CN110701296B - 车辆的线性螺线管的电子控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种线性螺线管的控制装置，其减少了在线性螺线管的反馈控制系统中所使用的反馈控制系统的参数的匹配工时。被应用于反馈控制系统中的参数利用ILQ设计法而被决定，被决定的该参数被存储于电子控制装置(170)的参数存储部(174)中。电子控制装置(170)对线性螺线管(SSLT)的电流指令值(r)进行设定，并根据应用了参数存储部(174)中所存储的参数的反馈控制系统而实施占空比的运算，且通过基于所运算出的占空比而被生成的PWM信号，而对线性螺线管(SSLT)的驱动电路(DRV)的驱动晶体管(Tr)进行导通关断控制。另外，反馈控制系统中的作为输出(y)相对于干扰(d)的比的传递函数(Gyd(s))的增益被设为跨及全频而小于0[dB]。

Description

车辆的线性螺线管的电子控制装置
技术领域
本发明涉及一种能够在线性螺线管的控制装置中减少对线性螺线管进行控制的反馈控制系统的参数的匹配工时的技术。
背景技术
一直以来，在例如线性电磁阀等中被使用的线性螺线管的反馈控制系统的参数针对成为响应性重要因素的电源电压等的状态值的每个区域而被预先设定，并被存储于电子控制装置(ECU)内的ROM中。由此，已知一种无论电源电压等成为何种状态均实现了固定的响应性的线性螺线管的控制装置。例如，专利文献1所记载的线性螺线管的控制装置即为这样的控制装置。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2003-67006号公报
专利文献2：日本特开2009-14118号公报
专利文献3：日本特开2004-212182号公报
发明内容
发明所要解决的课题
在上述专利文献1所记载的线性螺线管的控制装置中，以在线性螺线管的反馈控制系统中在不产生振动的条件下获得较高的响应性为目的，为了适当地对该反馈系统的参数进行设定，从而需要取得针对于成为响应性重要因素的状态值的各值的响应性。因此，使参数与所述状态值的各值匹配的工时、即匹配工时变得非常大。
本发明是以上述的情况为背景而完成的发明，其目的在于，提供一种能够减少被应用于线性螺线管的反馈控制系统中的参数的匹配工时的线性螺线管的控制装置。
用于解决课题的方法
第一发明的主旨在于，其为使用反馈控制而对线性螺线管进行控制的线性螺线管的控制装置，所述反馈控制使用了用ILQ设计法而决定了参数的反馈控制系统，在所述反馈控制系统中的表示输出相对于干扰的比的传递函数的增益的频率特性中，所述增益被设为跨及全频而小于0[dB]。
第二发明的主旨在于，在第一发明中，所述线性螺线管被设置于线性电磁阀中，所述线性电磁阀输出与基于所述反馈控制系统而被决定的所述驱动电流相应的大小的信号压。
第三发明的主旨在于，在第二发明中，所述线性电磁阀在车辆用自动变速器的液压控制电路中，为了对管道压力调压阀所生成的管道压力进行控制从而向所述管道压力调压阀供给所述信号压。
第四发明的主旨在于，在第二发明中，所述线性电磁阀在车辆用自动变速器的液压控制电路中，为了对使变速级成立的液压式摩擦卡合装置进行控制而供给所述信号压。
第五发明的主旨在于，在第一发明中，所述线性螺线管被设置于致动器中，所述致动器在对调节车辆用发动机的阀门的开闭正时的可变气门正时机构进行控制的液压控制电路中，为了产生对所述开闭正时进行调节的液压，从而与基于所述反馈控制系统而被决定的所述驱动电流相应地从所述液压控制电路向所述可变气门正时机构供给信号压。
第六发明的主旨在于，在第一发明中，在通过利用PWM信号而对蓄电池电压进行了导通关断控制的输入电压来对所述线性螺线管的所述驱动电流进行控制的情况下，所述驱动电流流通的电路通过电阻和电感的串联电路而被近似，并创建与在所述串联电路中流通的所述驱动电流的瞬时电流相关的电路方程式，且创建与对所述驱动电流进行控制时的控制量相关的公式，与所述控制量相关的公式作为递推公式而被导出，与所述控制量相关的公式的所述递推公式被求解并通过近似式而被线性化，且利用所述被线性化的与所述控制量相关的公式而导出所述反馈控制的传递函数，并利用所述传递函数而决定所述控制量。
第七发明的主旨在于，在第六发明中，当时间由t[s]表示、所述PWM信号的驱动周期由τ[s]表示、所述驱动周期中的被导通控制的导通时间由τ1[s] 表示、所述蓄电池电压由Pb[V]表示、所述输入电压由vin(t)[V]表示、所述驱动电流由i(t)[A]表示、所述电阻由Rz[Ω]表示、所述电感由L[H]表示时，所述电路方程式被创建为式(1)，与作为所述控制量的第n周期的平均驱动电流i(nτ)相关的公式被创建为式(2)，所述递推公式被导出为式(3)，所述近似式为式(4)，其中，n为自然数。
【数学式1】
Figure GDA0002760327570000031
Figure GDA0002760327570000032
Figure GDA0002760327570000033
Figure GDA0002760327570000034
第八发明的主旨在于，在第一发明中，在通过利用PWM信号而对蓄电池电压进行了导通关断控制的输入电压来对所述线性螺线管的所述驱动电流进行控制的情况下，当所述PWM信号的驱动周期为τ[s]、所述驱动周期中的被导通控制的导通时间为τ1[s]以及被关断控制的关断时间为τ2[s]、所述蓄电池电压为Pb[V]、收敛状态下的所述驱动电流的平均电流为Iavec[A]、收敛状态下的所述驱动电流的最低瞬时电流为Iminc[A]时，利用式(5)而对所述驱动电流流通的电路的电阻Rz[Ω]进行计算，利用式(6)而对所述电路的电感L[H]进行计算，并根据所计算出的所述电阻Rz以及所述电感L 而对所述参数进行补正。
【数学式2】
Figure GDA0002760327570000035
Figure GDA0002760327570000036
发明效果
根据第一发明的线性螺线管的控制装置，所述反馈控制使用了用ILQ设计法而决定了参数的反馈控制系统，在所述反馈控制系统中的表示输出相对于干扰的比的传递函数的增益的频率特性中，所述增益被设为跨及全频而小于0[dB]。通过使用应用有以此方式用ILQ设计法而决定的参数的反馈控制系统，从而削减了使参数与成为响应性重要因素的电源电压等的状态值的各值匹配的匹配工时。另外，在由所述反馈控制系统所实施的反馈控制时，以如下方式进行控制，即，相对于与控制指令值相对应的控制目标值的阶跃变化或线性螺线管的驱动电路的蓄电池电压的阶跃变化，在不产生控制系统的振动的条件下以较高的响应性而收敛于控制目标值，从而在线性螺线管中不产生耦合振动。
根据第二发明的线性螺线管的控制装置，所述线性螺线管被设置于线性电磁阀中，所述线性电磁阀输出与基于所述反馈控制系统而被决定的所述驱动电流相应的大小的信号压。因此，线性螺线管的驱动电流会在不产生振动的条件下以较高的响应性而收敛于控制目标值，伴随于此，从线性电磁阀输出的信号压也不会振动，且会响应性良好地被控制。
根据第三发明的线性螺线管的控制装置，所述线性电磁阀在车辆用自动变速器的液压控制电路中，为了对管道压力调压阀所生成的管道压力进行控制而向所述管道压力调压阀供给所述信号压。由此，由于对设置于车辆用自动变速器中的管道压力调压阀所生成的管道压力进行控制的所述信号压不会振动，且会响应性良好地被控制，因此，伴随于此管道压力调压阀所生成的管道压力也不会振动，且会响应性良好地被控制。
根据第四发明的线性螺线管的控制装置，所述线性电磁阀在车辆用自动变速器的液压控制电路中，为了对使变速级成立的液压式摩擦卡合装置进行控制而供给所述信号压。由此，由于对设置于车辆用自动变速器中的液压式摩擦卡合装置进行控制的所述信号压不会振动，且会响应性良好地被控制，因而伴随于此，液压式摩擦卡合装置的断开或连接也不发生振动，且会响应性良好地被控制。
根据第五发明的线性螺线管的控制装置，所述线性螺线管被设置于致动器中，所述致动器在对调节车辆用发动机的阀门的开闭正时的可变气门正时机构进行控制的液压控制电路中，为了产生对所述开闭正时进行调节的液压而与基于所述反馈控制系统而被决定的所述驱动电流对应地从所述液压控制电路向所述可变气门正时机构供给信号压。由此，由于向对车辆用发动机的阀门的开闭正时进行调节的可变气门正时机构被供给的所述信号压不会发生振动，且会响应性良好地被控制，因而伴随于此，由可变气门正时机构所实施的所述开闭正时的调节也不会发生振动，且会响应性良好地被控制。
根据第六发明的线性螺线管的控制装置，在通过利用PWM信号而对蓄电池电压进行了导通关断控制的输入电压来对所述线性螺线管的所述驱动电流进行控制的情况下，所述驱动电流所流通的电路通过电阻和电感的串联电路而被近似，并创建与在所述串联电路中流通的所述驱动电流的瞬时电流相关的电路方程式，且创建与对所述驱动电流进行控制时的控制量相关的公式，并且与所述控制量相关的公式作为递推公式而被导出，与所述控制量相关的公式的所述递推公式被求解并通过近似式而被线性化，且利用所述被线性化的与所述控制量相关的公式而导出所述反馈控制的传递函数，并利用所述传递函数来决定所述控制量。由于以此方式导出了被高精度地线性近似化的传递函数因而通过计算而使控制量被决定，因此，削减了使参数与成为响应性重要因素的电源电压等的状态值的各值匹配的匹配工时。
根据第七发明的线性螺线管的控制装置，当时间由t[s]表示、所述PWM 信号的驱动周期由τ[s]表示、所述驱动周期中的被导通控制的导通时间由τ1[s]表示、所述蓄电池电压由Pb[V]表示、所述输入电压由vin(t)[V]表示、所述驱动电流由i(t)[A]表示、所述电阻由Rz[Ω]表示、所述电感由 L[H]表示时，所述电路方程式被创建为式(1)，与作为所述控制量的第n 周期的平均驱动电流i(nτ)相关的公式被创建为式(2)，所述递推公式被导出为式(3)，所述近似式为式(4)，其中，n为自然数。由于以此方式通过式(3)以及式(4)而导出了被高精度地线性近似化的传递函数从而通过计算而使控制量被决定，因此削减了匹配工时。
根据第八发明的线性螺线管的控制装置，在通过利用PWM信号而对蓄电池电压进行了导通关断控制的输入电压来对所述线性螺线管的所述驱动电流进行控制的情况下，当所述PWM信号的驱动周期为τ[s]、所述驱动周期中的被导通控制的导通时间为τ1[s]以及被关断控制的关断时间为τ2[s]、所述蓄电池电压为Pb[V]、收敛状态下的所述驱动电流的平均电流为Iavec[A]、收敛状态下的所述驱动电流的最低瞬时电流为Iminc[A]时，利用式(5)而对所述驱动电流流通的电路的电阻Rz[Ω]进行计算，利用式(6)而对所述电路的电感L[H]进行计算，与所计算出的所述电阻Rz以及所述电感L相应地所述参数被补正。以此方式通过式(5)以及式(6)，从而能够计算出车辆完成后的老化或如低温时或高温时那样的特殊环境下的电阻Rz以及电感L 的实际值。因此，通过与以此方式被计算出的电阻Rz以及电感L的实际值相应地反馈控制系统的参数被补正，从而减少了对线性螺线管进行控制的情况下的动态的控制特性的恶化。
附图说明
图1为包括应用了本发明的电子控制装置在内的车辆用动力传递装置的结构图。
图2为，对在图1的车辆用自动变速器中通过其所具备的液压式摩擦卡合装置的工作的组合而被实现的变速级进行说明的图。
图3为说明对图1的车辆用自动变速器进行控制的液压控制电路的主要部分结构的概要的框图。
图4为图3的管道压力产生装置的液压电路图。
图5为图4的线性螺线管SSLT的等效电路、线性螺线管SSLT的驱动电路DRV、以及由本发明的实施例所涉及的ILQ设计法而设计的线性螺线管SSLT 的电子控制装置的一个示例的功能框图。
图6为图4的线性螺线管SSLT的等效电路、线性螺线管SSLT的驱动电路DRV、以及由本发明的实施例所涉及的ILQ设计法而设计的线性螺线管SSLT 的电子控制装置的其他的示例的功能框图。
图7为对图6的驱动晶体管利用PWM信号而被进行了导通关断控制的情况下的驱动电流的瞬时电流以及该瞬时电流的每个驱动周期的平均电流的时间变化进行说明的图。
图8为关于图6的电子控制装置中的反馈控制系统的设计顺序的功能框图。
图9为与图6的电子控制装置中的反馈控制系统的设计顺序以及被设计的反馈控制系统中的控制量的决定相关的流程图。
图10为在时刻0[s]处占空比从0％向50％进行了变化的情况下的时间响应的模拟结果。
图11为表示相对于导通时间τ1可取的值的线性的y1以及非线性的y2 的各自的值的图。
图12为占空比5％处的非线性模型公式以及线性模型公式的各自的阶跃响应的模拟结果。
