漸化式で解かれ、その漸化式が近似式で線形化され、線形化された漸化式が用いられてフィードバック制御の伝達関数が導出され、その伝達関数が用いられて制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）が決定される。このように精度良く線形近似化された伝達関数が導出されることから計算で制御量である平均駆動電流ｉ（ｎτ）が決定されるため、応答性要因となる電源電圧などの状態値の各値にパラメータを適合させる適合工数が削減される。例えば、リニアソレノイドＳＳＬＴの電源電圧であるバッテリ電圧Ｐｂの変動やリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）の制御目標値の変動にパラメータを適合させる適合工数が削減される。

本実施例の電子制御装置１７０ｂによれば、時間がｔ［ｓ］、ＰＷＭ信号の駆動周期がτ［ｓ］、その駆動周期τにおけるオン制御されるオン時間がτ_１［ｓ］、バッテリ電圧がＰｂ［Ｖ］、入力電圧がｖｉｎ（ｔ）［Ｖ］、駆動電流がｉ（ｔ）［Ａ］、駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路の抵抗がＲｚ［Ω］、インダクタンスがＬ［Ｈ］で表されるとき、前記回路方程式は式（１）と立式され、前記制御量としての第ｎ周期（ｎは自然数）の前記駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流についての式は式（２）と立式され、前記制御量は式（３）の漸化式で解かれ、前記近似式は式（４）である。このように式（３）および式（４）によって精度良く線形近似化された伝達関数が導出されることから計算で制御量が決定されるため、適合工数が削減される。

図３１は、図４のリニアソレノイドＳＳＬＴの等価回路、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶ、および本発明の実施例に係るＩＬＱ設計法で設計されたリニアソレノイドＳＳＬＴの電子制御装置１７０ｃのパラメータの補正制御に係る機能ブロック線図である。本実施例に係る電子制御装置１７０ｃは、前述の実施例１に係る電子制御装置１７０ｂの構成と略同じであるが、本実施例に係る電子制御装置１７０ｃではリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路の抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの実際値に応じてフィードバック制御系のパラメータが補正される点が異なる。そのため、異なる部分を中心に説明することとし、実施例１と共通する部分には同一の符号を付して説明を適宜省略する。なお、リニアソレノイドＳＳＬＴの等価回路およびリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動回路ＤＲＶについては、図６を用いて既に説明されているため、図３１においてはその説明を省略する。

電子制御装置１７０ｃは、前述した指令値設定部１７２、パラメータ格納部１７４、フィードバックコントローラ部１７６ｃ、およびＰＷＭ生成部１７８の他に、パラメータの補正制御に係る計測部１８０、算出部１８２、および補正部１８４を備える。電子制御装置１７０ｃは、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路の抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの実際値を算出し、フィードバック制御に係るパラメータの補正を行う。電子制御装置１７０ｃには、前述したスロットル開度ＴＡを表す信号、エンジン回転速度Ｎｅを表す信号、入力軸回転速度Ｎｉｎを表す信号、カウンタ軸回転速度Ｎｃすなわち車速Ｖｃを表す信号、シフトレバー８４の操作位置Ｐｓｔを表す信号、および油圧制御回路１８内の作動油温度Ｔｈｏｉｌを表す信号が供給される他、端子Ｂｔに設けられたバッテリ電圧Ｐｂを検出する電圧センサ７４からバッテリ電圧Ｐｂを表す信号が供給される。

指令値設定部１７２は、前述のようにリニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流を制御目標値として表す電流指令値ｒ（ｔ）を設定する。パラメータの補正制御においては、指令値設定部１７２は、所定の電流指示値Ｒｐｄ［Ａ］を電流指令値ｒ（ｔ）としてフィードバックコントローラ部１７６ｃに所定時間Ｔｐｄ［ｓ］以上出力する。好適には、所定の電流指示値Ｒｐｄは通常設定される電流指令値ｒ（ｔ）よりも大きい値とされ、これにより精度良く抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬを算出することができる。指令値設定部１７２は、その電流指令値ｒ（ｔ）の出力開始信号としてのタイマー信号ＴＭを計測部１８０に出力する。また、指令値設定部１７２は、所定の電流指示値Ｒｐｄの出力開始から所定時間Ｔｐｄが経過すると、出力終了信号としてのタイマー信号ＴＭを計測部１８０に出力する。なお、所定の電流指示値Ｒｐｄは、リニアソレノイドＳＳＬＴの駆動電流ｉ（ｔ）が所定期間Ｔｐｄ経過時点で収束状態となるように予め実験的に或いは設計的に設定される。また、所定時間Ｔｐｄは、所定の電流指示値Ｒｐｄのときに駆動電流ｉ（ｔ）の瞬時電流が収束状態となる時間として、バッテリ電圧Ｐｂ、抵抗Ｒｚ、インダクタンスＬ、駆動周期τ、駆動トランジスタＴｒのオン時間τ_１のノミナル値および設計値から予め実験的に或いは設計的に設定され、これらの実際値がノミナル値および設計値から経年変化や特異な温度環境下において想定範囲内で変動しても収束状態となるように設定されている。

