JP2022082083A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ機器定数の変動により、指令角周波数において、出力電流指令値からインバータの実際の出力電流までの周波数伝達関数のゲインが１から大きくずれたり、インバータの出力電流の位相が出力電流指令値の位相から大きくずれ、交流誘導電動機の良好な性能が得られなくなるのを防止する。
【解決手段】出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）の基本波成分の周波数を指令角周波数（ω_ｒｅ）としたとき、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数のゲインを、指令角周波数（ω_ｒｅ）において略１とし、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数の位相を、指令角周波数（ω_ｒｅ）において略０°とする。
【選択図】図２

Description

本開示は、交流誘導電動機を駆動する電力変換装置に関する。

特許文献１には、直流を三相交流にスイッチング動作により変換して出力することにより、交流誘導電動機を駆動するインバータと、電圧指令値を算出する電流制御部と、前記電流制御部によって算出された電圧指令値に基づいて、前記インバータのスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御部とを備えた電力変換装置が開示されている。この電力変換装置では、電流制御部が、交流誘導電動機の回転角と相電流とから、ｄ軸電流とｑ軸電流とを求め、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流との偏差が小さくなるように、ｄ軸電圧指令値を生成するとともに、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流との偏差が小さくなるように、ｑ軸電圧指令値を生成する。

近藤、結城、「誘導電動機速度センサレスベクトル制御の鉄道車両駆動への適用検討」、電気学会論文誌．Ｄ、電気学会、２００５年１月１日、第１２５巻、第１号、ｐ．１～８

ところで、交流誘導電動機を駆動する電力変換装置において、交流の出力電流指令値にインバータの出力電流を位相ずれなく追従させたいという要請がある。前記非特許文献１では、交流誘導電動機に対し、速度センサレスベクトル制御による電流制御を行う。速度センサレスベクトル制御では、検出電流に対する回転座標変換を、モータ機器定数に基づいて行うので、電流変化や温度変化や固体ばらつきによってモータ機器定数が変動すると、回転座標変換後の検出電流に誤差が生じやすい。したがって、出力電流指令値の基本波成分の周波数である指令角周波数において、出力電流指令値からインバータの実際の出力電流までの周波数伝達関数のゲインが、１から大きくずれたり、インバータの出力電流の位相が、出力電流指令値の位相から大きくずれ、交流誘導電動機の良好な性能が得られなくなる虞がある。

本開示の目的は、モータ機器定数の変動により、指令角周波数において、出力電流指令値からインバータの実際の出力電流までの周波数伝達関数のゲインが１から大きくずれたり、インバータの出力電流の位相が出力電流指令値の位相から大きくずれ、交流誘導電動機の良好な性能が得られなくなるのを防止することにある。

本開示の第１の態様は、直流を三相交流にスイッチング動作により変換して出力することにより、交流誘導電動機（3）を駆動するインバータ（12）と、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する電流制御部（20）と、前記電流制御部（20）によって算出された電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）に基づいて、前記インバータ（12）のスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御部（16）とを備えた電力変換装置であって、前記インバータ（12）の出力電流を検出する電流検出部（15）をさらに備え、前記電流制御部（20）は、前記インバータ（12）の出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）と前記電流検出部（15）の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）に基づく電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）とに基づいて、前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する電流制御動作を、前記交流誘導電動機（3）のＵ相コイルを流れるＵ相電流、前記交流誘導電動機（3）のＶ相コイルを流れるＶ相電流、及び前記交流誘導電動機（3）のＷ相コイルを流れるＷ相電流についてそれぞれ行うか、又は前記電流制御動作を、前記Ｕ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流に対応するα軸電流及びβ軸電流についてそれぞれ行うものであり、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）の基本波成分の周波数を指令角周波数（ω_ｒｅ）としたとき、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数のゲインが、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において略１であり、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数の位相が、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において略０°であることを特徴とする。

第１の態様では、回転座標変換を行わず、固定座標系でインバータ（12）の出力電流が出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）とほぼ等しくなるように電流制御を行うので、モータ機器定数の変動による電流制御への影響が少ない。したがって、モータ機器定数の変動によって交流誘導電動機（3）の良好な性能が得られなくなるのを防止できる。

本開示の第２の態様は、第１の態様において、前記電流制御動作は、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分に基づいて、前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、前記差分から前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインが、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において無限大であり、前記差分から前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数の位相が、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において略０°であることを特徴とすることを特徴とする。

第２の態様では、出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分から電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインが、指令角周波数（ω_ｒｅ）において無限大であるので、出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）の基本波成分と電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の指令角周波数（ω_ｒｅ）の成分との差分を略０にできる。

本開示の第３の態様は、第２の態様において、前記電流制御動作は、前記差分とフィードバック値（FB）との差に基づいて前記フィードバック値（FB）を算出し、前記差に基づいて前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、前記フィードバック値（FB）は、前記差分に含まれる前記指令角周波数（ω_ｒｅ）の成分の増幅値を含むことを特徴とする。

第３の態様では、フィードバック値（FB）が、差分に含まれる指令角周波数（ω_ｒｅ）の成分の増幅値を含むので、当該差分から電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインを、指令角周波数（ω_ｒｅ）において無限大にできる。

本開示の第４の態様は、第３の態様において、前記電流制御動作は、前記差を積分した第１積分値（Ｚ_1α）を第１のゲイン（f₁）倍して第１の比例値を算出し、前記第１積分値（Ｚ_1α）を積分した第２積分値（Ｚ_２α）を第２のゲイン（f₂）倍して第２の比例値を算出し、前記第１及び第２の比例値に基づいて前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの前記第１及び第２のゲイン（f₁、f₂）の変化量は、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）の２乗の変化量に比例することを特徴とする。

第４の態様では、第１及び第２のゲイン（f₁、f₂）を指令角周波数（ω_ｒｅ）に応じて変化させるので、電流制御動作を、幅広い指令角周波数（ω_ｒｅ）に適応させることができる。

本開示の第５の態様は、第４の態様において、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）の２乗の変化量をＤ、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの開ループ周波数伝達関数のゲインの交差角周波数をωｃ、前記交流誘導電動機（3）の１次巻線のインダクタンスをＬ１、前記交流誘導電動機（3）の２次巻線のインダクタンスをＬ２、１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンスをＭとした場合に、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの前記第１のゲイン（f₁）の変化量は、Ｄ・（Ｌ１・Ｌ２－Ｍ^２）／Ｌ２となり、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの前記第２のゲイン（f₂）の変化量は、３Ｄ・ωｃ・（Ｌ１・Ｌ２－Ｍ^２）／Ｌ２となることを特徴とする。