图13为占空比10％处的非线性模型公式以及线性模型公式的各自的阶跃响应的模拟结果。
图14为占空比20％处的非线性模型公式以及线性模型公式的各自的阶跃响应的模拟结果。
图15为占空比30％处的非线性模型公式以及线性模型公式的各自的阶跃响应的模拟结果。
图16为占空比50％处的非线性模型公式以及线性模型公式的各自的阶跃响应的模拟结果。
图17为占空比50％处的连续模型公式以及离散模型公式的各自的阶跃响应的模拟结果。
图18为连续模型公式下的传递函数的波特图。
图19为图6的电子控制装置中的通过ILQ设计法而进行的反馈控制系统的参数的决定顺序的功能框图。
图20为与图6的电子控制装置中的通过ILQ设计法而进行的反馈控制系统的参数的决定顺序相关的流程图。
图21为与电子控制装置中的反馈控制系统中的控制量的决定顺序相关的流程图。
图22为图4的线性螺线管的等效电路、线性螺线管的驱动电路、以及由比较例所涉及的二自由度控制系统而被设计的线性螺线管的电子控制装置的功能框图。
图23为表示使参数Tc进行变化的情况下的图22的反馈控制器部中的输出y相对于干扰d的比的传递函数的波特图的模拟结果。
图24为表示使参数Tc进行变化的情况下图22的反馈控制器部中的输出 y相对于操作量u的比的传递函数的波特图的模拟结果。
图25为图6的反馈控制器部中的传递函数Gyd(s)的波特图的模拟结果。
图26为图6的反馈控制器部中的静态电流精度(绝对误差和相对误差) 的模拟结果。
图27为图6的反馈控制器部中的传递函数G(s)的波特图的模拟结果。
图28为图6的反馈控制器部中的阶跃响应中的偏差以及反馈补正量的说明图。
图29为图6的反馈控制器部中的对蓄电池电压的阶跃变化(下降侧)的响应的模拟结果。
图30为图6的反馈控制器部中的对蓄电池电压的阶跃变化(上升侧)的响应的模拟结果。
图31为图4的线性螺线管的等效电路、线性螺线管的驱动电路、以及由本发明的实施例所涉及的ILQ设计方法而被设计的线性螺线管的电子控制装置的参数的补正控制所涉及的功能框图。
图32为表示驱动电流所流通的电路的电感和收敛状态下的最低瞬时电流Iminc之间的关系的图。
图33为与图31的电子控制装置中的参数的补正控制相关的流程图。
图34为表示包括作为本发明的其他的实施例的电子控制装置在内的可变气门正时装置的主要部分的结构图。
图35为表示包括作为本发明的其他的实施例的电子控制装置在内的可变气门正时装置的主要部分的结构图。
图36为表示包括作为本发明的其他的实施例的电子控制装置在内的可变气门正时装置的主要部分的结构图。
具体实施方式
关于在本说明书中记载的矩阵，记载如下。矩阵的右上方的记号“-1”表示为该矩阵的逆矩阵的情况。矩阵的右上方的记号“T”表示为该矩阵的转置矩阵的情况。矩阵I表示单位矩阵。
以下，参照附图，对本发明的实施例进行详细的说明。
【实施例1】
图1为，包括作为本发明的一个实施例的电子控制装置170在内的车辆用动力传递装置20的结构图。另外，在图1中，也记载了包括作为本发明的其他的实施例的电子控制装置270在内的液压式可变气门正时装置200的结构。车辆用动力传递装置20具备：与车辆用发动机10(以下，称为发动机 10)连结的变矩器12、车辆用自动变速器14(以下，称为自动变速器14)、差动齿轮装置16、对自动变速器14的变速级进行控制的液压控制电路18、对该液压控制电路18进行控制的电子控制装置170等。从发动机10输出的动力经由变矩器12、自动变速器14、差动齿轮装置16、左右车轴22等而向未图示的驱动轮被传递。
变矩器12具备：与发动机10的曲轴26连结的泵叶轮28、与自动变速器14的输入轴30连结且经由流体而从泵叶轮28传递动力的涡轮32、经由单向离合器34而被固定于作为非旋转部件的壳体36上的定子叶轮38、经由未图示的减震器而对泵叶轮28以及涡轮32进行直接连结的锁止离合器40。
自动变速器14为，实现前进4速、后退1速的变速级的多级变速器。自动变速器14具备：输入轴30、拉维奈尔赫式的行星齿轮装置44、与行星齿轮装置44的内啮合齿轮46一起旋转的内啮合齿轮48、作为在内啮合齿轮48 与差动齿轮装置16之间传递动力的输出轴而发挥功能的副轴50。
行星齿轮装置44为，以单小齿轮型的行星齿轮装置52以及双小齿轮型的行星齿轮装置54共用行星齿轮架56和内啮合齿轮46的方式而形成的装置。行星齿轮装置52由太阳齿轮58、被安装于行星齿轮架56上的行星齿轮 60、内啮合齿轮46而被构成。行星齿轮装置54由太阳齿轮62、第一小齿轮 64以及第二小齿轮66而被构成，其中，所述第一小齿轮64以及第二小齿轮 66一体地被相互结合、且以可旋转的状态被安装于行星齿轮架56上。
行星齿轮装置52以及行星齿轮装置54的结构要素中，这些结构要素的一部分不仅一体地被相互连结，而且通过三个离合器C1、C2、C3而选择性地被相互连结。行星齿轮装置52以及行星齿轮装置54的结构要素的一部分通过三个制动器B1、B2、B3而被选择性地与壳体36连结，而且，这些结构要素的一部分通过两个单向离合器FC1、FC2并根据其旋转方向而与壳体36卡合。另外，由于变矩器12以及自动变速器14的副轴50以外的部分以相对于输入轴30等的轴心CL1而对称的方式被构成，因此在图1中该轴心CL1的下侧被省略地示出。
作为液压式摩擦卡合装置的离合器C1、C2、C3、制动器B1、B2、B3由例如多盘式的离合器或带式制动器等构成，其中，所述带式制动器具备一条或卷绕方向相反的两条带。根据按照来自电子控制装置170的指令而进行工作的液压控制电路18，而这些离合器C1、C2、C3、制动器B1、B2、B3的摩擦卡合以及卡合解除分别被控制，如图2所示获得变速比γ(＝输入轴30的转速/副轴50的转速)分别不同的前进4级·后退1级的变速级。图2的“1ST”、“2ND”、“3RD”、“4TH”分别表示前进侧的第一速变速级、第二速变速级、第三速变速级、第四速变速级，上述变速比γ随着从第一速变速级朝向第四速变速级而依次变小。在图2中，“P”、“R”、“N”、“D”、“2”、“L”分别表示通过换档杆84的手动操作而择一地被选择的停车档、倒车档、空档、行车档、第二档位、低档位。停车档以及空档为在不使车辆行驶时被选择的非行驶档位，倒车档为使车辆进行后退行驶时被选择的行驶档位，行车档、第二档位、低档位为使车辆进行前进行驶时被选择的行驶档位。
图2为，对在图1的自动变速器14中通过其所具备的液压式摩擦卡合装置的工作的组合而被实现的变速级进行说明的图。在图2中，○标记表示卡合或者工作状态，空栏表示释放或者非工作状态。例如，“D”(行车档)中的从第二速变速级向第三速变速级的上升变速通过在维持离合器C1的卡合的同时使离合器C2卡合，从而被执行。此外，从第四速变速级向第三速变速级的4→3下降变速通过离合器C1的卡合工作和制动器B1的释放工作在重叠状态或者部分重叠状态下被执行的所谓的离合器到离合器变速，从而被执行。
液压控制电路18具备被使用于使自动变速器14的变速级成立的控制等中的两个第一电磁开闭阀SV1、第二电磁开闭阀SV2、线性电磁阀SLT、线性电磁阀SLU以及油温传感器88等。线性电磁阀SLT产生由后述的节气门开度传感器76检测出的节气门开度TA[％]即与发动机负载相对应的大小的控制液压PS[MPa]。线性电磁阀SLU产生用于例如锁止离合器40的摩擦卡合、该摩擦卡合的解除以及其滑动量等的控制的液压。油温传感器88作为对液压控制电路18内的工作油温度Thoil[℃]进行检测的工作油温检测装置而发挥功能。另外，控制液压PS相当于本发明中的“信号压”。
电子控制装置170也被称为Electronic control unit(ECU，电子控制单元)，并且被构成为，包括具备了CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、RAM(RandomAccess Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)以及未图示的输入输出接口等的所谓的微型计算机。电子控制装置170通过其CPU利用RAM的临时存储功能的同时根据被预先存储于ROM中的程序而实施信号处理，从而对车辆用动力传递装置20内的液压式摩擦卡合装置(离合器C1、C2、C3、制动器B1、B2、B3)或锁止离合器 40等各种装置进行控制。另外，电子控制装置170相当于本发明中的“控制装置”。
在电子控制装置170中，从下述装置分别被供给有表示节气门开度TA 的信号、表示发动机转速Ne的信号、表示输入轴转速Nin的信号、表示副轴转速Nc即车速Vc的信号、表示换档杆84的操作位置Pst的信号、以及表示液压控制电路18内的工作油温度Thoil的信号，所述装置为，设置于发动机 10的未图示的进气配管上的对节气门开度TA进行检测的节气门开度传感器 76、对发动机转速Ne[rpm]进行检测的发动机转速传感器78、对输入轴转速 Nin[rpm]进行检测的输入轴转速传感器80、用于对副轴转速Nc[rpm]即车速 Vc[km/h]进行检测的车速传感器82、对换档杆84的操作位置Pst即停车档、倒车档、空档、行车档、第二档位、低档位的各档位的任意一个进行检测的操作位置传感器86、以及对液压控制电路18内的工作油的温度进行检测的油温传感器88。
图3为说明对图1的自动变速器14进行控制的液压控制电路18的主要部分结构的概要的框图。由发动机10旋转驱动的液压泵90经由粗滤器92 而抽吸回流的工作油，并向管道压力产生装置100加压输送工作油。管道压力产生装置100将从液压泵90被加压输送的工作油的液压调节为作为与发动机负载相应的值的管道压力PL[MPa]，并作为液压式摩擦卡合装置即离合器 C1、C2、C3、制动器B1、B2、B3的原压，而向换档阀装置102等输出管道压力PL。手动阀104为机械地与换档杆84连结的阀门，并根据换档杆84的行驶档位的选择操作而对管道压力PL的供给目标地进行切换。通过该切换，从而与所选择的行驶档位相对应的液压、例如倒车档压力、行车档压力、第二档位压力、低档位压力向换档阀装置102被输出。第一电磁开闭阀SV1以及第二电磁开闭阀SV2向换档阀装置102输出为了专门对变速级进行选择从而通过电子控制装置170而被控制的输出压力。
换档阀装置102具备未图示的1-2换档阀、2-3换档阀、3-4换档阀等，该未图示的1-2换档阀、2-3换档阀、3-4换档阀等在基于来自手动阀104 的与行驶档位相对应的液压、来自两个第一电磁开闭阀SV1以及第二电磁开闭阀SV2的输出压力而在变速时被实施切换工作。换档阀装置102根据图2 所示的工作，而选择性地向作为各个液压式摩擦卡合装置的离合器C1、C2、 C3、制动器B1、B2、B3供给卡合液压。在离合器C1、C2、C3以及制动器B1、 B2上，分别连接有用于缓和它们的卡合液压即卡合转矩的上升的C1储能器 AC1、C2储能器AC2、C3储能器AC3、B1储能器AB1、B2储能器AB2。
图4为图3的管道压力产生装置100的液压回路图。管道压力调压阀110 具备柱塞112、滑阀阀体114和弹簧118，其中,滑阀阀体114以在与柱塞112 抵接的状态下能够在轴向上进行移动的方式被设置，并将输入端口110b和输出端口110d之间进行开闭，弹簧118经由弹簧托板116而对滑阀阀体114 向闭阀方向施力。管道压力调压阀110根据从线性电磁阀SLT被供给至输入端口110a的控制液压PS，而将向输入端口110b供给的来自液压泵90的工作油的液压调节为与发动机10的负载相对应的大小的管道压力PL。向输入端口110b供给的液压作为反馈液压而被供给至管道压力调压阀110的输入端口110c。在管道压力调压阀110具有弹簧118的作用力WREG[N]、滑阀阀体 114的焊盘120的环状的受压面积AREG1[mm2]、以及向输出端口110d的闭阀方向对滑阀阀体114进行施力的柱塞112的受压面积AREG2[mm2]的情况下，管道压力PL由式(7)表示。在此，式(7)表示管道压力PL与控制液压PS 成比例地产生的情况。通过将控制液压PS设为与发动机负载相对应的大小的液压，从而也将管道压力PL调节为与发动机负载相对应的大小的液压。
PL＝(AREG2·PS+WREG)/AREG1·····(7)