パラメータ格納部１７４、フィードバックコントローラ部１７６ｃ、およびＰＷＭ生成部１７８の機能は、図６を用いて説明したものと同じである。

計測部１８０は、指令値設定部１７２から出力開始信号としてのタイマー信号ＴＭが入力されると、電圧センサ７４からバッテリ電圧Ｐｂを取得し、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣから電流信号Ｉａｃｔを取得する。計測部１８０は、取得した電流信号Ｉａｃｔから、電流信号Ｉａｃｔの平均電流Ｉａｖｅおよび最低瞬時電流Ｉｍｉｎを計測する。電流信号Ｉａｃｔの平均電流Ｉａｖｅの計測方法としては、例えば駆動周期τの１個分の期間、すなわちτ［ｓ］の期間における電流信号Ｉａｃｔの移動平均を計算して更新する。電流信号Ｉａｃｔの最低瞬時電流Ｉｍｉｎの計測方法としては、例えば駆動周期τの期間毎に電流信号Ｉａｃｔの最低値を計算して更新する。計測部１８０は、例えばフィードバックコントローラ部１７６ｃが演算した出力ｙやＰＷＭ生成部１７８が生成したＰＷＭ信号などの指令値から、駆動トランジスタＴｒのオン時間τ_１、駆動トランジスタＴｒのオフ時間τ_２、および駆動周期τを取得する。計測部１８０は、指令値設定部１７２から出力終了信号としてのタイマー信号ＴＭが入力されると、それまで計測していた平均電流Ｉａｖｅおよび最低瞬時電流Ｉｍｉｎをそれぞれ収束状態における平均電流Ｉａｖｅｃおよび収束状態における最低瞬時電流Ｉｍｉｎｃとして確定する。計測部１８０は、収束状態における平均電流Ｉａｖｅｃおよび収束状態における最低瞬時電流Ｉｍｉｎｃの確定後、指令信号を算出部１８２に出力する。

算出部１８２は、計測部１８０から指令信号が入力されると、式（５）に基づいて抵抗Ｒｚを算出し、式（６）に基づいてインダクタンスＬを算出する。算出部１８２は、抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの算出後、指令信号を補正部１８４に出力する。

ここで、抵抗Ｒｚが式（５）に基づいて算出され、インダクタンスＬが式（６）に基づいて算出される理由を説明する。

式（３０）における収束駆動電流ａ_∞は、収束状態における平均電流Ｉａｖｅｃのことであるから、式（３０）を抵抗Ｒｚについての式に変形することで式（５）が導かれる。

式（１５）と重ね合せの原理から、収束状態における最低瞬時電流Ｉｍｉｎｃについて式（９０）が成り立つ。式（９０）は、式（９１）のように式変形され、式（９１）は式（６）そのものである。

ところで、式（６）は、インダクタンスＬについて解かれた式とはなっていない。図３２は、駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路のインダクタンスＬと収束状態における最低瞬時電流Ｉｍｉｎｃとの関係を表す図である。図３２では、前述した各緒元値としてバッテリ電圧Ｐｂは１５［Ｖ］、抵抗Ｒｚ＝５．８［Ω］｛＝５．３［Ω］（等価抵抗Ｒｓ）＋０．５［Ω］（検出抵抗Ｒｄ）｝、駆動周期τ＝１／３×１０^－２［ｓ］、オフ時間τ_２＝τ／２［ｓ］の場合において、インダクタンスＬが０～０．１［Ｈ］の範囲のときのインダクタンスＬと最低瞬時電流Ｉｍｉｎｃとの関係が表わされている。図３２から分かるように、最低瞬時電流ＩｍｉｎｃはインダクタンスＬの単調増加関数となっている。従って、ニュートン法や２分探索法のような反復法を利用した収束計算によりインダクタンスＬを求めることができる。

補正部１８４は、算出部１８２から指令信号が入力されると、算出された抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬに応じて、フィードバックコントローラ部１７６ｃで使用するパラメータを補正する。補正部１８４は、パラメータ格納部１７４に格納されたパラメータを、補正されたパラメータに書き換えて更新する。これにより、フィードバックコントローラ部１７６ｃにおけるフィードバック制御は、補正されたパラメータに基づいて実行される。