第５の態様では、電流制御部（20）が、幅広い指令角周波数（ω_ｒｅ）において、交流誘導電動機（3）に適した制御を行える。

本開示の第６の態様は、第４又は第５の態様において、前記電流制御動作は、前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）を第３のゲイン（f_３）倍して第３の比例値を算出し、前記第１の比例値、前記第２の比例値及び前記第３の比例値を０から減算して前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの開ループ周波数伝達関数のゲインの交差角周波数をωｃ、前記交流誘導電動機（3）の１次巻線のインダクタンスをＬ_１、前記交流誘導電動機（3）の２次巻線のインダクタンスをＬ_２、前記１次巻線と前記２次巻線との間の相互インダクタンスをＭ、前記１次巻線の抵抗をＲ_１、前記２次巻線の抵抗をＲ_２とし、前記第３のゲイン（f₃）をｆ_３としたとき、以下の式（Ａ）が成立することを特徴とする。

第６の態様では、電流制御部（20）が、幅広い指令角周波数において、交流誘導電動機（3）に適した制御を行える。

本開示の第７の態様は、第１又は第２の態様において、前記電流制御動作は、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分と、前記基本波成分の１周期前の前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）との和を所定の電流制御ゲイン倍することにより、前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであることを特徴とする。

本開示の第８の態様は、第１～７の態様のいずれか１つにおいて、交流電源（2）の交流電圧を前記直流に整流する整流部（11）と、前記インバータ（12）の入力端（12a,12b）間に接続されたキャパシタンス素子（14）とをさらに備え、前記キャパシタンス素子（14）は、前記交流電源（2）と前記キャパシタンス素子（14）との間のインダクタンス成分とでＬＣフィルタ（LC）を構成していることを特徴とする。

本開示の第９の態様は、第８の態様において、前記ＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を含む電気的な物理量を検出する物理量検出部（18）と、前記物理量検出部（18）により検出される値に基づいて、前記物理量に含まれる前記共振周波数の成分を減衰させるように前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を補正する出力電圧補正部（50）とをさらに備えていることを特徴とする。

第９の態様では、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、物理量に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。したがって、ＬＣ回路（LC）の共振によるキャパシタンス素子（14）の電圧変動を抑制できる。

本開示の第１０の態様は、第９の態様において、前記交流電源（2）と前記キャパシタンス素子（14）との間に接続されたリアクトル（13）を備え、前記物理量は、前記リアクトル（13）の電圧（V_L）であることを特徴とする。

第１０の態様では、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、リアクトル（13）の電圧（V_L）に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

本開示の第１１の態様は、第９の態様において、前記物理量は、前記キャパシタンス素子（14）の電圧（V_dc）であることを特徴とする。

第１１の態様では、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、キャパシタンス素子（14）の電圧（V_dc）に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

本開示の第１２の態様は、第９の態様において、前記交流電源（2）と前記キャパシタンス素子（14）との間に接続されたリアクトル（13）を備え、前記物理量は、前記リアクトル（13）を流れる電流であることを特徴とする。

第１２の態様では、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、リアクトル（13）を流れる電流に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

本開示の第１３の態様は、第９の態様において、前記物理量は、前記キャパシタンス素子（14）を流れる電流であることを特徴とする。

第１３の態様では、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、キャパシタンス素子（14）を流れる電流に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

第１４の態様は、第９の態様において、前記物理量は、前記キャパシタンス素子（14）に蓄えられた電気的エネルギーであることを特徴とする。

第１４の態様では、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、キャパシタンス素子（14）に蓄えられた電気的エネルギーに含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

第１５の態様は、第９の態様において、前記物理量は、前記交流電源（2）からの入力電流であることを特徴とする。

第１５の態様では、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、交流電源（2）からの入力電流に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

第１６の態様は、第１～１５の態様のうちいずれか１つにおいて、前記電流制御部（20）は、前記電流検出部（15）の検出値に基づいてすべり周波数（ω_ｓ）を推定し、推定したすべり周波数（ω_ｓ）に基づいて、前記出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）を算出することを特徴とする。

第１６の態様では、電流制御部（20）が、推定したすべり周波数（ω_ｓ）を、インバータ（12）の出力電流に反映させることができる。

図１は、実施形態１に係る電力変換システムの構成を示すブロック図である。 図２は、正弦波追従制御器のブロック線図である。 図３は、電力変換システムのブロック線図である。 図４（ａ）は、出力電流指令値から電流検出値までの閉ループ周波数伝達関数のゲインを示すゲイン線図であり、図４（ｂ）は、出力電流指令値から電流検出値までの閉ループ周波数伝達関数の位相を示す位相線図である。 図５（ａ）は、出力電流指令値から電圧指令値までの周波数伝達関数のゲインを示すゲイン線図であり、図５（ｂ）は、出力電流指令値から電圧指令値までの周波数伝達関数の位相を示す位相線図である。 図６は、実施形態２の図１相当図である。 図７は、繰り返し制御器の構成を示すブロック図である。 図８は、実施形態３の図１相当図である。 図９は、実施形態４の図１相当図である。

以下、本開示の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《実施形態１》
図１は、電力変換システム（1）を示す。この電力変換システム（1）は、本開示の実施形態１に係る電力変換装置（10）と、交流誘導電動機（3）を備える。電力変換装置（10）は、三相交流電源（2）から入力される三相交流の電源電力を、所望周波数及び所望電圧を有する交流電力に変換して、交流誘導電動機（3）に供給する。

電力変換装置（10）は、整流部としてのコンバータ（11）と、インバータ（12）と、リアクトル（13）と、キャパシタンス素子（14）と、電流検出部（15）と、電流制御部（20）と、スイッチング動作制御部としてのＰＷＭ変調部（16）とを備えている。

コンバータ（11）は、三相交流電源（2）の交流電圧を直流に整流し、第１及び第２の出力ノード（11a,11b）に出力する。詳しくは、コンバータ（11）は、全波整流回路である。コンバータ（11）は、ブリッジ状に結線された６つのダイオード（11D）を有している。これらのダイオード（11D）は、そのカソードを第１の出力ノード（11a）側に向けるとともに、そのアノードを第２の出力ノード（11b）側に向けている。

インバータ（12）は、コンバータ（11）により出力される直流を三相交流にスイッチング動作により変換して出力することにより、交流誘導電動機（3）を駆動する。詳しくは、インバータ（12）は、６つのスイッチング素子（12S）と、６つの還流ダイオード（12D）とを有している。６つのスイッチング素子（12S）は、ブリッジ結線されている。詳しく説明すると、インバータ（12）は、その第１及び第２の入力端（12a,12b）間に接続された３つのスイッチングレグを備えている。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子（12S）が互いに直列に接続されたものである。