线性电磁阀SLT具备将输入端口130a和输出端口130b之间进行开闭的滑阀阀体132、和向开阀方向对滑阀阀体132进行施力的弹簧134。在输入端口130a中供给有恒定压力PSOL[MPa]，与电子控制装置170所控制的线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)[A]相对应地恒定压力PSOL被调节为控制液压 PS，并被从输出端口130b供给。在线性电磁阀SLT具有：作为与线性螺线管 SSLT的驱动电流i(t)相对应的驱动信号SD1而使滑阀阀体132朝向输出端口130b的闭阀方向的推力FI[N]、弹簧134的作用力WSLT[N]、以及滑阀阀体132的焊盘136的环状的受压面积ASLT[mm2]的情况下，相对于推力FI的变化特性由式(8)表示。在此，焊盘136以及焊盘138之间的反馈油室140 和输出端口130b通过油路142而被连通，作用于焊盘136的环状的受压面上的液压成为控制液压PS。推力FI成为与线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)成比例的大小。
PS＝WSLT/ASLT-FI/ASLT·····(8)
减压阀150具备将输入端口150a和输出端口150b之间进行开闭的滑阀阀体152、和向开阀方向对滑阀阀体152进行施力的弹簧154。减压阀150 将被供给至输入端口150a的管道压力PL调节为恒定压力PSOL，并从输出端口150b输出，且向线性电磁阀SLT和线性电磁阀SLU等供给。从输出端口 150b输出的液压作为反馈液压而被供给至减压阀150的输入端口150c。在减压阀150具有与滑阀阀体152的输入端口150c连通的受压面积AMOD[mm2]以及弹簧154的作用力WMOD[N]的情况下，恒定压力PSOL由式(9)表示。
PSOL＝WMOD/AMOD·····(9)
图5为，图4的线性螺线管SSLT的等效电路、线性螺线管SSLT的驱动电路DRV以及本发明的一个实施例所涉及的线性螺线管SSLT的电子控制装置 170a的功能框图。在图5中，反馈控制器部176a内的由单点划线包围的部分为控制对象，控制对象为不具有馈通项的结构。图6为，图4的线性螺线管SSLT的等效电路、线性螺线管SSLT的驱动电路DRV以及本发明的其他的实施例所涉及的线性螺线管SSLT的电子控制装置170b的功能框图。在图6 中，反馈控制器部176b内的由单点划线包围的部分为控制对象，控制对象为不具有馈通项的结构。在图5以及图6中，除了反馈控制器部176a以及反馈控制器部176b以外的部分互为相同。另外，电子控制装置170a以及电子控制装置170b为电子控制装置170的示例，电子控制装置170的反馈控制系统根据ILQ(Inverse Linear Quadratic，逆线性二次型)设计法而被设计。反馈控制系统是指，用于使实施反馈控制的自动控制的结构组织，并由例如在图5的反馈控制器部176a内或图6的反馈控制器部176b内所记载的控制框图而被表示。
以下，利用图6的电子控制装置170b，对电子控制装置170的功能进行说明。线性螺线管SSLT的电气特性由等效电感Ls[H]以及等效电阻Rs[Ω] 的RL串联电路而被表达。另外，后述的驱动晶体管Tr的导通电阻被包括在等效电阻Rs中。线性螺线管SSLT的驱动电路DRV具备：蓄电池电压Pb[V] 作为电源电压而被供给的端子Bt、驱动晶体管Tr、检测电阻Rd[Ω]、运算放大器AMP、以及A/D(Analog/Digital，模拟数字)转换器ADC。通过驱动晶体管Tr导通，从而根据蓄电池电压Pb而在线性螺线管SSLT中流通驱动电流i(t)。检测电阻Rd[Ω]与线性螺线管SSLT串联地被配置，在线性螺线管SSLT中流通的驱动电流i(t)作为检测电阻Rd的两端的电压差而被取得。且被构成为，运算放大器AMP对该所取出的电压差进行了放大之后，由A/D 转换器ADC进行了数字信号化的表示实际的驱动电流i(t)的电流信号Iact 向电子控制装置170b输入。
电子控制装置170b具备指令值设定部172、参数存储部174、反馈控制器部176b以及PWM生成部178。
指令值设定部172根据基于如下信号而被预先设定的行驶映射图，而对将线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)的平均电流作为控制目标值而表示的电流指令值r(t)进行设定，所述信号为，表示节气门开度TA的信号、表示发动机转速Ne的信号、表示输入轴转速Nin的信号、表示副轴转速Nc即车速Vc的信号以及表示换档杆84的操作位置Pst的信号。指令值设定部172 向反馈控制器部176b输出电流指令值r(t)。
在参数存储部174中，在制造阶段存储有如后文叙述被应用于反馈控制系统中的参数。
反馈控制器部176b针对于从指令值设定部172输入的电流指令值r(t)，而实施上述的表示实际的驱动电流i(t)的电流信号Iact的反馈控制，并将输出y向PWM生成部178输出。输出y为，表示与后述的作为控制量的平均驱动电流i(nτ)相应的占空比的信号。
PWM生成部178根据从反馈控制器部176b输入的输出y，而生成PWM (Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)信号。PWM生成部178将所生成的PWM信号向驱动晶体管Tr的栅极电极输出，并执行驱动晶体管Tr的导通关断控制。线性螺线管SSLT的驱动晶体管Tr侧的输入电压vin(t)[V] 通过驱动晶体管Tr的导通关断控制的占空比而被控制，由此，控制了线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)。
在此，关于本实施例的规格值，例如各电阻以及电感的特性值的额定值为等效电阻Rs＝5.3[Ω]、检测电阻Rd＝0.5[Ω]、等效电感Ls＝20×10-3[H]。额定值是指，这些电阻或电感的特性值的平均值，实际的特性值(以下，称为实际值)根据制造偏差和温度变化而发生变动。此外，蓄电池电压Pb为 15[V]，PWM信号的驱动频率fd为1/3.324×103[Hz]。因此，驱动周期τ为 1/3×10-2[s](＝1/fd)。
图7为，对图6的驱动晶体管Tr根据PWM信号而被进行了导通关断控制的情况下的驱动电流i(t)的瞬时电流以及该瞬时电流的每个驱动周期τ内的平均电流Iave的时间变化进行说明的图。图7表示在时刻0[s]开始向驱动晶体管Tr输入占空比为50％的PWM信号的情况。在驱动周期τ的前半部分50％的期间内，驱动晶体管Tr被实施导通控制，在驱动周期τ的后半部分50％的期间内，驱动晶体管Tr被实施关断控制。图7(a)为输入电压 vin(t)的时间变化，图7(b)为驱动电流i(t)的时间变化。如图7(a) 所示，在驱动周期τ的每个半周期(大约1.67[ms])内，15[V]的输入和0[V] 的输入作为向线性螺线管SSLT输入的输入电压vin(t)而交替地被反复实施。图7(b)的两条虚线为，分别将在每个驱动周期τ中表示的最低瞬时电流Imin彼此进行了连接的线以及将在每个驱动周期τ中表示的最高瞬时电流Imax彼此进行了连接的线。如图7(b)所示，在线性螺线管SSLT中流通的驱动电流i(t)的瞬时电流在每个驱动周期τ内往来于最低瞬时电流 Imin与最高瞬时电流Imax之间的同时逐渐增加，并且最低瞬时电流Imin以及最高瞬时电流Imax分别随着时间的经过而收敛于固定值。驱动电流i(t) 的平均电流Iave也根据最低瞬时电流Imin以及最高瞬时电流Imax的增加而逐渐增加，并随着时间的经过而收敛于固定值。收敛状态下的平均电流为 Iavec，收敛状态下的最低瞬时电流为Iminc。另外，收敛状态是指，驱动电流i(t)的最低瞬时电流Imin、平均电流Iave不发生变化而成为固定值的状态，也包括几乎不发生变化而实质上成为固定值的状态。
图8为，关于图6的电子控制装置170b中的反馈控制系统的设计顺序的功能框图。如图8所示，在电子控制装置170b的反馈控制系统的“设计工序190”中，具有“电路的近似化190a”、“第一创建公式190b”、“第二创建公式190c”、“递推公式的导出190d”、“递推公式的求解190e”、“通过近似式而进行的线性化190f”、“通过ILQ设计法而进行的传递函数的导出190g”、以及“参数的写入190h”这各个工序，这些各个工序既能够通过人来执行，此外，也能够通过AI(Artificial Intelligence)等电子计算机来执行，在通过电子计算机而被执行的情况下，各个工序相当于执行其功能的部件。此外，也可以理解为，电子控制装置170b具备分别实施这些工序的电路近似化部190a、第一创建公式部190b、第二创建公式部190c、递推公式导出部190d、递推公式求解部190e、线性化部190f、传递函数导出部 190g以及参数写入190h。
最初被执行的“电路的近似化190a”的工序为，执行将线性螺线管SSLT 的驱动电流i(t)流通的电路由电阻Rz[Ω]和电感L[H]的串联电路进行近似化的工序。在此，电阻Rz为，线性螺线管SSLT的等效电阻Rs和检测电阻 Rd的总计值，电感L与线性螺线管SSLT的等效电感Ls含义相同。接下来被执行的“第一创建公式190b”的工序为，执行与在被近似化的串联电路中流通的驱动电流i(t)的瞬时电流有关的电路方程式的创建公式的工序。再接下来被执行的“第二创建公式190c”的工序为，执行与对驱动电流i(t)进行控制时的控制量有关的公式的创建公式的工序。再接下来被执行的“递推公式的导出190d”的工序为，将与该控制量有关的公式以递推公式的形式导出的工序。再接下来被执行的“递推公式的求解190e”的工序为，求解递推公式的工序。再接下来被执行的“通过近似式的线性化190f”的工序为，使通过近似式而被求解了的递推公式线性化的工序。再接下来被执行的“根据 ILQ设计法而进行的传递函数的导出190g”的工序为，利用被线性化、且被解出的递推公式而导出传递函数的工序。再接下来被执行的“参数的写入 190h”的工序为，将被应用于导出的传递函数中的参数向电子控制装置170 的参数存储部174写入的工序。另外，以下，对上述的各个工序的具体内容进行说明。
图9为关于图6的电子控制装置170b中的反馈控制系统的设计顺序的流程图。图9的流程图中的、除了步骤S70之外的各个步骤在反馈控制系统的设计阶段开始并被执行一次。步骤S70在每次向被设置于各车辆的车辆用动力传递装置20内的电子控制装置170b存储参数时被执行一次。
在与“电路的近似化190a”的工序相对应的步骤S10中，电阻Rz和电感L的串联电路被执行了向线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)所流通的电路的近似化。然后，执行步骤S20。
在与“第一创建公式190b”的工序相对应的步骤S20中，在线性螺线管 SSLT的驱动晶体管Tr侧的输入电压为vin(t)时，关于由线性螺线管SSLT 以及驱动电路DRV构成的流通有驱动电流i(t)的电路的电路方程式作为式 (10)的微分方程式而被创建。另外，式(10)与式(1)相同。而且，执行步骤S30。
在与“第二创建公式190c”的工序相对应的步骤S30中，对驱动电流i (t)进行控制时的控制量被设为第n周期(n为自然数)的平均驱动电流i (nτ)，与作为该控制量的平均驱动电流i(nτ)有关的公式作为式(11) 而被创建。另外，式(11)与式(2)相同。然后，执行步骤S40。
【数学式3】
Figure GDA0002760327570000171
Figure GDA0002760327570000172
在与“递推公式的导出190d”的工序相对应的步骤S40中，与作为控制量的平均驱动电流i(nτ)有关的公式作为递推公式而被导出。当对式(10) 的左右两边进行拉普拉斯变换时，成为式(12)，且式(12)成为式(13)。此外，传递函数Gp(s)成为式(14)。以此方式而得到一阶延时系统的传递函数Gp(s)。
【数学式4】
Figure GDA0002760327570000173
(s·L+Rz)I(s)＝Vin(s)·····(13)
Figure GDA0002760327570000174
当求取与该传递函数Gp(s)的时刻0[s]处的输入电压vin(t)的阶跃输入相对应的驱动电流i(t)的阶跃响应时，关于驱动电流i(t)而式(15) 成立。在此，如上文所述，Pb为蓄电池电压。
【数学式5】
Figure GDA0002760327570000181
因此，占空比＝τ1/τ×100[％]时的第一个周期的平均驱动电流i(τ) 根据叠加原理而式(16)成立，因而关于平均驱动电流i(τ)而式(17) 成立。另外，导通时间τ1[s]为，驱动晶体管Tr被实施了导通控制的时间。从驱动周期τ减去导通时间τ1而得到的时间为，驱动晶体管Tr被实施了关断控制的关断时间τ2。