図３３は、図３１の電子制御装置１７０ｃにおけるパラメータの補正制御についてのフローチャートである。図３３のフローチャートは、例えば自動変速機１４を制御する油圧制御回路１８の製造工程における検査時にスタートされる。その他、例えばリニアソレノイドＳＳＬＴを含む油圧制御回路１８が修理品として車両に取り付けられた際の検査時、経年変化を確認するために車両の走行距離が一定距離（例えば１万ｋｍの走行）を超えたこと、或いは低温時や高温時のような特異環境下になったこと、などをトリガーとしてスタートされる。図３３のフローチャートは０．１[ｓ]程度の短い時間で終了するため、車両の走行距離が一定距離を超えた場合には、例えばリニアソレノイドＳＳＬＴに駆動電流ｉ（ｔ）を流しても車両の走行に影響を与えないように走行状態でフローチャートの実行が行われる。特異環境下になる場合には、具体的には車両が長時間登坂走行したことにより作動油の油温が上昇したことでリニアソレノイド弁ＳＬＴに設けられたリニアソレノイドＳＳＬＴが高温になった場合や寒冷地で長時間停止していたエンジン１０を始動する場合が含まれ、油温センサ８８から供給される作動油温度Ｔｈｏｉｌを表す信号により特異環境であることが検出される。

まず、指令値設定部１７２に対応するステップＳ３００において、所定の電流指示値Ｒｐｄが電流指令値ｒ（ｔ）として所定時間Ｔｐｄ以上出力される。そしてステップＳ３１０が実行される。

計測部１８０に対応するステップＳ３１０において、バッテリ電圧Ｐｂ、収束状態における平均電流Ｉａｖｅｃ、収束状態における最低瞬時電流Ｉｍｉｎｃ、駆動周期τ、駆動トランジスタＴｒのオン時間τ_１、駆動トランジスタＴｒのオフ時間τ_２が取得または計測される。そしてステップＳ３２０が実行される。

算出部１８２に対応するステップＳ３２０において、式（５）に基づいて抵抗Ｒｚが算出される。そしてステップＳ３３０が実行される。

算出部１８２に対応するステップＳ３３０において、式（６）に基づいてインダクタンスＬが算出される。そしてステップＳ３４０が実行される。

補正部１８４に対応するステップＳ３４０において、算出された抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬに応じて、フィードバックコントローラ部１７６ｃで使用するパラメータが補正される。そして終了となる。

本実施例の電子制御装置１７０ｃによれば、駆動電流ｉ（ｔ）がバッテリ電圧Ｐｂ、オン時間τ_１およびオフ時間τ_２の駆動周期τで制御された場合において、収束状態における駆動電流ｉ（ｔ）の平均電流がＩａｖｅｃ、収束状態における駆動電流ｉ（ｔ）の最低瞬時電流がＩｍｉｎｃのとき、式（５）を用いて駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路の抵抗Ｒｚが算出され、式（６）を用いてその電気回路のインダクタンスＬが算出され、算出された抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬに応じてフィードバック制御系のパラメータが補正される。このように式（５）および式（６）により、車両完成後の経年変化後や低温時や高温時のような特異環境下での抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの実際値が算出される。したがって、このように算出された抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの実際値に応じてフィードバック制御系のパラメータが補正される。そのため、リニアソレノイドＳＳＬＴの等価抵抗Ｒｓおよび等価インダクタンスＬｓや検出抵抗Ｒｄが車両完成後に経年変化したり、低温時や高温時のような特異環境下において通常時とは大きく異なったりしても、リニアソレノイドＳＳＬＴのフィードバック制御において、駆動電流ｉ（ｔ）は振動なく、且つ応答性良く制御され、リニアソレノイドＳＳＬＴにおいて連成振動が発生しないように制御される。

前述したように、図１には本発明の他の実施例である電子制御装置２７０を含む油圧式可変バルブタイミング装置２００（以下、可変バルブタイミング装置２００という）の構成が記載されている。前述の実施例１，２では、本発明は自動変速機１４の変速段を制御する油圧制御回路１８のリニアソレノイドＳＳＬＴの電子制御装置１７０に適用されていたが、本実施例では、本発明は油圧式可変バルブタイミング装置２００に適用されている点が異なる。なお、実施例１，２と共通する部分には同一の符号を付して説明を適宜省略する。

可変バルブタイミング装置２００は、吸気カムシャフト２０４、可変バルブタイミング機構２０２（ＶＶＴ－ｉ：Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｖａｌｖｅ Ｔｉｍｉｎｇ－ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ）、油圧制御回路２３２、および電子制御装置２７０を備える。