３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（12S）と下アームのスイッチング素子（12S）との中点が、交流誘導電動機（3）の各相のコイル（u相、v相、w相のコイル）にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子（12S）には、還流ダイオード（12D）が１つずつ逆並列に接続されている。

リアクトル（13）の一端は、コンバータ（11）の第１の出力ノード（11a）に接続され、リアクトル（13）の他端は、インバータ（12）の第１の入力端（12a）に接続されている。

キャパシタンス素子（14）は、インバータ（12）の第１及び第２の入力端（12a,12b）間に接続されている。したがって、リアクトル（13）は、三相交流電源（2）とキャパシタンス素子（14）との間に接続されている。

キャパシタンス素子（14）の容量値は、コンバータ（11）の出力電圧をほとんど平滑化できないが、インバータ（12）のスイッチング動作に起因するリプル電圧を抑制できるように設定されている。リプル電圧とは、スイッチング素子（12S）におけるスイッチング周波数に応じたＤＣリンク電圧（Vdc）の電圧変動である。したがって、キャパシタンス素子（14）の電圧であるＤＣリンク電圧（Vdc）には、三相交流電源（2）の交流電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれる。三相交流電源（2）は三相電源であるため、三相交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分は、三相交流電源（2）の周波数の６倍である。

キャパシタンス素子（14）は、三相交流電源（2）とキャパシタンス素子（14）との間のインダクタンス成分とで、ＬＣフィルタ（LC）を構成する。前記インダクタンス成分は、リアクトル（13）を含む。

電流検出部（15）は、インバータ（12）の出力電流を検出し、検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）を出力する。詳しくは、電流検出部（15）は、交流誘導電動機（3）のＵ相コイルを流れるＵ相電流を検出して検出値（ｉ_ｕ）を出力するＵ相電流検出部（15a）、交流誘導電動機（3）のＶ相コイルを流れるＶ相電流を検出して検出値（ｉ_ｖ）を出力するＶ相電流検出部（15b）、及び交流誘導電動機（3）のＷ相コイルを流れるＷ相電流を検出して検出値（ｉ_ｗ）を出力するＷ相電流検出部（15c）を備える。また、実施例には図示しないが、各相の電流を直接検出する電流検出部（15）に代えて、シャント抵抗等を用いてインバータ（12）の入力電流を検出し、当該入力電流とインバータ（12）のスイッチング素子（12S）のオンオフ状態とに基づいて、各相の電流の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）を求める手段を設けてもよい。

電流制御部（20）は、インバータ（12）のα軸出力電流指令値（Ｉ_α ^ref）、及びβ軸出力電流指令値（Ｉ_β ^ref）を算出する。そして、電流制御部（20）は、インバータ（12）の出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）と、電流検出部（15）の検出値に基づく電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）とに基づいて、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する電流制御動作を、α軸電流及びβ軸電流についてそれぞれ行う。

具体的には、電流制御部（20）は、ｕｖｗ－αβ変換部（21）と、一次磁束推定器（22）と、磁束減算器（23）と、磁束制御器（24）と、トルク電流指令値生成部（25）と、ＭＴ－αβ変換部（26）と、正弦波追従制御器（27）とを備えている。

ｕｖｗ－αβ変換部（21）は、電流検出部（15）によって検出されたＵ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）を、α軸電流検出値（ｉ_α）及びβ軸電流検出値（ｉ_β）に変換して出力する。

一次磁束推定器（22）は、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力されたα軸電流検出値（ｉ_α）及びβ軸電流検出値（ｉ_β）に基づいて、一次磁束（Ψ＾）及び位相（θ_ψ＾）を推定する。一次磁束（Ψ＾）及び位相（θ_ψ＾）は、高橋僚太、他３名、「静止座標上での一次鎖交磁束推定と正弦波追従電流制御系に基づくＩＰＭＳＭの位置センサレスベクトル制御(半導体電力変換 モータドライブ合同研究会・半導体電力変換一般およびＡＣドライブ)」、電気学会研究会資料. SPC、電気学会、２０１５年８月２８日、ｐ．５１－５６に開示された公知の方法によって推定できる。具体的には、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）から一次抵抗による電圧降下量をそれぞれ減算した結果を積分することにより、固定子磁束（Ψ_１α、Ψ_１β）を推定し、当該固定子磁束（Ψ_１α、Ψ_１β）に基づいて一次磁束（Ψ＾）及び位相（θ_ψ＾）を算出できる。電圧降下量のα軸成分は、一次巻線の抵抗とα軸電流検出値（ｉ_α）とを掛けることによって算出でき、電圧降下量のβ軸成分は、一次巻線の抵抗とβ軸電流検出値（ｉ_β）とを掛けることによって算出できる。積分手段としては、位相補償器と不完全積分を組合わせた回路を使用できる。

磁束減算器（23）は、磁束指令値（Ψ*）から一次磁束推定器（22）によって推定された一次磁束（Ψ＾）を減算し、減算結果を出力する。

磁束制御器（24）は、磁束減算器（23）により出力された減算結果に基づいて、磁束電流指令値（ｉ_Ｍ）を生成する。

トルク電流指令値生成部（25）は、トルク指令値（T*）を、交流誘導電動機（3）の極対数（Ｐｎ）及び電機子鎖交磁束（ψ＾）で割ることにより、トルク電流指令値（ｉ_Ｔ）を生成する。

ＭＴ－αβ変換部（26）は、一次磁束推定器（22）によって推定された位相（θ_ψ＾）を参照して、磁束制御器（24）によって生成された磁束電流指令値（ｉ_Ｍ）、及びトルク電流指令値生成部（25）によって生成されたトルク電流指令値（ｉ_Ｔ）を、α軸出力電流指令値（Ｉ_α ^ref）及びβ軸出力電流指令値（Ｉ_β ^ref）に変換して出力する。

正弦波追従制御器（27）は、インバータ（12）の出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）と電流検出部（15）の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）に基づく電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）とに基づいて、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する電流制御動作を、前記交流誘導電動機（3）のＵ相コイルを流れるＵ相電流、前記交流誘導電動機（3）のＶ相コイルを流れるＶ相電流、及び前記交流誘導電動機（3）のＷ相コイルを流れるＷ相電流に対応するα軸電流及びβ軸電流についてそれぞれ行う。