【数学式6】
Figure GDA0002760327570000191
Figure GDA0002760327570000192
同样地，关于第二个周期的平均驱动电流i(2τ)，式(18)成立。在此，由于式(19)成立，因此，关于平均驱动电流i(2τ)而式(20)成立。而且，通过与平均驱动电流i(τ)、i(2τ)的导出同样的公式变形，从而导出式(21)的递推公式。另外，式(21)与式(3)相同。而且，执行步骤S50。
【数学式7】
Figure GDA0002760327570000201
【数学式8】
Figure GDA0002760327570000211
【数学式9】
Figure GDA0002760327570000221
Figure GDA0002760327570000222
在与“递推公式的求解190e”的工序相对应的步骤S50中，递推公式被求解，从而取得与控制量有关的解。
在此，当分别如式(22)、式(23)以及式(24)那样对平均驱动电流 an、变量α、变量β进行定义时，式(21)能够如式(25)那样写出。因此，平均驱动电流an利用与几何级数之和的计算而如式(26)那样被表示。
【数学式10】
Figure GDA0002760327570000223
Figure GDA0002760327570000224
Figure GDA0002760327570000225
an＝α·βn。an-1·····(25)
Figure GDA0002760327570000226
在此，由于变量α、变量β分别如式(23)以及式(24)那样被定义，因此关于α×β而式(27)成立。此外，由于a1作为平均驱动电流i(τ) 而由式(17)进行计算，因此式(26)可写为如式(28)那样。即，与作为控制量的平均驱动电流an(＝平均驱动电流i(nτ))有关的解，如式(28) 那样被求取。
【数学式11】
Figure GDA0002760327570000231
【数学式12】
Figure GDA0002760327570000232
可是，图10为，在时刻0[s]处占空比从0％向50％变化的情况下的根据式(28)的时间响应的模拟结果。在图10中，×标记表示根据式(28)的驱动电流i(t)的时间响应，虚线表示驱动电流i(t)的收敛值。接下来，若考虑到经过了足够的时间后的收敛值，则在式(28)中n→∞时的收敛驱动电流a∞成为式(29)。因此，由于由式(24)定义的变量β为β＜1，因此，关于收敛驱动电流a∞而式(30)成立。
【数学式13】
Figure GDA0002760327570000241
Figure GDA0002760327570000242
另外，如此经过了足够的时间后的收敛驱动电流a∞成为占空比×蓄电池电压Pb/电阻Rz，并相对于占空比而成为线性的关系。然后，执行步骤S60。
在与“通过近似式的线性化190f”以及“根据ILQ设计法而进行的传递函数的导出190g”的工序相对应的步骤S60中，被解出的递推公式通过近似式而被线性化，并导出了传递函数。
在式(28)中，由于作为控制量的平均驱动电流an相对于占空比具有非线性的关系，因此，为了易于进行反馈控制器部176b的设计，从而执行了线性化。首先，y1、y2分别如式(31)以及式(32)那样被定义。图11为，表示相对于导通时间τ1可取得的值的线性的y1以及非线性的y2的各自的值的图。由于根据图11的结果，可以说y1和y2大致相等，因此，可以说相对于导通时间τ1而非线性的式(33)的左边与相对于导通时间τ1而线性的式(33)的右边大致相等。因此，通过相对于式(28)而使用式(33)，从而作为控制量的平均驱动电流an通过近似式而被线性化，并由式(34)表示。即，使与控制量有关的式(28)线性化时的近似式为式(33)。另外，式(33) 为与式(4)相同的数学式。
【数学式14】
Figure GDA0002760327570000251
Figure GDA0002760327570000252
Figure GDA0002760327570000253
Figure GDA0002760327570000254
对如式(34)那样被进行了线性化的作为控制量的平均驱动电流an对于时间响应的影响进行确认。根据作为非线性模型公式的式(28)以及作为线性模型公式的式(34)，相对于时刻0[s]处的输入电压vin(t)的阶跃输入的平均驱动电流an的阶跃响应如图12至图16所示。在图12至图16中，×标记表示根据非线性模型公式的平均驱动电流an，黑圆点标记表示根据线性模型公式的驱动电流an，虚线表示驱动电流an的收敛值。图12为，占空比5％处的非线性模型公式以及线性模型公式下的各自的阶跃响应的模拟结果。图 13为，占空比10％处的非线性模型公式以及线性模型公式下的各自的阶跃响应的模拟结果。图14为，占空比20％处的非线性模型公式以及线性模型公式下的各自的阶跃响应的模拟结果。图15为，占空比30％处的非线性模型公式以及线性模型公式下的各自的阶跃响应的模拟结果。图16为，占空比 50％处的非线性模型公式以及线性模型公式下的各自的阶跃响应的模拟结果。根据图12～16可知，在阶跃响应中作为近似式的式(33)也成为了良好的近似。
虽然根据式(34)而求取了系统的传递函数G(s)(连续时间模型)，但是，首先，对阶跃响应的时间函数由式(35)表示的系统的传递函数G1(s) 进行考虑。当对式(35)的两边进行拉普拉斯变换时，成为式(36)所示的这样。因此，传递函数G1(s)成为式(37)所示的这样。
【数学式15】
Figure GDA0002760327570000261
Figure GDA0002760327570000262
Figure GDA0002760327570000263
在此，如果对式(34)以及式(35)的各系数进行对比，则式(38)、式(39)以及式(40)成立。因此，由于式(37)的分子s的系数(A-B)T 为式(41)，因此，传递函数G(s)由式(42)表示。当在式(42)中代入上述的各规格值时，传递函数G(s)成为式(43)。
【数学式16】
Figure GDA0002760327570000271
Figure GDA0002760327570000272
Figure GDA0002760327570000273
Figure GDA0002760327570000274
Figure GDA0002760327570000275
Figure GDA0002760327570000276
图17为，根据占空比50％处的作为连续模型公式的式(42)以及作为离散模型公式的式(28)的阶跃响应的模拟结果。在图17中，实线表示根据连续模型公式的驱动电流i(t)，×标记表示根据离散模型公式的驱动电流 i(t)，虚线表示驱动电流i(t)的收敛值。根据作为离散模型公式的式(28) 的计算值，成为与以驱动周期τ对通过作为连续模型公式的式(42)而计算出的阶跃响应进行采样而得到的值相同的值。
图18为连续模型公式的传递函数G(s)的波特图。图18(a)为传递函数G(s)的增益的频率特性，图18(b)为传递函数G(s)的相位的频率特性。根据式(42)的传递函数G(s)的传递表达可知，传递函数G(s)通过一阶延时系统块和不具有动态状况的增益块的并行耦接，从而被形成。
从此处开始，对状态空间表达模型的导出进行说明。
当通过状态空间表达(可控制正则系统)而表达传递函数G(s)时，由式(44)来表示。在式(44)的基础上，传递函数G(s)为式(45)。因此，考虑到输入输出的稳态增益，使用状态变量x1，而表示为式(46)以及式(47)。
【数学式17】
Figure GDA0002760327570000281
Figure GDA0002760327570000282
Figure GDA0002760327570000283
Figure GDA0002760327570000284
在以此方式导出传递函数G(s)之后，执行步骤S70。
在与“参数的写入190h”的工序相对应的步骤S70中，反馈控制系统的参数向电子控制装置170b的参数存储部174被写入。该写入在各个车辆的制造阶段被执行。另外，反馈控制系统的参数的决定方法将在后文叙述。由此，利用能够由数学式表示的传递函数，从而决定了线性螺线管SSLT的驱动电流 i(t)的控制目标值。然后，图9的流程图结束。
图19为，根据图6的电子控制装置170b中的ILQ设计法而进行的反馈控制系统的参数的决定顺序的功能框图。ILQ设计部192在上述的图8中的“根据ILQ设计法而进行的传递函数的导出”的工序中被使用。ILQ设计部 192为，作为执行ILQ设计法(Inverse LinearQuadratic设计法：线性二次型设计法)中的运算的设计工具的计算机辅助设计系统(CAD：Computer Aided Design，计算机辅助设计)，并具备增益决定部192a、正则矩阵决定部192b、正定矩阵决定部192c、参数保存部192d以及参数写入部192e。ILQ 设计法也应当被称为逆线性二次型最优控制系统设计法，且为巧妙地应用了基于现代控制理论的最优调节器问题(LQ问题)的逆向问题的结果的最优伺服系统设计法，并且不加权重而能够根据简单的极点配置而导出LQ问题的解。这种ILQ设计法已在多个文献中详细地被公开(例如，参照标题名称：鲁棒控制、作者：木村英纪、藤井隆雄、森武宏、发行：コロナ(corona) 公司、发行年份1994年、141～153页)。
增益决定部192a对反馈控制系统中的增益K进行决定。根据ILQ设计法而进行的增益K的具体的决定方法将在后文叙述。增益决定部192a在增益 K的决定后向正则矩阵决定部192b输出指令信号。另外，增益K相当于本发明中的反馈控制系统的“参数”。
正则矩阵决定部192b在从增益决定部192a输入了指令信号时，对反馈控制系统中的正则矩阵V进行决定。根据ILQ设计法而进行的正则矩阵V的具体的决定方法将在后文叙述。正则矩阵决定部192b在正则矩阵V的决定后向正定矩阵决定部192c输出指令信号。
正定矩阵决定部192c在从正则矩阵决定部192b输入了指令信号时，对反馈控制系统中的正定矩阵Σ进行决定。根据ILQ设计法而进行的正定矩阵Σ的具体的决定方法将在后文叙述。正定矩阵决定部192c在正定矩阵Σ的决定后，将增益K、正则矩阵V、正定矩阵Σ等参数向图8中的“参数的写入190h”的工序输出。另外，正定矩阵Σ相当于本发明中的反馈控制系统的“参数”。
如上文所述，在“参数的写入190h”的工序中，增益K、正则矩阵V、正定矩阵Σ等参数被写入电子控制装置170b的参数存储部174中。
以下，对根据ILQ设计法而进行的反馈控制系统的参数的决定方法的详细内容进行说明。在ILQ设计法中，当被赋予了状态反馈增益K时，必然针对某些权重矩阵Q、R而赋予将评价函数设为最小的所需的充分条件并使其参数化。即，其结果为，在针对某些权重矩阵Q、R而确保了最优的增益结构中，要求闭环系统的极点配置、或实现传递函数的频率特性的控制规则。
首先，先对针对某些权重矩阵Q、R而成为最优的控制规则的充分必要条件进行记述。利用如下的系统矩阵而进行以下的说明，所述系统矩阵为，为了改善计算的前景，从而在不失普遍性的情况下，对满足式(48)的条件的系统矩阵A、B实施适当的基底变换，从而变换为如式(49)以及式(50) 那样的系统矩阵。另外，在式(48)中，Rn×n表示n×n阶的实数矩阵的集合， Rn×m表示n×m阶的实数矩阵的集合。在式(49)中，R(n-m)×(n-m)表示(n-m) ×(n-m)阶的实数矩阵的集合，R(n-m)×m表示(n-m)×m阶的实数矩阵的集合，Rm×(n-m)表示m×(n-m)阶的实数矩阵的集合。此外，在式(50)中，Rm×m表示m×m阶的实数矩阵的集合。
【数学式18】
A∈Rn×n,B∈Rn×m·····(48)
Figure GDA0002760327570000301
Figure GDA0002760327570000302
此时，最优调节器增益K如式(51)所示而被参数化。此外，此时的权重矩阵R由式(52)表示。另外，V为正则矩阵，Σ为正定矩阵。
K＝V-1ΣV[F1I]·····(51)
R＝VTΣ-1V·····(52)
首先，实施矩阵F1的决定。从目标响应性的观点出发，针对于指定极点 s1…sn-m，在式(53)中，以ti成为相互独立的方式设定了向量gi。接下来，根据式(54)而求取矩阵F1。
【数学式19】
ti＝(siI-A11)-1 A12 gi·····(53)