エンジン１０のシリンダーへの吸気のタイミングは、カム２０６が駆動されて最適なタイミングで吸気バルブ２０８の開閉が行われるようになっている。カム２０６は、円形の一部が滑らかに突出した卵型の断面形状をしており、カム２０６の回転運動が吸気バルブ２０８の往復運動に変換されることで吸気バルブ２０８が開閉される。シリンダーが複数ある多気筒のエンジン１０では、複数のカム２０６がまとめられた吸気カムシャフト２０４が使用される。クランク軸２６の回転は、例えばクランク軸２６に設けられたスプロケット２４からタイミングチェーン２１２を介して軸心ＣＬ２で回転可能に支持されたスプロケット２２０へ伝達される。そして、後述するように回転部材２１０は、スプロケット２２０と同じ回転速度で回転するが、スプロケット２２０に対して回転位相が調節可能とされている。吸気カムシャフト２０４は回転部材２１０に固定されており、回転部材２１０および吸気カムシャフト２０４は軸心ＣＬ２で回転可能に支持されている。なお、４サイクルエンジンの場合、カム２０６は４工程で１回転する必要があるのに対して、クランク軸２６は４工程で２回転するため、スプロケット２２０の径は、スプロケット２４の２倍の径とされている。

可変バルブタイミング機構２０２は、吸気カムシャフト２０４の端部に固定された回転部材２１０と、吸気カムシャフト２０４の端部に回転可能に支持されたスプロケット２２０と、を備え、後述するように油圧制御回路２３２から供給される油圧により吸気カムシャフト２０４の回転位相を調節する機構である。これにより、エンジン１０の吸気バルブ２０８の開閉タイミングが調節される。

図３４乃至図３６は、本発明の他の実施例である電子制御装置２７０を含む可変バルブタイミング装置２００の要部を示す構成図である。図３４においては、スプロケット２２０および回転部材２１０は、軸心ＣＬ２方向から見た断面が示され、吸気カムシャフト２０４、後述のバルブ部２３８、および後述のアクチュエータ２３４は軸心ＣＬ２方向の断面が示されている。図３４は、吸気カムシャフト２０４の回転位相が遅角するように調節されている場合を表している。回転部材２１０は、円筒状の外周面から半径方向の外側に突出する一対のベーン２１０ａおよびベーン２１０ｂを有する。回転部材２１０は、円筒形のスプロケット２２０の内部に収められている。スプロケット２２０の内部には、ベーン２１０ａを挟んで対向する回転方向後方側の進角側油室２２０ａおよび油室２２０ｃと、ベーン２１０ｂを挟んで対向する回転方向前方側の遅角側油室２２０ｂおよび油室２２０ｄと、が備えられる。進角側油室２２０ａ、遅角側油室２２０ｂ、油室２２０ｃ、および油室２２０ｄは、シール部材によってシールされておりそれら内部の油圧が保持されるようになっており、後述する油圧制御回路２３２によりそれらの油圧が制御される構造となっている。

油圧制御回路２３２は、アクチュエータ２３４、バルブ部２３８、逆止弁２１４，２１６、供給通路部２２２、供給サブ通路部２２４，２２６、および排出通路部２２８，２３０を備える。アクチュエータ２３４は、電子制御装置２７０から駆動回路部２３４ｄへ出力されるＰＷＭ信号によりリニアソレノイド２３４ａの駆動電流ｉ（ｔ）が制御され、駆動電流ｉ（ｔ）に対応する駆動信号ＳＤ２としてソレノイドハウジング２３４ｃ内に配された押出部２３４ｂが軸心ＣＬ２方向に移動させられるようになっている。バルブ部２３８は、円筒状部材２４０と、スプール弁子２４２と、スプリング２４４と、有底円筒状部材２４６と、を備える。スプール弁子２４２は、円筒状部材２４０の軸心ＣＬ２方向に形成された貫通孔２４０ｄに挿入され、軸心ＣＬ２方向に移動可能にされている。スプリング２４４は、スプール弁子２４２に装着されたスナップリングに保持され、スプリング２４４はスプール弁子２４２をアクチュエータ２３４側へ付勢している。また、アクチュエータ２３４の押出部２３４ｂの軸心ＣＬ２方向の移動に応じて、円筒状部材２４０内に配されたスプール弁子２４２が軸心ＣＬ２方向に移動させられる。スプール弁子２４２の移動によって供給通路部２２２、供給サブ通路部２２４，２２６、および排出通路部２２８，２３０を介した作動油の供給または排出が切り替えられる。このように、バルブ部２３８から供給通路部２２２への出力圧ＰＷ１，バルブ部２３８から排出通路部２２８への出力圧ＰＷ２，排出通路部２３０への出力圧ＰＷ３が制御されることによって、進角側油室２２０ａ、遅角側油室２２０ｂ、油室２２０ｃ、および油室２２０ｄに作動油が供給されたり、排出されたりする。なお、バルブ部２３８からの出力圧ＰＷ１，ＰＷ２，ＰＷ３は、本発明における「信号圧」に相当し、作動油を供給する高圧の場合に限らず、作動油を排出する排出圧の場合もある。