具体的には、正弦波追従制御器（27）は、図２に示すように、α軸電圧指令値算出部（27a）と、β軸電圧指令値算出部（27b）とを有する。

α軸電圧指令値算出部（27a）、及びβ軸電圧指令値算出部（27b）は、それぞれ、ＭＴ－αβ変換部（26）によって出力された対応する出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）と、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力された対応する電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）とに基づいて、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する。つまり、α軸電圧指令値算出部（27a）は、ＭＴ－αβ変換部（26）によって出力されたα軸出力電流指令値（Ｉ_α ^ref）と、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力されたα軸電流検出値（ｉ_α）とに基づいて、α軸電圧指令値（Ｖ_α*）を算出する。また、β軸電圧指令値算出部（27b）は、ＭＴ－αβ変換部（26）によって出力されたβ軸出力電流指令値（Ｉ_β ^ref）と、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力されたβ軸電流検出値（ｉ_β）とに基づいて、β軸電圧指令値（Ｖ_β*）を算出する。

具体的には、α軸電圧指令値算出部（27a）、及びβ軸電圧指令値算出部（27b）は、それぞれ、第１減算器（31）と、第２減算器（32）と、第１積分器（33）と、第２積分器（34）と、フィードバック値生成部（35）と、第１比例器（36）と、第２比例器（37）と、第３比例器（38）と、第３減算器（39）とを備えている。

第１減算器（31）は、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）を減算し、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分を出力する。

第２減算器（32）は、第１減算器（31）の出力、すなわち出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分から、後述するフィードバック値（FB）を減算し、前記差分とフィードバック値（FB）との差を出力する。

第１積分器（33）は、第２減算器（32）の出力、すなわち出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分とフィードバック値（FB）との差を積分し、第１積分値（Ｚ_1α）を出力する。

第２積分器（34）は、第１積分器（33）により出力される第１積分値（Ｚ_1α）を積分し、第２積分値（Ｚ_２α）を出力する。

フィードバック値生成部（35）は、第２積分値（Ｚ_２α）を所定の指令角周波数（ω_ｒｅ）の２乗倍してフィードバック値（FB）を生成する。指令角周波数（ω_ｒｅ）は、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）の基本波成分の周波数である。フィードバック値（FB）は、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分に含まれる指令角周波数（ω_ｒｅ）の成分の増幅値を含む。

第１比例器（36）は、第１積分器（33）によって出力された第１積分値（Ｚ_1α）を第１のゲイン（f₁）倍して第１の比例値を算出する。

第２比例器（37）（f₁）は、第２積分器（34）によって出力された第２積分値（Ｚ_２α）を第２のゲイン（f₂）倍して第２の比例値を算出する。

第３比例器（38）は、電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）を第３のゲイン（f₃）倍して第３の比例値を算出する。

第３減算器（39）は、第１比例器（36）によって算出された第１の比例値、第２比例器（37）によって算出された第２の比例値、及び第３比例器（38）によって出力された第３の比例値を０から減算して電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する。

このように、電流制御部（20）による電流制御動作は、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分に基づいて、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものである。また、電流制御部（20）による電流制御動作は、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分とフィードバック値（FB）との差に基づいてフィードバック値（FB）を算出し、前記差に基づいて電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものである。また、電流制御部（20）による電流制御動作は、第１比例器（36）によって算出された第１の比例値、第２比例器（37）によって算出された第２の比例値に基づいて電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものである。

ＰＷＭ変調部（16）は、電流制御部（20）によって算出された電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）に基づいて、スイッチング信号（Ｓ_ｕ、Ｓ_ｖ、Ｓ_ｗ）を出力することにより、インバータ（12）のスイッチング素子（12S）のスイッチング動作をＰＷＭ制御する。

ここで、交流誘導電動機（3）の状態方程式は、以下の式（１）に示すようになる。

以下、Ｒ_１は１次巻線の抵抗、Ｒ_２は２次巻線の抵抗、Ｌ_１は交流誘導電動機（3）の１次巻線のインダクタンス、Ｌ_２は交流誘導電動機（3）の２次巻線のインダクタンス、Ｍは交流誘導電動機（3）の１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンス、ω_ｒｅは指令角周波数、ｉ_αはα軸電流、ｉ_βはβ軸電流、ψ_１αは固定子磁束のα軸成分、ψ_１βは固定子磁束のβ軸成分、ｖ_αはα軸電圧指令値、ｖ_βはβ軸電圧指令値を示す。

したがって、電力変換システム（1）のブロック線図は、図３に示すように表される。

第１のゲイン（f₁）をｆ_１、第２のゲイン（f₂）をｆ_２、第３のゲイン（f_３）をｆ_３とすると、第１～第３のゲイン（f₁、f₂、f_３）は以下の式（２）～式（４）に示すように設定される。以下、ω_ｃは出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの開ループ周波数伝達関数のゲインの交差角周波数を示す。

第１～第３のゲイン（f₁、f₂、f_３）は、図３のブロック線図に基づいて、上記式（２）～式（４）に示すように求められる。このように、交流誘導電動機（3）の状態方程式に基づいて定められた第１～第３のゲイン（f₁、f₂、f_３）を用いるので、電流制御部（20）が、幅広い指令角周波数（ω_ｒｅ）において、交流誘導電動機（3）に適した制御を行える。

したがって、指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの第１及び第２のゲイン（f₁、f₂）の変化量は、指令角周波数（ω_ｒｅ）の２乗の変化量に比例する。具体的には、指令角周波数（ω_ｒｅ）の２乗の変化量をＤとしたとき、指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの第１のゲイン（f₁）の変化量は、Ｄ・（Ｌ１・Ｌ２－Ｍ^２）／Ｌ２となり、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの前記第２のゲイン（f_２）の変化量は、３Ｄ・ωｃ・（Ｌ１・Ｌ２－Ｍ^２）／Ｌ２となる。

図４（ａ）は、指令角周波数（ω_ｒｅ）を７５４ｒａｄ／ｓとした場合、すなわち指令周波数を１２０Ｈｚとした場合における，各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数のゲインを示すゲイン線図である。同図に示すように、各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数のゲインは、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、略０ｄＢ、すなわち略１となっている。ここで、「ゲインが略１」とは、ゲインが０．９５以上１．０５以下であることを意味する。

図４（ｂ）は、指令角周波数（ω_ｒｅ）を７５４ｒａｄ／ｓとした場合における，各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数の位相を示す位相線図である。同図に示すように、各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数の位相は、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、略０°となっている。ここで、「位相が略０°」とは、位相が－５°以上５°以下であることを意味する。

図５（ａ）は、指令角周波数（ω_ｒｅ）を７５４ｒａｄ／ｓとした場合における，各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインを示すゲイン線図である。同図に示すように、各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインは、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、無限大となっている。したがって、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分から、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインも、指令角周波数（ω_ｒｅ）において無限大となる。