Figure GDA0002760327570000303
接下来，实施正则矩阵V的决定。正则矩阵V由于除了正则以外并无限制，因此，例如为了简化而被设为单位矩阵。
接下来，实施正定矩阵Σ的决定。成为在式(55)的线性矩阵不等式中关于正定矩阵Y1＞0而成为可解的最小的Σmin以上的矩阵作为正定矩阵Σ而被选择。
【数学式20】
Figure GDA0002760327570000311
接下来，考虑到使由式(56)以及式(57)表示的可控制且可观测的n 维m输入m输出线性系统的输出y(t)遵循以阶跃状变化的电流指令值r(t) 的最优伺服系统的设计问题。另外，可控制是指，通过当前的输入而如愿地使控制对象进行移动的情况，可观测是指，仅根据输入和当前被设置的传感器的输出而能够对系统内部的状态变量的值进行推断的情况。将电流指令值设为r，且根据电流指令值r的输入后的状态x及输入u、以及其状态x及输入u的各自的稳定值，从而状态xe由式(58)表示。另外，式(58)中的在 x以及u的文字上所画的线表示稳定值。在式(58)中，针对由式(59)表示的输入v以及由式(60)表示的输出ye的作为放大偏差系统的式(61)，而评价函数J由式(62)表示。上述设计问题归结于使评价函数J最小化的最优调节器问题，最优伺服系统以该解v＝-Ke·xe以及式(63)为基础，利用式(64)来表达，其控制框图由上述的图5所示的反馈控制器部176a的结构来实现。
【数学式21】
Figure GDA0002760327570000321
y＝CX·····(57)
Figure GDA0002760327570000322
Figure GDA0002760327570000323
ye＝y-r·····(60)
Figure GDA0002760327570000324
Figure GDA0002760327570000325
Ke＝[K1 K2]·····(63)
Figure GDA0002760327570000326
在根据ILQ设计法而进行的最优伺服系统的设计中，使上述的式(48) 至式(55)的结果基本直接应用于由Ae，Be，Ce构成的放大系统中。因此，相对于该放大系统的最优控制规则Ke如式(65)那样被参数化。在此，当将式(65)代入式(64)时，最优控制规则Ke由式(66)表达，控制框图成为上述的图6所示的反馈控制器部176b的结构。但是，由于放大系统的各个系统矩阵具有部分零矩阵，因此，该计算被简化。
Ke＝V-1ΣV[KI]·····(65)
Ke＝V-1ΣV[KF 0KI 0]·····(66)
以下，对式(65)的各个参数的决定顺序进行说明。
首先，实施增益K的决定。从目标响应性的观点出发，针对于指定极s1…sn-m，在式(67)中，以ti成为相互独立的方式设定了向量gi。接下来，根据式(68)而求取增益K。
【数学式22】
ti＝(siI-A)-1Bgi·····(67)
Figure GDA0002760327570000331
接下来，实施正则矩阵V的决定。如上文所述，为了简化，例如正则矩阵V被设为单位矩阵。
接下来，实施正定矩阵Σ的决定。成为在式(69)的线性矩阵不等式中关于正定矩阵Y＞0而成为可解的最小的Σmin以上的矩阵作为正定矩阵Σ而被选择。
【数学式23】
Figure GDA0002760327570000332
以下，对由式(70)表示的相对于放大系统(Ae，Be，Ce)的最优控制规则Ke的计算进行说明。另外，在计算中注意式(71)，并简化了公式变形。
【数学式24】
Ke＝V-1∑V[K 1]＝[K1 K2]＝[σKσ]·····(70)
V，∑，K2∈R1×1，K，K1∈R1×1·····(71)
增益K通过极点配置(在本实施例中，由于欲使控制目标值遵循于由时间常数Tf＝28.2[ms]平滑而得到的值，因此σ→∞时的指定极点设为 -1/0.0282×3)而被求取，设为V＝I＝(1)，Σ(σ)成为与某个下限值相比而较大的正定对角矩阵。此外，等效变换为图5的积分型伺服系统时的增益KF、KI如式(72)那样被求取。另外，Ae、Be、Ce由式(73)而表示。
【数学式25】
Figure GDA0002760327570000341
Figure GDA0002760327570000342
在式(74)的基础上，求取式(75)在Y＞0下成为可解的最小的Σmin ＞0时，最优性保证下限Σmin成为如式(76)。
【数学式26】
Figure GDA0002760327570000343
Figure GDA0002760327570000344
∑min＝l·····(76)
基于作为根据ILQ设计法而进行的本实施例所涉及的反馈控制器部176b 的控制框图的图6，式(77)以及式(78)的等式成立。当将式(78)代入式(77)时，成为式(79)所示的这样。但是，如果在式(80)的基础上对式(78)进行整理，则公式将变形为式(81)所示的这样。将式(81)代入式(79)而成为式(82)。
【数学式27】
Figure GDA0002760327570000351
Figure GDA0002760327570000352
Figure GDA0002760327570000353
Figure GDA0002760327570000354
Figure GDA0002760327570000355
Figure GDA0002760327570000356
当关于Y(s)而对式(82)进行求解时，公式变形为式(83)所示的这样。因此，图6中的本实施例所涉及的反馈控制器部176b的传递函数Gyd(s) 成为式(84)。
【数学式28】
Figure GDA0002760327570000361
Figure GDA0002760327570000362
Figure GDA0002760327570000363
Figure GDA0002760327570000364
Figure GDA0002760327570000365
图20为，关于图6的电子控制装置170b中的根据ILQ设计法而进行的反馈控制系统的参数的决定顺序的流程图。图20的流程图在反馈控制系统的设计阶段开始并被执行一次。
首先，在与增益决定部192a相对应的步骤S100中，增益K被运算并被决定。然后，执行步骤S110。
在与正则矩阵决定部192b相对应的步骤S110中，正则矩阵V被运算并被决定。然后，执行步骤S120。
在与正定矩阵决定部192c相对应的步骤S120中，正定矩阵Σ被运算并被决定。然后，流程结束。
如此，反馈控制器部176b针对于从由指令值设定部172输入的电流指令值r(t)减去由上述的A/D转换器ADC输入的电流信号Iact的值而得到的值，而根据应用了被存储于参数存储部174中的增益K、正定矩阵Σ等参数的反馈控制系统，来实施输出y的运算，并将所运算出的输出y向PWM生成部178输出。
图21为，关于电子控制装置170中的反馈控制系统中的控制量的决定顺序的流程图。图21的流程图以例如车辆的运转状态发生了变化的情况为触发，从而被开始执行。
首先，在与指令值设定部172相对应的步骤S200中，设定了将线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)的平均电流作为控制目标值来表示的电流指令值r (t)。然后，执行步骤S210。
在与参数存储部174以及反馈控制器部176b相对应的步骤S210中，针对于电流指令值r(t)和作为输出y的观测值的电流信号Iact之间的偏差e，而实施由在图6的反馈控制器部176b中记载的控制框图表示的反馈控制系统的运算，而计算出输出y。然后，执行步骤S220。
在与PWM生成部178相对应的步骤S220中，根据输出y，而生成PWM信号，该PWM信号向驱动晶体管Tr的栅极电极被输出。然后，流程结束。
(比较例)
图22为，图4的线性螺线管SSLT的等效电路、线性螺线管SSLT的驱动电路DRV、以及由比较例所涉及的二自由度控制系统所设计的线性螺线管 SSLT的电子控制装置370的功能框图。虽然本比较例所涉及的电子控制装置 370与上述的实施例1所涉及的电子控制装置170的结构大致相同，但在实施例1中通过LQ设计法来设计并构成了反馈控制器部170a、170b的结构，与此相对，在本比较例中通过二自由度控制系统来设计并构成了反馈控制器部376的这一点有所不同。因此，以不同的部分为中心而进行说明，并对与实施例1共同的部分标记相同的符号，且适当地省略说明。
电子控制装置370具备指令值设定部172、参数存储部174、反馈控制器部376以及PWM生成部178。
在参数存储部174中，在反馈控制系统中被应用的参数在制造阶段已被存储。另外，本比较例中的“反馈控制系统”由在图22的反馈控制器部376 内所记载的控制框图来表示。
反馈控制器部376针对由指令值设定部172输入的电流指令值r(t)，而实施表示实际的驱动电流i(t)的电流信号Iact的反馈控制，从而将输出y向PWM生成部178输出。输出y为，表示与作为上述的控制量的平均驱动电流i(nτ)相应的占空比的信号。
如上文所述，图22的反馈控制器部376为由二自由度控制系统构成的反馈控制的结构。作为具体的控制结构，由前馈部和反馈部构成，所述前馈部为，使对电流指令值r(t)施以时间常数Tf＝28.2[ms]的一阶低通滤波而得到的操作量u乘以从操作量u向目标占空比的变换系数(前馈增益Kff＝50)，所述反馈部为，针对于该操作量u与作为输出y的观测值的电流信号Iact 之间的差分即偏差e而为传递函数GC(s)＝Kfb/(TC·s+1)。而且，将由反馈部计算出的操作量和由前馈部计算出的操作量加在一起所得到的值被设为最终操作量(参数Kfb＝60、参数TC＝0.150)。针对于该最终操作量而实施传递函数Gp(s)的运算，从而决定了输出y、即作为控制量的平均驱动电流i (nτ)。
另外，图22中的d为，由于液压振动等而使滑阀阀体132被移动时所产生的干扰。例如，由于滑阀阀体132的移动，从而在作为线圈的线性螺线管 SSLT之中铁芯进行移动因而在线性螺线管SSLT中产生的反电动势成为干扰 d。此外，虽然被设为前馈增益Kff＝50，但优选为，根据式(30)，如Kff＝1/{(Pb) /(Rs+Rd)}那样根据蓄电池电压Pb和作为等效电阻Rs以及检测电阻Rd之和的电阻Rz来设定前馈增益Kff。虽然考虑到在反馈控制器部376中，产生由液压振动所引起的滑阀阀体132的振动与驱动电流i(t)的振动之间的耦合振动的情况，但通过对表示图22中输出y相对于干扰d的比的传递函数 Gyd(s)的特性进行分析，从而可知产生耦合振动的容易度等。另外，耦合振动是指，两个以上的振动系统在相互作用的同时被进行的复杂的振动，可以观察到振动的状态在一个振动系统与其他的振动系统之间进行移动的情况。耦合振动可能成为使将振动系统向预定的控制目标值进行控制时的收敛性或响应性恶化的因素之一。
图22的反馈控制器部376的传递函数Gyd(s)由式(85)被表示。当使用上述的传递函数Gp(s)的值时，具体的数值解成为式(86)。
【数学式29】
Figure GDA0002760327570000391
Figure GDA0002760327570000392
对反馈控制器部376的参数和系统的特性变化进行叙述。首先，表示了输出y相对于操作量u的比的传递函数Gyu(s)由式(87)来表示。当利用各规格值来求取数值解时，传递函数Gyu(s)由式(88)来表示。针对阶跃输入而经过了足够的时间后的数值解成为式(89)。因此，由于当对反馈控制器部376的参数Kfb＝60进行变更时，对静态电流精度带来影响，因此，使另一个参数Tc发生变化。图23为，在使参数Tc发生了变化的情况下的图22 的反馈控制器部376中的表示输出y相对于干扰d的比的传递函数Gyd(s) 的波特图的模拟结果。图24为，在使参数Tc发生了变化的情况下的图22的反馈控制器部376中的表示输出y相对于操作量u的比的传递函数Gyu(s) 的波特图的模拟结果。根据以上内容，在液压的耦合振动成为问题的情况下，响应性发生恶化，但通过对参数Tc进行调节从而在不牺牲静态电流精度的情况下避免了谐振。
【数学式30】
Figure GDA0002760327570000393
Figure GDA0002760327570000394
Figure GDA0002760327570000395
以下，对本实施例所涉及的通过ILQ设计法而设计的反馈控制器部176b 和比较例所涉及的通过二自由度控制系统而设计的反馈控制器部376的特性进行对比。