電子制御装置２７０は、前述の実施例１の電子制御装置１７０と同様に、所謂マイクロコンピュータを含んで構成されており、ＣＰＵがＲＡＭの一時記憶機能を利用しつつＲＯＭに予め記憶されたプログラムに従って信号処理を行うことにより可変バルブタイミング装置２００を制御する。なお、電子制御装置２７０は、本発明における「制御装置」に相当する。

電子制御装置２７０には、クランク軸２６の回転角度を検出するクランクポジションセンサ７０および吸気カムシャフト２０４の回転角度を検出するカムポジションセンサ７２から、それぞれクランク軸回転角度Ｐｃｒａ［ｒａｄ］を表す信号およびカム回転角度Ｐｃａｍ［ｒａｄ］を表す信号が供給される。電子制御装置２７０は、前述のようにＰＷＭ信号をアクチュエータ２３４の駆動回路部２３４ｄに出力する。

電子制御装置２７０の機能ブロック線図は、前述の実施例１において説明した図６の電子制御装置１７０ｂの機能ブロック線図と同じ構成である。アクチュエータ２３４のリニアソレノイド２３４ａの等価回路は、前述の実施例１におけるリニアソレノイドＳＳＬＴと同じであり、等価インダクタンスＬｓおよび等価抵抗ＲｓのＲＬ直列回路で表現される。また、アクチュエータ２３４の駆動回路部２３４ｄの等価回路は、前述の実施例１における駆動回路ＤＲＶと同じであり、バッテリ電圧Ｐｂが供給される端子Ｂｔ、駆動トランジスタＴｒ、検出抵抗Ｒｄ、オペアンプＡＭＰ、およびＡ／Ｄ変換器ＡＤＣを含んで構成される。

図３４に示された矢印Ｆｒは、クランク軸２６の回転がスプロケット２４およびタイミングチェーン２１２を介してスプロケット２２０へ伝達された回転の方向である。電子制御装置２７０から出力されるＰＷＭ信号によってリニアソレノイド２３４ａに流れる駆動電流ｉ（ｔ）が制御され、これによりアクチュエータ２３４の押出部２３４ｂがスプリング２４４の付勢力に抗してスプール弁子２４２が排出孔２４２ａと油孔２４０ｃとが連通する位置に移動させられる。このとき、スプロケット２２０の進角側油室２２０ａから作動油が、矢印で示す方向に供給サブ通路部２２４、排出通路部２２８、油孔２４０ｃ、および排出孔２４２ａを介して、軸心ＣＬ２方向に形成された通路２４２ｂに排出される。

このように、スプロケット２２０の矢印Ｆｒ方向の回転力によってベーン２１０ａで進角側油室２２０ａ内の作動油が排出され、油室２２０ｄ内の作動油が溝部２１０ｃを介して油室２２０ｃ内に移動させられる。そして回転部材２１０が矢印Ｆｒとは逆の方向に回転させられる。この結果、クランク軸２６に連動したスプロケット２２０の回転位相に対して、回転部材２１０に連結された吸気カムシャフト２０４の回転位相が遅角し、吸気バルブ２０８の開閉タイミングの位相が遅角される。

図３５は、電子制御装置２７０を含む可変バルブタイミング装置２００の要部を示す構成図であり、吸気カムシャフト２０４の回転位相が進角するように調節されている場合を表している。アクチュエータ２３４は、電子制御装置２７０から駆動回路部２３４ｄへのＰＷＭ信号の出力が停止されることによりリニアソレノイド２３４ａに駆動電流ｉ（ｔ）が流れないように制御される。それに従って、バルブ部２３８では、円筒状部材２４０内に配されたスプール弁子２４２がスプリング２４４の付勢力によって軸心ＣＬ２方向に移動させられる。これにより、スプール弁子２４２の排出孔２４２ａと油孔２４０ａとが連通させられる。このとき、スプロケット２２０の遅角側油室２２０ｂから作動油が、矢印で示す方向に供給サブ通路部２２６、排出通路部２３０、油孔２４０ａ、および排出孔２４２ａを介して通路２４２ｂに排出される。

このように、吸気カムシャフト２０４の矢印Ｆｒとは逆方向の回転力によってベーン２１０ｂで遅角側油室２２０ｂ内の作動油が排出され、油室２２０ｃ内の作動油が溝部２１０ｃを介して油室２２０ｄ内に移動させられる。そして回転部材２１０が矢印Ｆｒ方向に回転させられる。この結果、クランク軸２６に連動したスプロケット２２０の回転位相に対して、回転部材２１０に連結された吸気カムシャフト２０４の回転位相が進角し、吸気バルブ２０８の開閉タイミングの位相が進角される。