図５（ｂ）は、指令角周波数（ω_ｒｅ）を７５４ｒａｄ／ｓとした場合における，各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数の位相を示す位相線図である。同図に示すように、各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数の位相は、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、略０°となっている。したがって、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分から、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数の位相も、指令角周波数（ω_ｒｅ）において略０°となる。

したがって、本実施形態１によれば、回転座標変換を行わず、固定座標系でインバータ（12）の出力電流が出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）とほぼ等しくなるように電流制御を行うので、モータ機器定数の変動による電流制御への影響が少ない。したがって、モータ機器定数の変動によって交流誘導電動機（3）の良好な性能が得られなくなるのを防止できる。

また、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、固定座標系における出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）から電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数のゲインが略１であるので、当該ゲインが１から大きくずれることにより交流誘導電動機（3）の良好な性能が得られなくなるのを防止できる。

また、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、固定座標系における出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）から電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数の位相が、略０°であるので、インバータ（12）の出力電流の位相が、出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）の位相から大きくずれることにより、交流誘導電動機（3）の良好な性能が得られなくなるのを防止できる。

また、１次磁束推定器（22）が、モータ機器定数として交流誘導電動機（3）の１次巻線の抵抗だけを用いるので、モータ機器定数の変動による１次磁束推定への影響は小さい。したがって、算出される出力電流指令値（Ｉα^ref、Ｉβ^ref）へのモータ機器定数の変動による影響も小さくなる。

また、正弦波追従制御器（27）の第１～第３のゲイン（f₁、f₂、f_３）を算出するために、モータ機器定数として、交流誘導電動機（3）の１次巻線のインダクタンス、前記交流誘導電動機（3）の２次巻線のインダクタンス、１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンス、１次巻線の抵抗、及び２次巻線の抵抗を用いるので、モータの機器定数の変動が、ゲイン（f₁、f₂、f_３）に影響し、応答性に影響を及ぼす可能性はある。しかし、モータの機器定数の変動は、インバータ（12）の出力電流を出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）とほぼ等しくすることには影響を及ぼさない。

また、第１及び第２のゲイン（f₁、f₂）を指令角周波数（ω_ｒｅ）に応じて変化させるので、電流制御動作を、幅広い指令角周波数（ω_ｒｅ）に適応させることができる。

《実施形態２》
図６は、実施形態２の図１相当図である。本実施形態２では、電力変換装置（10）の電流制御部（20）が、正弦波追従制御器（27）に代えて、繰り返し制御器（40）を有している。この繰り返し制御器（40）は、図７に示すように、α軸電圧指令値算出部（40a）と、β軸電圧指令値算出部（40b）とを有する。

α軸電圧指令値算出部（40a）、及びβ軸電圧指令値算出部（40b）は、それぞれ、ＭＴ－αβ変換部（26）によって出力された対応する出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）と、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力された対応する電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）とに基づいて、対応する電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する。つまり、α軸電圧指令値算出部（40a）は、ＭＴ－αβ変換部（26）によって出力されたα軸出力電流指令値（Ｉ_α ^ref）と、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力されたα軸電流検出値（ｉ_α）とに基づいて、α軸電圧指令値（Ｖ_α*）を算出する。また、β軸電圧指令値算出部（40b）は、ＭＴ－αβ変換部（26）によって出力されたβ軸出力電流指令値（Ｉ_β ^ref）と、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力されたβ軸電流検出値（ｉ_β）とに基づいて、β軸電圧指令値（Ｖ_β*）を算出する。

具体的には、α軸電圧指令値算出部（40a）、及びβ軸電圧指令値算出部（40b）は、それぞれ、減算器（41）、加算器（42）、増幅部（43）、及び遅延要素（44）を有している。

減算器（41）は、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）を減算し、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分を出力する。

加算器（42）は、減算器（41）の出力、すなわち出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分と、基本波成分の1周期前の電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）とを加算し、加算結果を出力する。

増幅部（43）は、加算器（42）の出力、すなわち出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分と、基本波成分の1周期前の電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）との和を所定の電流制御ゲイン倍することにより、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する。

遅延要素（44）は、増幅部（43）によって出力された電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）の基本波成分の1周期分遅延させて出力する。基本波成分の1周期は、２πを指令角周波数（ω_ｒｅ）で割ることにより算出できる。

その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同じ構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。

本実施形態２においても、各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインは、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、無限大となり、各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分から、各電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインも、指令角周波数（ω_ｒｅ）において無限大となる。したがって、各出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から各電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数のゲインは、指令角周波数（ω_ｒｅ）において、略０ｄＢ、すなわち略１となる。

《実施形態３》
図８は、実施形態３の図１相当図である。本実施形態３では、電力変換装置（10）が、実施形態２の構成に加え、ＤＣリンク電圧検出部（17）と、物理量検出部（18）と、出力電圧補正部（50）とをさらに備えている。

ＤＣリンク電圧検出部（17）は、キャパシタンス素子（14）の電圧であるＤＣリンク電圧（V_dc）を検出する。なお、実施形態１，２においても、電力変換装置（10）は、ＰＷＭ変調に用いるＤＣリンク電圧（V_dc）を検出するために、ＤＣリンク電圧検出部（17）を備えているが、実施形態１，２ではその図示及び説明を省略している。

物理量検出部（18）は、リアクトル（13）の電圧であるリアクトル電圧（V_L）を物理量として検出する。リアクトル電圧（V_L）は、ＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を含む電気的な物理量である。

また、出力電圧補正部（50）は、物理量検出部（18）によって検出されたリアクトル電圧（V_L）に基づいて、リアクトル電圧（V_L）に含まれる共振周波数の成分を減衰させるように電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を補正する。出力電圧補正部（50）は、極座標変換部（51）、変調率演算部（52）、補正量算出部（53）及び補正部用減算器（54）を有している。

極座標変換部（51）は、繰り返し制御器（40）によって出力された電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）に対し、極座標変換を行うことにより、電圧の振幅を示す電圧指令値（Ｖ*）と、電圧位相（θv）とを算出する。

変調率演算部（52）は、極座標変換部（51）によって算出された電圧指令値（Ｖ*）と、ＤＣリンク電圧検出部（17）によって検出されたＤＣリンク電圧（V_dc）とに基づいて変調率（D**）を算出する。変調率（D**）をＤ**、電圧指令値（Ｖ*）をＶ*、ＤＣリンク電圧（V_dc）をＶｄｃとすると、以下の式（５）が成立する。