图25为传递函数Gyd(s)相对于电阻Rz的变化的波特图的模拟结果，实线为由式(84)表示的本实施例所涉及的反馈控制器部176b的特性，虚线为由式(86)表示的比较例所涉及的反馈控制器部376的特性。图25(a) 为传递函数Gyd(s)的增益的频率特性，图25(b)为传递函数Gyd(s)的相位的频率特性。
在图25(a)中可知，在比较例所涉及的反馈控制器部376中，谐振频带相对于电阻Rz的变化(由于线性螺线管SSLT的温度变化而构成电阻Rz 的一部分的等效电阻Rs发生变化)而发生变化。在比较例所涉及的反馈控制器部376中，存在以大约300[rad/s]为中心的谐振频带、即增益超过0[dB] 的频率范围。另一方面，在本实施例所涉及的反馈控制器部176b的闭环系统中，虽然增益特性发生变化但跨及全频而不存在超过0[dB]的频率范围，因此可理解为难以产生耦合振动。如此，本实施例所涉及的反馈控制器部176b 与比较例所涉及的反馈控制器部376相比，相对于电阻Rz的变化的鲁棒性(牢固性)较高。
图26为本实施例所涉及的反馈控制器部176b中的静态电流精度(绝对误差和相对误差)的模拟结果。为了便于参考，也记载了比较例所涉及的反馈控制器部376的静态电流精度(绝对误差和相对误差)的模拟结果。由于在比较例所涉及的反馈控制器部376中，通过增大反馈增益而使驱动电流i (t)收敛于控制目标值附近，因此成为随着与电流指令值r(t)相对应的控制目标值变大而误差增加(误差率大致恒定)的特性。另一方面，由于在本实施例所涉及的反馈控制器部176b中，成为一类伺服系统，因此在理论上成为偏差0[A]，但由于离散化误差等而在模拟上成为如下的结果，即，即使对于与电流指令值r(t)相对应的任意一个控制目标值而言也会具有0.1[mA] 左右的误差的结果。
图27为本实施例所涉及的反馈控制器部176b中的表示输出y相对于电流指令值r的比的传递函数G(s)的波特图的模拟结果。根据图27的波特图可知，通过ILQ设计法而设计的本实施例所涉及的控制系统为闭环系统单调减少的增益特性，并由不具有谐振模式的闭环特性构成。
图28为本实施例所涉及的反馈控制器部176b中的阶跃响应中的偏差以及反馈补正量的说明图。如图28所示，虽然平滑前的与电流指令值r(t) 相对应的控制目标值在时刻0[s]处从0[A]阶跃变化至1.0[A]，但与此相对，平滑后的与电流指令值r(t)相对应的控制目标值以时间常数Tf＝28.2[ms] 被进行平滑。作为调谐用的参数的正定矩阵Σ被设为300。根据图28可知，相对于与电流指令值r(t)相对应的控制目标值(平滑后)，而平滑地、且无过冲地实现了足够早的响应特性。
图29为本实施例所涉及的反馈控制器部176b中的对蓄电池电压Pb的阶跃变化(下降侧)的响应的模拟结果。为了便于参考，也记载了比较例所涉及的反馈控制器部376的对蓄电池电压Pb的阶跃变化(下降侧)的响应的模拟结果。图29(a)为蓄电池电压Pb的时间变化，在时刻0[s]处，发生了至此为止处于15[V]的蓄电池电压Pb下降至12[V]的阶跃变化。图29(b)为与图29(a)的阶跃变化相对应的驱动电流i(t)的平均电流Iave的时间变化。图30为本实施例所涉及的反馈控制器部176b中的对蓄电池电压Pb的阶跃变化(上升侧)的响应的模拟结果。为了便于参考，也记载了比较例所涉及的反馈控制器部376的对蓄电池电压Pb的阶跃变化(上升侧)的响应的模拟结果。图30(a)为蓄电池电压Pb的时间变化，在时刻0[s]处，发生了至此为止处于12[V]的蓄电池电压Pb上升至15[V]的阶跃变化。图30(b)为与图30(a)的阶跃变化相对应的驱动电流i(t)的平均电流Iave的时间变化。例如，由于蓄电池电压Pb也作为被设置于车辆中的空调等空调设备或收音机等音响设备的电源电压而被利用，因此伴随着这些空调设备或音响设备的开启或关闭，蓄电池电压Pb有时进行阶跃变化。如也能够根据表示了输出 y相对于干扰d的比的传递函数Gyd(s)而进行推测的那样，可知相对于在比较例所涉及的反馈控制器部376中驱动电流i(t)在进行振动的同时进行收敛的情况，在本实施例所涉及的反馈控制器部176b中驱动电流i(t)的偏差平稳地成为零。
根据本实施例的电子控制装置170b，该反馈控制采用了利用ILQ设计法而决定了参数的反馈控制系统，在反馈控制系统中的表示了输出y相对于干扰d的比的传递函数Gyd(s)的增益的频率特性中，增益跨及全频而被设为小于0[dB]。通过采用应用有以这样的方式根据ILQ设计法而决定了参数的反馈控制系统，从而削减了使参数与成为响应性重要因素的电源电压等的状态值的各值进行匹配的匹配工时。此外，在由所述反馈控制系统而进行的反馈控制中，以针对于与控制指令值相对应的控制目标值的阶跃变化或线性螺线管SSLT的驱动电路DRV的蓄电池电压Pb的阶跃变化，而在不使产生控制系统的振动的情况下以较高的响应性来收敛于控制目标值，并在线性螺线管 SSLT中不产生耦合振动的方式进行控制。
根据本实施例的电子控制装置170b，线性螺线管SSLT被设置于线性电磁阀SLT中，所述线性电磁阀SLT在车辆用自动变速器14的液压控制电路 18中，为了对管道压力调压阀110所生成的管道压力PL进行控制从而向管道压力调压阀110供给控制液压PS。由此，由于对被设置于车辆用自动变速器14中的管道压力调压阀110所生成的管道压力PL进行控制的控制液压PS 不发生振动，且响应性良好地被控制，因此伴随于此，管道压力调压阀110 所生成的管道压力PL也不发生振动，且响应性良好地被控制。
根据本实施例的电子控制装置170b，在通过利用PWM信号而对蓄电池电压Pb进行了导通关断控制的输入电压vin(t)来对线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)进行控制的情况下，驱动电流i(t)流通的电路通过电阻Rz和电感L的串联电路而被近似，并且创建与在该串联电路中流通的驱动电流i (t)的瞬时电流相关的电路方程式，并创建与作为对驱动电流i(t)进行控制时的控制量的平均驱动电流i(nτ)相关的公式，且与作为控制量的平均驱动电流i(nτ)相关的公式通过递推公式而被解，该递推公式通过近似式而被线性化，利用被线性化的递推公式而导出反馈控制的传递函数，并利用该传递函数来决定作为控制量的平均驱动电流i(nτ)。由于以此方式导出了高精度地被线性近似化的传递函数从而通过计算而决定了作为控制量的平均驱动电流i(nτ)，因此，削减了使参数与成为响应性重要因素的电源电压等的状态值的各值进行匹配的匹配工时。例如，削减了使参数与作为线性螺线管SSLT的电源电压的蓄电池电压Pb的变动或线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)的控制目标值的变动进行匹配的适合匹配工时。
根据本实施例的电子控制装置170b，当时间由t[s]表示、PWM信号的驱动周期由τ[s]表示、该驱动周期τ中的被导通控制的导通时间由τ1[s] 表示、蓄电池电压由Pb[V]表示、输入电压由vin(t)[V]表示、驱动电流由 i(t)[A]表示、驱动电流i(t)流通的电路的电阻由Rz[Ω]表示、电感由 L[H]表示时，所述电路方程式被创建为式(1)，与作为所述控制量的第n 周期(n为自然数)的所述驱动电流i(t)的平均电流相关的公式被创建为式(2)，所述控制量通过式(3)的递推公式来被解，所述近似式为式(4)。由于以此方式通过式(3)以及式(4)而导出高精度地被线性近似化的传递函数，因此通过计算而决定控制量，由此削减了匹配工时。
【实施例2】
图31为，图4的线性螺线管SSLT的等效电路、线性螺线管SSLT的驱动电路DRV、以及由本发明的实施例所涉及的ILQ设计法而被设计的线性螺线管SSLT的电子控制装置170c的参数的补正控制所涉及的功能框图。虽然本实施例所涉及的电子控制装置170c与上述的实施例1所涉及的电子控制装置 170b的结构大致相同，但在本实施例所涉及的电子控制装置170c中，根据线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)流通的电路的电阻Rz以及电感L的实际值来对反馈控制系统的参数进行补正，这一点有所不同。因此，以不同的部分为中心而进行说明，对于与实施例1共同的部分，标记相同的符号并适当地省略说明。另外，由于关于线性螺线管SSLT的等效电路以及线性螺线管 SSLT的驱动电路DRV，已经利用图6而进行了说明，因此在图31中，省略其说明。
电子控制装置170c除了具备上述的指令值设定部172、参数存储部174、反馈控制器部176c以及PWM生成部178之外，还具备参数的补正控制所涉及的计测部180、计算部182以及补正部184。电子控制装置170c对线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)流通的电路的电阻Rz以及电感L的实际值进行计算，并实施反馈控制所涉及的参数的补正。在电子控制装置170c中，除了被供给有上述的表示节气门开度TA的信号、表示发动机转速Ne的信号、表示输入轴转速Nin的信号、表示副轴转速Nc即车速Vc的信号、表示换档杆84 的操作位置Pst的信号以及表示液压控制电路18内的工作油温度Thoil的信号之外，还从被设置于端子Bt处的对蓄电池电压Pb进行检测的电压传感器 74供给表示蓄电池电压Pb的信号。
指令值设定部172对如上文所述将线性螺线管SSLT的驱动电流i(t) 的平均电流作为控制目标值来表示的电流指令值r(t)进行设定。在参数的补正控制中，指令值设定部172将预定的电流指示值Rpd[A]作为电流指令值 r(t)而向反馈控制器部176c输出预定时间Tpd[s]以上。优选为，预定的电流指示值Rpd被设为与通常设定的电流指令值r(t)相比而较大的值，由此，能够高精度地对电阻Rz以及电感L进行计算。指令值设定部172向计测部180输出作为该电流指令值r(t)的输出开始信号的计数器信号TM。此外，指令值设定部172在从预定的电流指示值Rpd的输出开始起经过了预定时间 Tpd时，向计测部180输出作为输出结束信号的计数器信号TM。另外，预定的电流指示值Rpd以线性螺线管SSLT的驱动电流i(t)在经过了预定期间 Tpd的时间点处成为收敛状态的方式，预先实验性或设计性地被设定。此外，预定时间Tpd作为在预定的电流指示值Rpd时驱动电流i(t)的瞬时电流成为收敛状态的时间，而根据蓄电池电压Pb、电阻Rz、电感L、驱动周期τ、驱动晶体管Tr的导通时间τ1的额定值以及设计值而被预先实验性或设计性地被设定，并且被设定为，即使它们的实际值由于时间性变化或在特殊的温度环境下从额定值以及设计值而在假设范围内发生了变动但也会成为收敛状态。
参数存储部174、反馈控制器部176c以及PWM生成部178的功能与利用图6而进行说明的功能相同。
计测部180在从指令值设定部172被输入有作为输出开始信号的计数器信号TM时，从电压传感器74取得蓄电池电压Pb，并从A/D转换器ADC取得电流信号Iact。计测部180根据所取得的电流信号Iact而对电流信号Iact 的平均电流Iave以及最低瞬时电流Imin进行计测。作为电流信号Iact的平均电流Iave的计测方法，对例如驱动周期τ的一个周期的量的期间即τ[s] 的期间内的电流信号Iact的移动平均值进行计算并更新。作为电流信号Iact 的最低瞬时电流Imin的计测方法，在例如驱动周期τ的每个期间内对电流信号Iact的最低值进行计算并更新。计测部180根据例如反馈控制器部176c 运算出的输出y或PWM生成部178所生成的PWM信号等的指令值，而取得驱动晶体管Tr的导通时间τ1、驱动晶体管Tr的关断时间τ2以及驱动周期τ。计测部180在从指令值设定部172输入了作为输出结束信号的计数器信号TM时，将至此为止计测出的平均电流Iave以及最低瞬时电流Imin分别决定为收敛状态下的平均电流Iavec以及收敛状态下的最低瞬时电流Iminc。计测部180在决定了收敛状态下的平均电流Iavec以及收敛状态下的最低瞬时电流Iminc之后向计算部182输出指令信号。
计算部182在从计测部180被输入有指令信号时，根据式(5)而对电阻 Rz进行计算，且根据式(6)而对电感L进行计算。计算部182在计算出电阻Rz以及电感L之后，向补正部184输出指令信号。
在此，对根据式(5)而计算出电阻Rz且根据式(6)而计算出电感L 的理由进行说明。
由于式(30)中的收敛驱动电流a∞为收敛状态下的平均电流Iavec，因此，通过将式(30)变形为关于电阻Rz的公式，从而导出式(5)。