図３６は、電子制御装置２７０を含む可変バルブタイミング装置２００の要部を示す構成図であり、吸気カムシャフト２０４の回転位相が保持されるように調節されている場合を表している。カム回転角度Ｐｃａｍが目標とする角度になると、電子制御装置２７０から駆動回路部２３４ｄへ出力されるＰＷＭ信号によるアクチュエータ２３４の押出部２３４ｂの移動により、スプール弁子２４２が移動させられて排出孔２４２ａと油孔２４０ｂが連通する位置になる。これにより、排出通路部２２８および排出通路部２３０から作動油が通路２４２ｂに排出されないようになる。このとき、進角側油室２２０ａ内および遅角側油室２２０ｂ内の作動油はスプール弁子２４２によって油孔２４０ａ，２４０ｃが塞がれて排出されなくなるとともに、油室２２０ｃ，２２０ｄには、作動油が供給通路部２２２から供給されて充填された状態になる。また、供給通路部２２２内の作動油は、逆止弁２１４、２１６を介して供給サブ通路部２２４、２２６を介して進角側油室２２０ａおよび遅角側油室２２０ｂに供給される。その結果、クランク軸２６の回転位相に対する吸気カムシャフト２０４の回転位相が保持された状態となり、吸気バルブ２０８の開閉タイミングが決められる。なお、油孔２５８、吸気カムシャフト２０４の端部に形成された油室２５６、油孔２６２、逆止弁２５２、油路２６０、および油孔２４０ｂを介して、油圧ポンプ９０から供給通路部２２２へ作動油が供給される。

ここで、電子制御装置２７０から駆動回路部２３４ｄに対するフィードバック制御は、前述の実施例１における電子制御装置１７０ｂの駆動回路ＤＲＶに対するフィードバック制御と同じである。すなわち、電子制御装置２７０から駆動回路部２３４ｄへ電流指令値ｒ（ｔ）に応じたＰＷＭ信号が出力されるとともに、駆動回路部２３４ｄからリニアソレノイド２３４ａに実際に流れる駆動電流ｉ（ｔ）が電流信号Ｉａｃｔとして電子制御装置２７０に取り込まれる。電子制御装置２７０は、前記パラメータが決定されたフィードバック制御系が用いられてフィードバック制御を実行する。パラメータの決定方法は、前述の実施例１と同様である。

本実施例の電子制御装置２７０によれば、リニアソレノイド２３４ａは、アクチュエータ２３４に備えられ、アクチュエータ２３４は、エンジン１０の吸気バルブ２０８の開閉タイミングを調節する可変バルブタイミング機構２０２を制御する油圧制御回路２３２において、開閉タイミングを調節する油圧を発生させるためにフィードバック制御系に基づいて決定された駆動電流ｉ（ｔ）に応じて油圧制御回路２３２のバルブ部２３８から可変バルブタイミング機構２０２へ信号圧としての出力圧ＰＷ１，ＰＷ２，ＰＷ３を供給させる。これにより、バルブ部２３８から可変バルブタイミング機構２０２に供給される信号圧が振動なく、且つ応答性良く制御されるため、これに伴い可変バルブタイミング機構２０２による前記開閉タイミングの調節も振動なく、且つ応答性良く制御される。

以上、本発明の実施例を図面に基づいて説明したが、本発明はその他の態様においても適用される。

前述の実施例２では、駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路の算出された抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬのみに応じてフィードバック制御系のパラメータが補正されていたが、これに限らない。例えば、抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬのノミナル値と算出値とに７：３のような重みづけを行った値（この場合、０．７×ノミナル値＋０．３×算出値）に応じてフィードバック制御系のパラメータが補正されても良い。算出値が実際値からかけ離れた異常値側にあっても、重みづけを行った値が正常値側になることによりフィードバック制御が正常に行われる。また、前述の実施例３の電子制御装置２７０において、実施例２と同様に駆動電流ｉ（ｔ）が流れる電気回路の抵抗ＲｚおよびインダクタンスＬの実際値に応じてフィードバック制御系のパラメータが補正されても良い。