Ｄ**＝Ｖ* ＊ √２／Ｖｄｃ ・・・式（５）
補正量算出部（53）は、物理量検出部（18）によって検出されたリアクトル電圧（V_L）に基づいて、リアクトル電圧（V_L）に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を減衰させるように補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量算出部（53）は、物理量検出部（18）によって検出されたリアクトル電圧（V_L）を所定の補正ゲイン倍することにより、補正量（Dk）を算出する。

補正部用減算器（54）は、変調率演算部（52）によって算出された変調率（D**）から補正量算出部（53）によって算出された補正量（Dk）を減算し、減算結果を補正後の変調率（D*）として出力する。

ＰＷＭ変調部（16）は、補正部用減算器（54）によって算出された変調率（D**）と極座標変換部（51）により算出された電圧位相（θv）とに基づいて、スイッチング信号（Ｓ_ｕ、Ｓ_ｖ、Ｓ_ｗ）を出力することにより、インバータ（12）のスイッチング素子（12S）のスイッチング動作をＰＷＭ制御する。

したがって、本実施形態３によれば、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、リアクトル電圧（V_L）に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。したがって、ＬＣ回路（LC）の共振によるキャパシタンス素子（14）の電圧変動を抑制できる。

《実施形態３の変形例１》
実施形態３の変形例１では、ＤＣリンク電圧検出部（17）が、物理量検出部（18）を構成する。つまり、物理量検出部（18）が、キャパシタンス素子（14）の電圧であるＤＣリンク電圧（V_dc）を物理量として検出する。

また、補正量算出部（53）が、物理量検出部（18）によって検出されたＤＣリンク電圧（V_dc）に基づいて、ＤＣリンク電圧（V_dc）に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を減衰させるように補正量（Dk）を算出する。詳しくは、補正量算出部（53）は、物理量検出部（18）によって検出されたＤＣリンク電圧（V_dc）から、ＤＣリンク電圧（V_dc）に含まれるリプル成分、及びＤＣリンク電圧（V_dc）の直流成分を引くことにより、ＤＣリンク電圧（V_dc）に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を抽出する。そして、補正量算出部（53）は、抽出した共振周波数の成分に基づいて、当該共振周波数の成分を抑制するように、補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量算出部（53）は、共振周波数の成分を所定の補正ゲイン倍することにより、補正量（Dk）を算出する。

なお、ＤＣリンク電圧（V_dc）に含まれるリプル成分を特定するには、まず、三相交流電源（2）によって出力された交流電圧のうち、二相の交流電圧の線間電圧のゼロクロス信号の周波数を６倍した三角波を生成する。そして、複数の位相と各位相に対応するリプル波形とを示す所定のルックアップテーブルを参照することによって、当該三角波の位相に対応するリプル波形をリプル成分として特定する。

また、ＤＣリンク電圧（V_dc）の直流成分は、ローパスフィルタによって特定してもよいし、三相交流電源（2）によって出力される交流電圧の１周期分の平均値を直流成分として特定するようにしてもよい。

その他の構成は、実施形態３と同じであるので、その詳細な説明を省略する。

したがって、本実施形態３の変形例１によれば、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、ＤＣリンク電圧（V_dc）に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

《実施形態３の変形例２》
実施形態３の変形例２では、物理量検出部（18）が、リアクトル（13）を流れる電流であるリアクトル電流を物理量として検出する。

また、補正量算出部（53）が、物理量検出部（18）によって検出されたリアクトル電流に基づいて、リアクトル電流に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を減衰させるように補正量（Dk）を算出する。詳しくは、補正量算出部（53）は、物理量検出部（18）によって検出されたリアクトル電流から、リアクトル電流に含まれるリプル成分、及びリアクトル電流の直流成分を引くことにより、リアクトル電流に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を抽出する。そして、補正量算出部（53）は、抽出した共振周波数の成分に基づいて、当該共振周波数の成分を抑制するように、補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量算出部（53）は、共振周波数の成分を所定の補正ゲイン倍することにより、補正量（Dk）を算出する。

リアクトル電流に含まれるリプル成分、及びリアクトル電流の直流成分は、実施形態３の変形例１においてＤＣリンク電圧（V_dc）のリプル成分及び直流成分を特定した方法と同様の方法によって特定できる。

その他の構成は、実施形態３と同じであるので、その詳細な説明を省略する。

したがって、本実施形態３の変形例２によれば、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、リアクトル電流に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

《実施形態３の変形例３》
実施形態３の変形例３では、物理量検出部（18）が、キャパシタンス素子（14）を流れる電流であるキャパシタンス電流を物理量として検出する。

また、補正量算出部（53）が、物理量検出部（18）によって検出されたキャパシタンス電流に基づいて、キャパシタンス電流に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を減衰させるように補正量（Dk）を算出する。詳しくは、補正量算出部（53）は、物理量検出部（18）によって検出されたキャパシタンス電流から、キャパシタンス電流に含まれるリプル成分を引くことにより、キャパシタンス電流に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を抽出する。そして、補正量算出部（53）は、抽出した共振周波数の成分に基づいて、当該共振周波数の成分を抑制するように、補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量算出部（53）は、共振周波数の成分を所定の補正ゲイン倍することにより、補正量（Dk）を算出する。

キャパシタンス電流に含まれるリプル成分は、実施形態３の変形例１においてＤＣリンク電圧（V_dc）のリプル成分を特定した方法と同様の方法によって特定できる。

その他の構成は、実施形態３と同じであるので、その詳細な説明を省略する。

したがって、本実施形態３の変形例３によれば、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、キャパシタンス電流に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

《実施形態３の変形例４》
実施形態３の変形例３では、物理量検出部（18）が、キャパシタンス素子（14）に蓄えられた電気的エネルギーを物理量として検出する。物理量検出部（18）は、ＤＣリンク電圧検出部（17）により検出されたＤＣリンク電圧（V_dc）の二乗を算出する第１乗算器（図示せず）と、第１乗算器により算出されたＤＣリンク電圧（V_dc）の二乗に１／２を掛けた値を算出する第２乗算器（図示せず）とで構成される。

また、補正量算出部（53）が、物理量検出部（18）によって検出された電気的エネルギーに基づいて、当該電気的エネルギーに含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を減衰させるように補正量（Dk）を算出する。詳しくは、補正量算出部（53）は、物理量検出部（18）によって検出された電気的エネルギーから、電気的エネルギーに含まれるリプル成分、及び電気的エネルギーの直流成分を引くことにより、電気的エネルギーに含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を抽出する。そして、補正量算出部（53）は、抽出した共振周波数の成分に基づいて、当該共振周波数の成分を抑制するように、補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量算出部（53）は、共振周波数の成分を所定の補正ゲイン倍することにより、補正量（Dk）を算出する。