根据与式(15)叠加的原理，关于收敛状态下的最低瞬时电流Iminc，式(90)成立。式(90)如式(91)那样，公式被变形，式(91)为式(6) 本身。
【数学式31】
Figure GDA0002760327570000451
Figure GDA0002760327570000452
另外，式(6)未成为对电感L进行求解的公式。图32为，表示驱动电流i(t)流通的电路的电感L和收敛状态下的最低瞬时电流Iminc之间的关系的图。在图32中，作为上述的各个规格值，在蓄电池电压Pb为15[V]、电阻Rz＝5.8[Ω]{＝5.3[Ω](等效电阻Rs)+0.5[Ω](检测电阻Rd)}、驱动周期τ＝1/3×10-2[s]、关断时间τ2＝τ/2[s]的情况下，表示了电感L在0～ 0.1[H]的范围内时的电感L与最低瞬时电流Iminc之间的关系。由图32可知，最低瞬时电流Iminc成为电感L的单调增加函数。因此，通过利用了如牛顿法或二分搜索法那样的迭代法的收敛计算，从而能够求取电感L。
补正部184在从计算部182被输入有指令信号时，根据计算出的电阻Rz 以及电感L，而对在反馈控制器部176c中所使用的参数进行补正。补正部184 将存储于参数存储部174中的参数改写为被进行了补正的参数并进行更新。由此，反馈控制器部176c中的反馈控制根据被进行了补正的参数而被执行。
图33为，关于图31的电子控制装置170c中的参数的补正控制的流程图。图33的流程图在对例如自动变速器14进行控制的液压控制电路18的制造工序中的检査时被开始执行。此外，以如下的情况等作为触发而开始执行，所述情况为，在包括例如线性螺线管SSLT在内的液压控制电路18作为修理件而被安装在车辆中时的检査时、为了确认老化而在车辆的行驶距离超过了固定距离(例如1万km的行驶)的情况、或者成为如低温时或高温时那样的特殊环境下的情况。由于图33的流程图在0.1[s]左右的较短的时间内结束，因此在车辆的行驶距离超过固定距离的情况下，以即使驱动电流i(t)流过例如线性螺线管SSLT中也不会对车辆的行驶带来影响的方式在行驶状态下实施流程图的执行。成为特殊环境下的情况具体地包括由于因车辆长时间上坡行驶而工作油的油温上升从而被设置于线性电磁阀SLT中的线性螺线管 SSLT变成了高温的情况、或者使在寒冷地带长时间停止的发动机10启动的情况，根据表示从油温传感器88供给的工作油温度Thoil的信号，而对处于特殊环境的情况进行检测。
首先，在与指令值设定部172相对应的步骤S300中，预定的电流指示值 Rpd作为电流指令值r(t)而以预定时间Tpd以上被输出。然后，执行步骤 S310。
在与计测部180相对应的步骤S310中，取得或计测了蓄电池电压Pb、收敛状态下的平均电流Iavec、收敛状态下的最低瞬时电流Iminc、驱动周期τ、驱动晶体管Tr的导通时间τ1、驱动晶体管Tr的关断时间τ2。然后，执行步骤S320。
在与计算部182相对应的步骤S320中，根据式(5)而计算出电阻Rz。然后，执行步骤S330。
在与计算部182相对应的步骤S330中，根据式(6)而计算出电感L。然后，执行步骤S340。
在与补正部184相对应的步骤S340中，根据所计算出的电阻Rz以及电感L，而对在反馈控制器部176c中所使用的参数进行补正。然后，流程结束。
根据本实施例的电子控制装置170c，在驱动电流i(t)由蓄电池电压 Pb、导通时间τ1以及关断时间τ2的驱动周期τ进行控制的情况下，当收敛状态下的驱动电流i(t)的平均电流为Iavec、收敛状态下的驱动电流i (t)的最低瞬时电流为Iminc时，利用式(5)而计算出驱动电流i(t)流通的电路的电阻Rz，并利用式(6)而计算出该电路的电感L，且根据所计算出的电阻Rz以及电感L，而使反馈控制系统的参数被补正。如此，通过式(5) 以及式(6)，从而计算出在车辆完成后的老化或如低温时或高温时那样的特殊环境下的电阻Rz以及电感L的实际值。因此，根据以此方式计算出的电阻 Rz以及电感L的实际值，而使反馈控制系统的参数被补正。因此，即使线性螺线管SSLT的等效电阻Rs以及等效电感Ls或检测电阻Rd在车辆完成后老化、或者在如低温时或高温时那样的特殊环境下与通常时大不相同，在线性螺线管SSLT的反馈控制中，驱动电流i(t)也不会发生振动，且会响应性良好地被控制，从而在线性螺线管SSLT中以不产生耦合振动的方式而被控制。
【实施例3】
如上文所述，在图1中，记载了包括作为本发明的其他的实施例的电子控制装置270在内的液压式可变气门正时装置200(以下，称为可变气门正时装置200)的结构。在上述的实施例1和实施例2中，本发明被应用于对自动变速器14的变速级进行控制的液压控制电路18的线性螺线管SSLT的电子控制装置170中，但在本实施例中，本发明被应用于液压式可变气门正时装置200,这一点有所不同。另外，对于与实施例1和实施例2共同的部分，标记相同的符号并适当省略说明。
可变气门正时装置200具备进气凸轮轴204、可变气门正时机构202 (VVT-i：VariableValveTiming-intelligent)、液压控制电路232以及电子控制装置270。
向发动机10的气缸进气的正时成为，凸轮206被驱动而在最佳的正时实施进气门208的开闭。凸轮206呈圆形的一部分平滑地突出的卵型的截面形状，凸轮206的旋转运动被转换为进气门208的往复运动，从而进气门208 被开闭。在具有多个气缸的多气缸的发动机10中，使用了具有多个凸轮206 的进气凸轮轴204。曲轴26的旋转从被设置于例如曲轴26上的链轮24起经由正时链条212而向以可旋转的方式被支承于轴心CL2上的链轮220进行传递。而且，虽然如后文叙述旋转部件210以与链轮220相同的转速进行旋转，但被设为相对于链轮220而旋转相位可调节。进气凸轮轴204被固定于旋转部件210，旋转部件210以及进气凸轮轴204以可旋转的方式被支承于轴心 CL2。另外，在四冲程发动机的情况下，由于凸轮206需要在四个冲程内旋转一圈，与此相对曲轴26在四个冲程内旋转两圈，因此链轮220的直径被设为链轮24的两倍的直径。
可变气门正时机构202为，具备被固定于进气凸轮轴204的端部的旋转部件210、和以可旋转的方式被支承于进气凸轮轴204的端部的链轮220，并如后文所述通过从液压控制电路232供给的液压而对进气凸轮轴204的旋转相位进行调节的机构。由此，调节了发动机10的进气门208的开闭正时。
图34至图36为，表示包括作为本发明的其他的实施例的电子控制装置 270在内的可变气门正时装置200的主要部分的结构图。在图34中，示出了从轴心CL2方向观察的链轮220以及旋转部件210的截面，并示出了从轴心 CL2方向观察的进气凸轮轴204、后述的阀门部238以及后述的致动器234 的截面。图34表示以进气凸轮轴204的旋转相位滞后的方式进行了调节的情况。旋转部件210具有从圆筒状的外周面向半径方向的外侧突出的一对叶片210a以及叶片210b。旋转部件210被收纳于圆筒形的链轮220的内部。在链轮220的内部，设置有隔着叶片210a而对置的旋转方向后方侧的提前角侧油室220a以及油室220c、隔着叶片210b而对置的旋转方向前方侧的滞后角侧油室220b以及油室220d。提前角侧油室220a、滞后角侧油室220b、油室220c 以及油室220d成为如下结构，即，通过密封部件而被密封从而保持了它们内部的液压，并通过后述的液压控制电路232而控制它们的液压。
液压控制电路232具备致动器234、阀门部238、单向阀214、216、供给通道部222、供给副通道部224、226以及排出通道部228、230。致动器 234通过从电子控制装置270向驱动电路部234d输出的PWM信号而使线性螺线管234a的驱动电流i(t)被控制，从而通过作为与驱动电流i(t)相对应的驱动信号SD2的推力而使被配置于电磁阀外壳234c内的挤压部234b向轴心CL2方向被移动。阀门部238具备圆筒状部件240、滑阀阀体242、弹簧 244和有底圆筒状部件246。滑阀阀体242被插入至在圆筒状部件240的轴心CL2方向上所形成的贯穿孔240d内，并能够在轴心CL2方向上进行移动。弹簧244被保持于在滑阀阀体242上被安装的弹性挡环上，弹簧244向致动器 234侧对滑阀阀体242进行施力。此外，根据致动器234的挤压部234b的轴心CL2方向的移动，从而使被配置于圆筒状部件240内的滑阀阀体242向轴心CL2方向被移动。通过滑阀阀体242的移动，从而经由了供给通道部222、供给副通道部224、226以及排出通道部228、230的工作油的供给或排出被切换。以此方式，通过对从阀门部238向供给通道部222输出的输出压力PW1、从阀门部238向排出通道部228输出的输出压力PW2、向排出通道部230输出的输出压力PW3进行控制，从而使工作油相对于提前角侧油室220a、滞后角侧油室220b、油室220c以及油室220d而供给或排出。另外，来自阀门部 238的输出压力PW1、PW2、PW3相当于本发明中的“信号压”，其并未被限定于供给工作油的高压的情况，也存在排出工作油的排出压力的情况。
电子控制装置270与上述的实施例1的电子控制装置170同样地被构成为包含所谓微型计算机，CPU通过在利用RAM的临时存储功能的同时根据预先存储于ROM中的程序而实施信号处理，从而对可变气门正时装置200进行控制。另外，电子控制装置270相当于本发明中的“控制装置”。
在电子控制装置270中，从对曲轴26的旋转角度进行检测的曲轴位置传感器70以及对进气凸轮轴204的旋转角度进行检测的凸轮位置传感器72，被供给分别表示曲轴旋转角度Pcra[rad]的信号以及表示凸轮旋转角度 Pcam[rad]的信号。电子控制装置270如上文所述向致动器234的驱动电路部 234d输出PWM信号。
电子控制装置270的功能框图为，与在上述的实施例1中所说明的图6 的电子控制装置170b的功能框图相同的结构。致动器234的线性螺线管234a 的等效电路与上述的实施例1中的线性螺线管SSLT相同，并用等效电感Ls 以及等效电阻Rs的RL串联电路来表达。此外，致动器234的驱动电路部234d 的等效电路与上述的实施例1中的驱动电路DRV相同，并被构成为，包括供给有蓄电池电压Pb的端子Bt、驱动晶体管Tr、检测电阻Rd、运算放大器AMP、以及A/D转换器ADC。
图34所示的箭头标记Fr为，曲轴26的旋转经由链轮24以及正时链条 212而向链轮220被传递的旋转的方向。通过从电子控制装置270输出的PWM 信号，而对在线性螺线管234a中流通的驱动电流i(t)进行控制，由此，致动器234的挤压部234b克服弹簧244的作用力而使滑阀阀体242被移动至排出孔242a和油孔240c连通的位置处。此时，工作油从链轮220的提前角侧油室220a向箭头标记所示的方向经由供给副通道部224、排出通道部228、油孔240c以及排出孔242a，而向在轴心CL2方向上所形成的通道242b被排出。
如此，通过链轮220的箭头标记Fr方向的旋转力，并通过叶片210a而使提前角侧油室220a内的工作油被排出，并且油室220d内的工作油经由槽部210c而向油室220c内移动。而且，旋转部件210向与箭头标记Fr相反的方向旋转。其结果为，相对于与曲轴26联动的链轮220的旋转相位，与旋转部件210连结的进气凸轮轴204的旋转相位滞后，从而进气门208的开闭正时的相位滞后。
图35为表示包括电子控制装置270在内的可变气门正时装置200的主要部分的结构图，并表示以进气凸轮轴204的旋转相位提前的方式进行了调节的情况。致动器234以通过使从电子控制装置270向驱动电路部234d的PWM 信号的输出停止从而在线性螺线管234a中不流通驱动电流i(t)的方式被控制。据此，在阀门部238中，被配置于圆筒状部件240内的滑阀阀体242 通过弹簧244的作用力而向轴心CL2方向被移动。由此，滑阀阀体242的排出孔242a和油孔240a被连通。此时，工作油从链轮220的滞后角侧油室220b 向箭头标记所示的方向经由供给副通道部226、排出通道部230、油孔240a、以及排出孔242a而向通道242b被排出。
如此，通过链轮220的与箭头标记Fr相反方向的旋转力，并通过叶片 210b而滞后角侧油室220b内的工作油被排出，油室220c内的工作油经由槽部210c而向油室220d内被移动。而且，旋转部件210向箭头标记Fr方向旋转。其结果为，相对于与曲轴26联动的链轮220的旋转相位，与旋转部件 210连结的进气凸轮轴204的旋转相位提前，从而进气门208的开闭正时的相位提前。