前述の実施例１，２では、本発明によって制御されるリニアソレノイドＳＳＬＴは、自動変速機１４の油圧制御回路１８において、ライン圧調圧弁１１０が生成するライン圧ＰＬを制御するために前記ライン圧調圧弁１１０に信号圧である制御油圧ＰＳを供給するリニアソレノイド弁ＳＬＴに備えられていたが、これに限らない。例えば、本発明によって制御されるリニアソレノイドＳＳＬＴは、自動変速機１４の油圧制御回路１８において、変速段を成立させる油圧式摩擦係合装置であるクラッチＣ１，Ｃ２，Ｃ３、ブレーキＢ１，Ｂ２，Ｂ３を制御するリニアソレノイド弁である第１電磁開閉弁ＳＶ１や第２電磁開閉弁ＳＶ２であっても良い。第１電磁開閉弁ＳＶ１および第２電磁開閉弁ＳＶ２は、例えば前述の実施例１のリニアソレノイド弁ＳＬＴと同様の構成であり、第１電磁開閉弁ＳＶ１および第２電磁開閉弁ＳＶ２に設けられたリニアソレノイドＳＳＬＴに流れる駆動電流ｉ（ｔ）に応じた大きさの出力圧ＰＶ１，ＰＶ２がそれぞれ第１電磁開閉弁ＳＶ１および第２電磁開閉弁ＳＶ２から出力される。なお、第１電磁開閉弁ＳＶ１および第２電磁開閉弁ＳＶ２の出力圧ＰＶ１，ＰＶ２は、本発明における「信号圧」に相当する。この場合においても、自動変速機１４に設けられた油圧式摩擦係合装置を制御するための第１電磁開閉弁ＳＶ１および第２電磁開閉弁ＳＶ２の出力圧ＰＶ１，ＰＶ２は振動なく、且つ応答性良く制御されるため、これに伴い油圧式摩擦係合装置の断接も振動なく、且つ応答性良く制御される。

前述の実施例３では、電子制御装置２７０によってリニアソレノイド２３４ａが制御されることで吸気バルブ２０８の開閉タイミングが制御されたが、これに限らない。例えば、吸気バルブ２０８の代わりにエンジン１０の排気バルブの開閉タイミングが制御されても良く、また吸気バルブ２０８と共に排気バルブの開閉タイミングが制御されても良い。

前述の実施例１では、適合工数の削減と連成振動を低減した高い応答性とを実現するためにＩＬＱ設計法が用いられていたが、高い応答性を犠牲してよいのであればＩＬＱ設計法以外の設計法も適用できる。例えば、前述の比較例やＬＱ設計法（Ｌｉｎｅａｒ Ｑｕａｄｒａｔｉｃ設計法）、強正実（ＳＰＲ：Ｓｔｒｉｃｔｌｙ Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｒｅａｌ）コントローラ、スライディングモード制御、ＰＩＤ制御など他の制御理論やその設計法でフィードバックコントローラ部が設計されても良い。この場合においても、精度良く線形近似化された伝達関数が導出されることから、応答性要因となる電源電圧などの状態値の各値にパラメータを適合させる適合工数が削減される。

なお、上述したのはあくまでも本発明の実施例であり、本発明はその趣旨を逸脱しない範囲において当業者の知識に基づいて種々の変更、改良を加えた態様で実施することができる。

１０：車両用エンジン
１４：車両用自動変速機
１８：油圧制御回路
１１０：ライン圧調圧弁
１７０、１７０ａ、１７０ｂ、１７０ｃ：電子制御装置（制御装置）
２０２：可変バルブタイミング機構
２０８：吸気バルブ（バルブ）
２３２：油圧制御回路
２３４：アクチュエータ
２３４ａ：リニアソレノイド
２７０：電子制御装置（制御装置）
Ｂ１～Ｂ３：ブレーキ（油圧式摩擦係合装置）
Ｃ１～Ｃ３：クラッチ（油圧式摩擦係合装置）
ｄ：外乱
Ｇ_ｙｄ（ｓ）：伝達関数
ｉ（ｔ）：駆動電流
ｉ（ｎτ）、Ｉａｖｅ、Ｉａｖｅｃ：平均駆動電流（制御量）
Ｉｍｉｎｃ：最低瞬時電流
Ｋ：ゲイン（パラメータ）
Ｌ：インダクタンス
Ｐｂ：バッテリ電圧
ＰＬ：ライン圧
ＰＳ：制御油圧（信号圧）
ＰＶ１，ＰＶ２：出力圧（信号圧）
ＰＷ１，ＰＷ２，ＰＷ３：出力圧（信号圧）
Ｒｚ：抵抗
ＳＬＴ、ＳＶ１，ＳＶ２：リニアソレノイド弁
ＳＳＬＴ：リニアソレノイド
ｔ：時間
ｖｉｎ（ｔ）：入力電圧
ｙ：出力
Σ：正定行列（パラメータ）
τ：駆動周期
τ_１：オン時間
τ_２：オフ時間

Claims (8)