電気的エネルギーに含まれるリプル成分、及び電気的エネルギーの直流成分は、実施形態３の変形例１においてＤＣリンク電圧（V_dc）のリプル成分及び直流成分を特定した方法と同様の方法によって特定できる。

その他の構成は、実施形態３と同じであるので、その詳細な説明を省略する。

したがって、本実施形態３の変形例４によれば、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、キャパシタンス素子（14）に蓄えられた電気的エネルギーに含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

《実施形態３の変形例５》
実施形態３の変形例５では、物理量検出部（18）が、三相交流電源（2）からの入力電流、すなわちコンバータ（11）への入力電流を物理量として検出する。物理量検出部（18）が、は、三相交流電源（2）からの三相の入力電流のうち、いずれか一相の入力電流を検出する。

また、補正量算出部（53）が、物理量検出部（18）によって検出された入力電流に基づいて、当該入力電流に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を減衰させるように補正量（Dk）を算出する。詳しくは、補正量算出部（53）は、物理量検出部（18）によって検出された入力電流から、当該入力電流に含まれるリプル成分、及び当該入力電流の直流成分を引くことにより、入力電流に含まれるＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を抽出する。そして、補正量算出部（53）は、抽出した共振周波数の成分に基づいて、当該共振周波数の成分を抑制するように、補正量（Dk）を算出する。具体的には、補正量算出部（53）は、共振周波数の成分を所定の補正ゲイン倍することにより、補正量（Dk）を算出する。

三相交流電源（2）からの入力電流に含まれるリプル成分、及び当該入力電流の直流成分は、実施形態３の変形例１においてＤＣリンク電圧（V_dc）のリプル成分及び直流成分を特定した方法と同様の方法によって特定できる。

その他の構成は、実施形態３と同じであるので、その詳細な説明を省略する。

したがって、本実施形態３の変形例５によれば、出力電圧補正部（50）が、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）の補正により、三相交流電源（2）からの入力電流に含まれる前記共振周波数の成分を減衰できる。

《実施形態４》
図９は、実施形態４の図１相当図である。本実施形態４では、電力変換装置（10）の電流制御部（20）が、実施形態１の構成に加え、αβ－ＭＴ変換部（61）と、すべり周波数推定部（62）と、速度推定部（63）と、加算器（64）と、推定速度算出部（65）と、周波数減算器（66）と、速度制御器（67）とをさらに備えている。

αβ－ＭＴ変換部（61）は、ｕｖｗ－αβ変換部（21）によって出力されたα軸電流検出値（ｉ_α）及びβ軸電流検出値（ｉ_β）を、磁束電流検出値（ｉ_１Ｍ）及びトルク電流検出値（ｉ_１Ｔ）に変換して出力する。

すべり周波数推定部（62）は、αβ－ＭＴ変換部（61）によって出力された磁束電流検出値（ｉ_１Ｍ）及びトルク電流検出値（ｉ_１Ｔ）と、一次磁束推定器（22）によって推定された一次磁束（Ψ＾）とに基づいて、すべり周波数（ω_ｓ）を推定する。すべり周波数（ω_ｓ）は、以下の式（６）により推定される。式（６）において、ωｓは、すべり周波数（ω_ｓ）、ｉ_１Ｔはトルク電流検出値（ｉ_１Ｔ）、Ψ_１＾は一次磁束推定器（22）によって推定された一次磁束（Ψ＾）、σは、交流誘導電動機（3）の結合度合い、ｉ_１Ｍは磁束電流検出値（ｉ_１Ｍ）を示す。

ωｓ＝Ｒ_２・Ｌ_１・ｉ_１Ｔ／（Ｌ_２・｜Ψ_１＾｜－σ・Ｌ_１・Ｌ_２・ｉ_１Ｍ） ・・・（６）
速度推定部（63）は、αβ－ＭＴ変換部（61）によって出力されたトルク電流検出値（ｉ_１Ｔ）と、一次磁束推定器（22）によって推定された一次磁束（Ψ＾）とに基づいて、一次周波数（ω_１）を推定する。一次周波数（ω_１）は、以下の式（７）により推定される。式（７）において、ω_１は一次周波数（ω_１）、ｖ_１ＴはＴ軸電圧指令値、ｉ_１Ｔはトルク電流検出値（ｉ_１Ｔ）、Ψ_１＾は一次磁束推定器（22）によって推定された一次磁束（Ψ＾）を示す。

ω_１＝（ｖ_１Ｔ－Ｒ_１・ｉ_１Ｔ）／｜Ψ_１＾｜ ・・・（７）
加算器（64）は、すべり周波数推定部（62）によって推定されたすべり周波数（ω_ｓ）と、速度推定部（63）によって推定された一次周波数（ω_１）とを加算する。

推定速度算出部（65）は、加算器（64）により出力される加算結果を、交流誘導電動機（3）の極対数（Ｐｎ）で割ることにより、推定速度（ωｍ^）を算出する。

周波数減算器（66）は、指令速度（ωｍ*）から推定速度（ωｍ^）を減算し、減算結果を出力する。

速度制御器（67）は、周波数減算器（66）により出力される減算結果に基づいて、例えば比例積分（ＰＩ）制御により、トルク指令値（T*）を生成して出力する。

その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同じ構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。

このように、電流制御部（20）は、電流検出部（15）の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）に基づいてすべり周波数（ω_ｓ）を推定する。そして、電流制御部（20）は、推定したすべり周波数（ω_ｓ）に基づいて、出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）を算出する。

したがって、本実施形態４によれば、電流制御部（20）が、推定したすべり周波数（ω_ｓ）を、インバータ（12）の出力電流に反映させることができる。

《その他の実施形態》
なお、前記実施形態１～４及び変形例では、電流制御部（20）が、インバータ（12）の出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）と、電流検出部（15）の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）に基づく電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）とに基づいて、電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する電流制御動作を、Ｕ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流に対応するα軸電流及びβ軸電流についてそれぞれ行った。しかし、電流制御部（20）が、前記電流制御動作を、Ｕ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流についてそれぞれ行うようにしてもよい。つまり、電流制御部（20）が、Ｕ相電流指令値、Ｖ相電流指令値、及びＷ相電流指令値と、電流検出部（15）により検出されたＵ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）とに基づいて、Ｕ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値、及びＷ相電圧指令値を算出するようにしてもよい。