图36为表示包括电子控制装置270在内的可变气门正时装置200的主要部分的结构图，并表示以保持进气凸轮轴204的旋转相位的方式进行了调节的情况。当凸轮旋转角度Pcam成为设为目标的角度时，通过由从电子控制装置270向驱动电路部234d输出的PWM信号而产生的致动器234的挤压部234b 的移动，从而滑阀阀体242被移动而成为排出孔242a和油孔240b连通的位置。由此，工作油不从排出通道部228以及排出通道部230向通道242b被排出。此时，通过滑阀阀体242而使油孔240a、240c被堵塞从而提前角侧油室 220a内以及滞后角侧油室220b内的工作油不会被排出，从而成为工作油从供给通道部222被供给并充填于油室220c、220d中的状态。此外，供给通道部222内的工作油经由单向阀214、216，并经由供给副通道部224、226而向提前角侧油室220a以及滞后角侧油室220b被供给。其结果为，成为进气凸轮轴204的旋转相位相对于曲轴26的旋转相位而被保持的状态，从而进气门208的开闭正时被决定。另外，工作油经由油孔258、被形成于进气凸轮轴204的端部上的油室256、油孔262、单向阀252、油路260以及油孔240b，而从液压泵90向供给通道部222被供给。
在此，电子控制装置270对驱动电路部234d的反馈控制与上述的实施例 1中的电子控制装置170b对驱动电路DRV的反馈控制相同。即，从电子控制装置270向驱动电路部234d输出与电流指令值r(t)相应的PWM信号的同时，实际在线性螺线管234a中流通的驱动电流i(t)作为电流信号Iact而从驱动电路部234d被电子控制装置270获取。电子控制装置270利用所述参数被决定的反馈控制系统，来执行反馈控制。参数的决定方法与上述的实施例1相同。
根据本实施例的电子控制装置270，致动器234具备线性螺线管234a，在对将发动机10的进气门208的开闭正时进行调节的可变气门正时机构202 进行控制的液压控制电路232中，致动器234为了使产生对开闭正时进行调节的液压从而与基于反馈控制系统而被决定的驱动电流i(t)相应地从液压控制电路232的阀门部238向可变气门正时机构202供给作为信号压的输出压力PW1、PW2、PW3。由此，由于从阀门部238向可变气门正时机构202供给的信号压不会发生振动且会响应性良好地被控制，因而伴随于此，由可变气门正时机构202所实施的所述开闭正时的调节也不会发生振动，且会响应性良好地被控制。
以上，虽然根据附图，对本发明的实施例进行了说明，但本发明也被应用于其他的方式中。
虽然在上述的实施例2中，仅根据驱动电流i(t)流通的电路的被计算出的电阻Rz以及电感L而对反馈控制系统的参数进行了补正，但并未限定于此。例如，也可以根据对电阻Rz以及电感L的额定值和计算值实施了如7：3那样的加权而得到的值(在该情况下，为0.7×额定值+0.3×计算值)，而对反馈控制系统的参数进行补正。即使计算值处于从实际值偏离的异常值侧，也通过使实施了加权而得到的值成为正常值侧从而正常地实施反馈控制。此外，在上述的实施例3的电子控制装置270中，也可以与实施例2同样地根据驱动电流i(t)流通的电路的电阻Rz以及电感L的实际值，而对反馈控制系统的参数进行补正。
虽然在上述的实施例1和实施例2中，通过本发明而被控制的线性螺线管SSLT被设置于线性电磁阀SLT，所述线性电磁阀SLT在自动变速器14的液压控制电路18中，为了对管道压力调压阀110所生成的管道压力PL进行控制而向所述管道压力调压阀110供给作为信号压的控制液压PS，但并未被限定于此。例如，通过本发明而被控制的线性螺线管SSLT也可以为第一电磁开闭阀SV1或第二电磁开闭阀SV2，所述第一电磁开闭阀SV1或第二电磁开闭阀SV2在自动变速器14的液压控制电路18中作为使变速级成立的液压式摩擦卡合装置的离合器C1、C2、C3、作为对制动器B1、B2、B3进行控制的线性电磁阀。第一电磁开闭阀SV1以及第二电磁开闭阀SV2为与例如上述的实施例1的线性电磁阀SLT相同的结构，分别从第一电磁开闭阀SV1以及第二电磁开闭阀SV2输出与在被设置于第一电磁开闭阀SV1以及第二电磁开闭阀SV2中的线性螺线管SSLT中流通的驱动电流i(t)相应的大小的输出压力PV1、PV2。另外，第一电磁开闭阀SV1以及第二电磁开闭阀SV2的输出压力PV1，PV2相当于本发明中的“信号压”。在该情况下，由于用于对被设置于自动变速器14上的液压式摩擦卡合装置进行控制的第一电磁开闭阀SV1 以及第二电磁开闭阀SV2的输出压力PV1、PV2也不会发生振动，且会响应性良好地被控制，因而伴随于此，液压式摩擦卡合装置的断开或连接也不会发生振动，且会响应性良好地被控制。
虽然在上述的实施例3中，通过利用电子控制装置270而对线性螺线管 234a进行控制，从而控制了进气门208的开闭正时，但并未被限定于此。例如，也可以代替进气门208，而对发动机10的排气门的开闭正时进行控制，此外，也可以与进气门208一同对排气门的开闭正时进行控制。
虽然在上述的实施例中，为了实现匹配工时的削减和减小了耦合振动的较高的响应性而使用了ILQ设计法，但如果可以牺牲较高的响应性则也可以应用除了ILQ设计法之外的设计方法。例如，也可以通过上述的比较例或LQ 设计法(LinearQuadratic设计法)、严格正实(SPR：StrictlyPositiveReal) 控制器、滑动模式控制、PID控制等其他的控制理论或其设计法来设计反馈控制器部。在该情况下，由于也导出了高精度地被线性近似化的传递函数，从而削减了使参数与成为响应性重要因素的电源电压等的状态值的各值匹配的匹配工时。
另外，上述的实施例毕竟为本发明的实施例，本发明能够在不脱离其主旨的范围内，根据本领域技术人员的知识而以施加各种各样的变更、改良的方式而实施。
符号说明
10：车辆用发动机；
14：车辆用自动变速器；
18：液压控制电路；
110：管道压力调压阀；
170、170a、170b、170c：电子控制装置(控制装置)；
202：可变气门正时机构；
208：进气门(阀门)；
232：液压控制电路；
234：致动器；
234a：线性螺线管；
270：电子控制装置(控制装置)；
B1～B3：制动器(液压式摩擦卡合装置)；
C1～C3：离合器(液压式摩擦卡合装置)；
d：干扰；
Gyd(s)：传递函数；
i(t)：驱动电流；
i(nτ)、Iave、Iavec：平均驱动电流(控制量)；
Iminc：最低瞬时电流；
K：增益(参数)；
L：电感；
Pb：蓄电池电压；
PL：管道压力；
PS：控制液压(信号压)；
PV1、PV2：输出压力(信号压)；
PW1、PW2、PW3：输出压力(信号压)；
Rz：电阻；
SLT、SV1、SV2：线性电磁阀；
SSLT：线性螺线管；
t：时间；
vin(t)：输入电压；
y：输出；
Σ：正定矩阵(参数)；
τ：驱动周期；
τ1：导通时间；
τ2：关断时间。

Claims (8)

1.一种车辆的线性螺线管(SSLT；234a)的电子控制装置(170；270)，其利用反馈控制并以使驱动电流(i(t))流通于线性螺线管(SSLT；234a)中的方式而进行控制，其特征在于，
所述反馈控制使用了用ILQ设计法来决定参数(K，Σ)的反馈控制系统，
在所述反馈控制系统中的表示输出(y)相对于干扰(d)的比的传递函数(Gyd(s))的增益的频率特性中，所述增益被设为跨及全频而小于0dB。
2.如权利要求1所述的车辆的线性螺线管(SSLT)的电子控制装置(170)，其特征在于，
所述线性螺线管(SSLT)被设置于线性电磁阀(SLT、SV1、SV2)中，
所述线性电磁阀(SLT、SV1、SV2)输出与基于所述反馈控制系统而被决定的所述驱动电流(i(t))相应的大小的信号压(PS、PV1、PV2)。
3.如权利要求2所述的车辆的线性螺线管(SSLT)的电子控制装置(170)，其特征在于，
所述线性电磁阀(SLT、SV1、SV2)在车辆用自动变速器(14)的液压控制电路(18)中，为了对管道压力调压阀(110)所生成的管道压力(PL)进行控制而向所述管道压力调压阀(110)供给所述信号压(PS、PV1、PV2)。
4.如权利要求2所述的车辆的线性螺线管(SSLT)的电子控制装置(170)，其特征在于，
所述线性电磁阀(SLT、SV1、SV2)在车辆用自动变速器(14)的液压控制电路(18)中，为了对使变速级成立的液压式摩擦卡合装置(C1～C3、B1～B3)进行控制而供给所述信号压。
5.如权利要求1所述的车辆的线性螺线管(234a)的电子控制装置(270)，其特征在于，
所述线性螺线管(234a)被设置于致动器(234)中，
所述致动器(234)在对调节车辆用发动机(10)的阀门(208)的开闭正时的可变气门正时机构(202)进行控制的液压控制电路(232)中，为了产生对所述开闭正时进行调节的液压，从而根据基于所述反馈控制系统而被决定的所述驱动电流(i(t))，而从所述液压控制电路(232)向所述可变气门正时机构(202)供给信号压(PW1、PW2、PW3)。
6.如权利要求1至5中任一项所述的车辆的线性螺线管(SSLT；234a)的电子控制装置(170；270)，其特征在于，
在通过利用PWM信号而对蓄电池电压(Pb)进行了导通关断控制的输入电压(vin(t))来对所述线性螺线管(SSLT；234a)的所述驱动电流(i(t))进行控制的情况下，所述驱动电流(i(t))流通的电路通过电阻(Rz)和电感(L)的串联电路而被近似，并创建与在所述串联电路中流通的所述驱动电流(i(t))的瞬时电流相关的电路方程式，且创建与对所述驱动电流(i(t))进行控制时的控制量(i(nτ))相关的公式，与所述控制量(i(nτ))相关的公式作为递推公式而被导出，且与所述控制量(i(nτ))相关的公式的所述递推公式被求解并通过近似式而被线性化，且利用所述被线性化的与所述控制量(i(nτ))相关的公式，而导出所述反馈控制的传递函数(G(s))，并利用所述传递函数(G(s))来决定所述控制量(i(nτ))。
7.如权利要求6所述的车辆的线性螺线管(SSLT；234a)的电子控制装置(170；270)，其特征在于，
当时间由t表示、所述PWM信号的驱动周期由τ表示、所述驱动周期中的被导通控制的导通时间由τ1表示、所述蓄电池电压由Pb表示、所述输入电压由vin(t)表示、所述驱动电流(i(t))由i(t)表示、所述电阻由Rz表示、所述电感由L表示时，所述电路方程式被创建为式(1)，与作为所述控制量(i(nτ))的第n周期的所述驱动电流i(t)的平均驱动电流i(nτ)相关的公式被创建为式(2)，所述递推公式被导出为式(3)，所述近似式为式(4)，其中，n为自然数，时间t的单位为s，驱动周期τ的单位为s，导通时间τ1的单位为s，蓄电池电压Pb的单位为V，输入电压vin(t)的单位为V，驱动电流i(t)的单位为A，电阻Rz的单位为Ω，电感L的单位为H，
Figure FDA0002764776890000031
Figure FDA0002764776890000032
Figure FDA0002764776890000033
Figure FDA0002764776890000034
8.如权利要求1至5中的任一项所述的车辆的线性螺线管(SSLT；234a)的电子控制装置(170；270)，其特征在于，
在通过利用PWM信号而对蓄电池电压(Pb)进行了导通关断控制的输入电压(vin(t))来对所述线性螺线管(SSLT；234a)的所述驱动电流(i(t))进行控制的情况下，当所述PWM信号的驱动周期为τ、所述驱动周期中的被导通控制的导通时间为τ1以及被关断控制的关断时间为τ2、所述蓄电池电压为Pb、收敛状态下的所述驱动电流(i(t))的平均电流为Iavec、收敛状态下的所述驱动电流(i(t))的最低瞬时电流为Iminc时，利用式(5)而对所述驱动电流(i(t))流通的电路的电阻Rz进行计算，并且利用式(6)而对所述电路的电感L进行计算，
根据所计算出的所述电阻Rz以及所述电感L，而对所述参数(K，Σ)进行补正，其中，驱动周期τ的单位为s，导通时间τ1的单位为s，关断时间τ2的单位为s，蓄电池电压Pb的单位为V，平均电流Iavec的单位为A，最低瞬时电流Iminc的单位为A，电阻Rz的单位为Ω，电感L的单位为H，
Figure FDA0002764776890000041
Figure FDA0002764776890000042
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