1. フィードバック制御を用いてリニアソレノイドに駆動電流を流して制御するリニアソレノイドの制御装置であって、
   前記フィードバック制御は、ＩＬＱ設計法を用いて目標応答性のための極配置ゲインＫ、および正定行列Σを含むパラメータが決定されたパラメトライズ式（９３）で示される最適制御則Ｋ _ｅ を有するフィードバック制御系が用いられ、
   前記フィードバック制御系における外乱に対する出力の比を表した伝達関数のゲインの周波数特性において、前記ゲインは全周波数にわたって０［ｄＢ］未満とされている
   ことを特徴とするリニアソレノイドの制御装置。
   Ｋ _ｅ ＝Ｖ ^－１ ΣＶ［Ｋ Ｉ］ ・・・ （９３）
   但し、式（９３）において、Ｖは正則行列としての単位行列であり、Ｉは駆動電流である。
2. 前記リニアソレノイドは、リニアソレノイド弁に備えられ、
   前記リニアソレノイド弁は、前記フィードバック制御系に基づいて決定された前記駆動電流に応じた大きさの信号圧を出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載のリニアソレノイドの制御装置。
3. 前記リニアソレノイド弁は、車両用自動変速機の油圧制御回路において、ライン圧調圧弁が生成するライン圧を制御するために前記ライン圧調圧弁に前記信号圧を供給する
   ことを特徴とする請求項２に記載のリニアソレノイドの制御装置。
4. 前記リニアソレノイド弁は、車両用自動変速機の油圧制御回路において、変速段を成立させる油圧式摩擦係合装置を制御するために前記信号圧を供給する
   ことを特徴とする請求項２に記載のリニアソレノイドの制御装置。
5. 前記リニアソレノイドは、アクチュエータに備えられ、
   前記アクチュエータは、車両用エンジンのバルブの開閉タイミングを調節する可変バルブタイミング機構を制御する油圧制御回路において、前記開閉タイミングを調節する油圧を発生させるために前記フィードバック制御系に基づいて決定された前記駆動電流に応じて前記油圧制御回路から前記可変バルブタイミング機構へ信号圧を供給させる
   ことを特徴とする請求項１に記載のリニアソレノイドの制御装置。
6. バッテリ電圧をＰＷＭ信号でオンオフ制御した入力電圧で前記リニアソレノイドの前記駆動電流を制御する場合において、前記駆動電流が流れる電気回路が抵抗とインダクタンスとの直列回路で近似され、前記直列回路に流れる前記駆動電流の瞬時電流についての回路方程式が立式され、前記駆動電流を制御するときの制御量についての式が立式され、前記制御量に関する式が漸化式として導出され、前記制御量に関する式は前記漸化式が解かれて近似式で線形化され、前記線形化された前記制御量に関する式が用いられて前記フィードバック制御の伝達関数が導出され、前記伝達関数を用いて前記制御量を決定する
   ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１に記載のリニアソレノイドの制御装置。
7. 時間がｔ［ｓ］、前記ＰＷＭ信号の駆動周期がτ［ｓ］、前記駆動周期におけるオン制御されるオン時間がτ_１［ｓ］、前記バッテリ電圧がＰｂ［Ｖ］、前記入力電圧がｖｉｎ（ｔ）［Ｖ］、前記駆動電流がｉ（ｔ）［Ａ］、前記抵抗がＲｚ［Ω］、前記インダクタンスがＬ［Ｈ］で表されるとき、前記回路方程式は式（９４）と立式され、前記制御量としての第ｎ周期（ｎは自然数）の前記駆動電流ｉ（ｔ）の平均駆動電流ｉ（ｎτ）についての式は式（９５）と立式され、前記漸化式は式（９６）と導出され、前記近似式は式（９７）である
   ことを特徴とする請求項６に記載のリニアソレノイドの制御装置。
   

   
8. バッテリ電圧をＰＷＭ信号でオンオフ制御した入力電圧で前記リニアソレノイドの前記駆動電流を制御する場合において、前記ＰＷＭ信号の駆動周期がτ［ｓ］、前記駆動周期におけるオン制御されるオン時間がτ_１［ｓ］およびオフ制御されるオフ時間がτ_２［ｓ］、前記バッテリ電圧がＰｂ［Ｖ］であって、収束状態における前記駆動電流の平均電流がＩａｖｅｃ［Ａ］、収束状態における前記駆動電流の最低瞬時電流がＩｍｉｎｃ［Ａ］のとき、式（９８）を用いて前記駆動電流が流れる電気回路の抵抗Ｒｚ［Ω］を算出し、式（９９）を用いて前記電気回路のインダクタンスＬ［Ｈ］を算出し、
   算出した前記抵抗Ｒｚおよび前記インダクタンスＬに応じて前記パラメータを補正する
   ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１に記載のリニアソレノイドの制御装置。
   

   

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