以上説明したように、本開示は、交流誘導電動機を駆動する電力変換装置について有用である。

２ 三相交流電源
３ 交流誘導電動機
１０ 電力変換装置
１１ コンバータ（整流部）
１２ インバータ
１２ａ 第１の入力端
１２ｂ 第２の入力端
１３ リアクトル
１４ キャパシタンス素子
１５ 電流検出部
１６ ＰＷＭ変調部（スイッチング動作制御部）
１８ 物理量検出部
２０ 電流制御部
５０ 出力電圧補正部
ＬＣ ＬＣフィルタ
Ｖ_α* α軸電圧指令値
Ｖ_β* β軸電圧指令値
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ 検出値
Ｉ_α ^ref α軸出力電流指令値
Ｉ_β ^ref β軸出力電流指令値
ｉ_α α軸電流検出値
ｉ_β β軸電流検出値
ω_ｒｅ 指令角周波数
ω_ｓ すべり周波数
ＦＢ フィードバック値
Ｚ_1α 第１積分値
Ｚ_２α 第２積分値
f₁ 第１のゲイン
f₂ 第２のゲイン
f₃ 第３のゲイン

Claims (16)

1. 直流を三相交流にスイッチング動作により変換して出力することにより、交流誘導電動機（3）を駆動するインバータ（12）と、
   電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する電流制御部（20）と、
   前記電流制御部（20）によって算出された電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）に基づいて、前記インバータ（12）のスイッチング動作を制御するスイッチング動作制御部（16）とを備えた電力変換装置であって、
   前記インバータ（12）の出力電流を検出する電流検出部（15）をさらに備え、
   前記電流制御部（20）は、前記インバータ（12）の出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）と前記電流検出部（15）の検出値（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）に基づく電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）とに基づいて、前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出する電流制御動作を、前記交流誘導電動機（3）のＵ相コイルを流れるＵ相電流、前記交流誘導電動機（3）のＶ相コイルを流れるＶ相電流、及び前記交流誘導電動機（3）のＷ相コイルを流れるＷ相電流についてそれぞれ行うか、又は前記電流制御動作を、前記Ｕ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相電流に対応するα軸電流及びβ軸電流についてそれぞれ行うものであり、
   前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）の基本波成分の角周波数を指令角周波数（ω_ｒｅ）としたとき、前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数のゲインが、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において略１であり、前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの閉ループ周波数伝達関数の位相が、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において略０°であることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電流制御動作は、前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分に基づいて、前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、
   前記差分から前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数のゲインが、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において無限大であり、前記差分から前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）までの周波数伝達関数の位相が、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）において略０°であることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記電流制御動作は、前記差分とフィードバック値（FB）との差に基づいて前記フィードバック値（FB）を算出し、前記差に基づいて前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、
   前記フィードバック値（FB）は、前記差分に含まれる前記指令角周波数（ω_ｒｅ）の成分の増幅値を含むことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記電流制御動作は、前記差を積分した第１積分値（Ｚ_1α）を第１のゲイン（f₁）倍して第１の比例値を算出し、前記第１積分値（Ｚ_1α）を積分した第２積分値（Ｚ_２α）を第２のゲイン（f₂）倍して第２の比例値を算出し、前記第１及び第２の比例値に基づいて前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、
   前記指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの前記第１及び第２のゲイン（f₁、f₂）の変化量は、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）の２乗の変化量に比例することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記指令角周波数（ω_ｒｅ）の２乗の変化量をＤ、前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの開ループ周波数伝達関数のゲインの交差角周波数をωｃ、前記交流誘導電動機（3）の１次巻線のインダクタンスをＬ１、前記交流誘導電動機（3）の２次巻線のインダクタンスをＬ２、１次巻線と２次巻線との間の相互インダクタンスをＭとした場合に、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの前記第１のゲイン（f₁）の変化量は、Ｄ・（Ｌ１・Ｌ２－Ｍ^２）／Ｌ２となり、前記指令角周波数（ω_ｒｅ）が変化したときの前記第２のゲイン（f₂）の変化量は、３Ｄ・ωｃ・（Ｌ１・Ｌ２－Ｍ^２）／Ｌ２となることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項４又は５に記載の電力変換装置において、
   前記電流制御動作は、前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）を第３のゲイン（f_３）倍して第３の比例値を算出し、前記第１の比例値、前記第２の比例値及び前記第３の比例値を０から減算して前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであり、
   前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）から前記電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）までの開ループ周波数伝達関数のゲインの交差角周波数をωｃ、前記交流誘導電動機（3）の１次巻線のインダクタンスをＬ_１、前記交流誘導電動機（3）の２次巻線のインダクタンスをＬ_２、前記１次巻線と前記２次巻線との間の相互インダクタンスをＭ、前記１次巻線の抵抗をＲ_１、前記２次巻線の抵抗をＲ_２とし、前記第３のゲイン（f₃）をｆ_３としたとき、以下の式（Ａ）が成立することを特徴とする電力変換装置。
   

   
7. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
   前記電流制御動作は、前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）及び電流検出値（ｉ_α、ｉ_β）の差分と、前記基本波成分の１周期前の前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）との和を所定の電流制御ゲイン倍することにより、前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を算出するものであることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   交流電源（2）の交流電圧を前記直流に整流する整流部（11）と、
   前記インバータ（12）の入力端（12a,12b）間に接続されたキャパシタンス素子（14）とをさらに備え、
   前記キャパシタンス素子（14）は、前記交流電源（2）と前記キャパシタンス素子（14）との間のインダクタンス成分とでＬＣフィルタ（LC）を構成していることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項８に記載の電力変換装置において、
   前記ＬＣフィルタ（LC）の共振周波数の成分を含む電気的な物理量を検出する物理量検出部（18）と、
   前記物理量検出部（18）により検出される値に基づいて、前記物理量に含まれる前記共振周波数の成分を減衰させるように前記電圧指令値（Ｖ_α*、Ｖ_β*）を補正する出力電圧補正部（50）とをさらに備えていることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記交流電源（2）と前記キャパシタンス素子（14）との間に接続されたリアクトル（13）を備え、
    前記物理量は、前記リアクトル（13）の電圧であることを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記物理量は、前記キャパシタンス素子（14）の電圧であることを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記交流電源（2）と前記キャパシタンス素子（14）との間に接続されたリアクトル（13）を備え、
    前記物理量は、前記リアクトル（13）を流れる電流であることを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記物理量は、前記キャパシタンス素子（14）を流れる電流であることを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記物理量は、前記キャパシタンス素子（14）に蓄えられた電気的エネルギーであることを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記物理量は、前記交流電源（2）からの入力電流であることを特徴とする電力変換装置。
16. 請求項１～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記電流制御部（20）は、前記電流検出部（15）の検出値に基づいてすべり周波数（ω_ｓ）を推定し、推定したすべり周波数（ω_ｓ）に基づいて、前記出力電流指令値（Ｉ_α ^ref、Ｉ_β ^ref）を算出することを特徴とする電力変換装置。

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